Giải pháp xử lý méo LNA trong máy thu lấy mẫu trực tiếp đa kênh sử dụng thuật toán RLS

Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

Giải Pháp Xử Lý Méo LNA trong Máy Thu
Lấy Mẫu Trực Tiếp Đa Kênh Sử Dụng
Thuật Tốn RLS
Trần Đình Chí1, Phạm Thành Cơng2, Phạm Xuân Nghĩa1, Lê Hải Nam1, Trần Thị Hồng Thắm1,
Vũ Ngọc Anh1 và Trịnh Quang Kiên1
Khoa Vô Tuyến Điện Tử, Học Viện Kỹ Thuật Quân Sự
2
Viện Điện tử, Viện Khoa học và Cơng nghệ Qn sự
Email: ,
1

có hệ số được điều chỉnh thích nghi (BPF) để loại bỏ
các méo xuất hiện ở cạnh kênh thu. Một giải pháp
khác sử dụng bộ lọc đa băng trong miền RF được đề
xuất trong [6,7] để tách thành phần hài và các thành
phần xuyên điều chế xuất hiện sau của LNA. Tuy
nhiên, các giải pháp sử dụng bộ lọc băng thích nghi có
độ phức tạp cao và khó triển khai thực tế khi thực hiện
tại miền RF với công nghệ hiện nay.

Abstract— Trong bài báo này, chúng tôi đề xuất giải
pháp sửa méo cho tín hiệu tần số vơ tuyến (RF) do phi
tuyến của khuếch đại tạp âm thấp (LNA) tạo ra trong
máy thu lấy mẫu trực tiếp khi làm việc ở chế độ đa kênh.
Kênh thu phụ khơng có LNA làm kênh thu tham chiếu
tuyến tính làm đàu vào cho thuật tốn thích nghi bình
phương tối thiểu đệ quy (RLS) kết hợp với mơ hình phi
tuyến để tái tạo lại lượng méo giống với méo của tín hiệu
RF sau LNA. Méo được giảm bằng cách lấy tín hiệu RF

sau LNA trừ đi méo được tái tạo. Giải pháp được mô
phỏng bằng phần mềm Matlab Simulink mô tả một máy
thu lấy mẫu trực tiếp (DSR) làm việc ở dải tần cao và rất
cao (HF/VHF) với ba kênh điều chế pha trực giao QPSK.
Kết quả thực hiện cho thấy phương pháp đề xuất đã cải
thiện chất lượng phổ sau xử lý, cũng như tăng độ chụm
các điểm của chịm sao tín hiệu điều chế QPSK. Cụ thể,
độ cải thiện tỉ số tín hiệu trên nhiễu và ồn SNDR là ~27
dB cho kênh thu có mức năng lượng thấp chịu ảnh
hưởng của méo phi tuyến.

Các phương pháp sử dụng bảng tra tham số (LUT)
được đề xuất trong [8,9], hướng tới đối tượng là các bộ
khuếch đại công suất phi tuyến trong máy phát và máy
thu đơn kênh, băng tần hẹp. Một giải pháp LUT khác
đã được đề xuất trong [10] với bộ tham số được tìm
bằng một thao tác huấn luyện thực hiện trước khi thu.
Quá trình huấn luyện sẽ cho ra các tham số phi tuyến
theo các mức tín hiệu RF khác nhau và lưu vào bảng
LUT. Yêu cầu cần thiết đối với giải pháp này là đặc
tính LNA phải đồng nhất trong toàn bộ dải tần làm
việc.

Keywords- Máy thu lấy mẫu trực tiếp, méo phi tuyến,
kênh thu tham chiếu, thuật tốn thích nghi RLS.

I.

Các giải pháp sửa méo sử dụng kênh thu tham chiếu
được đề xuất trong [11-13]. Các giải pháp này dùng

các thuật tốn thích nghi khác nhau trong q trình
ước lượng tham số méo: bình phương tối thiểu LS,
bình phương trung bình nhỏ nhất LMS hay bình
phương trung bình nhỏ nhất có bước thay đổi VLMS.
Trong bài báo này mơ tả giải pháp giảm méo bằng
cách sử dụng thêm kênh thu tham chiếu với thuật toán
xử lý RLS được thực hiện hồn tồn trong miền tín
hiệu số. Mục đích của kênh thu tham chiếu khơng có
khuếch đại để tái tạo các thành phần méo gồm hài và
xuyên điều chế, với biên độ và pha được xác định
bằng một mơ hình phi tuyến kết hợp thuật tốn thích
nghi. Giảm méo được thực hiện bằng cách lấy tín hiệu
kênh thu chính trừ đi méo được tái tạo.

GIỚI THIỆU

Máy thu lấy mẫu trực tiếp (DSR) đang trở thành một
cấu trúc phổ biến bởi sự xuất hiện của các bộ chuyển
đổi tương tự sang số (ADC) có tốc độ cao và dải động
rộng [1-3]. Tuy nhiên, trong DSR thu tồn dải thì bộ
lọc đầu vào rất rộng và tổng năng lượng của các kênh
sóng mang độc lập vào máy thu có thể rất lớn nên méo
phi tuyến là rất nghiêm trọng. Trong máy thu này thì
các méo sinh ra từ các kênh tín hiệu có năng lượng lớn
có thể xuất hiện tại các kênh cần thu. Với cấu trúc máy
thu này thì thành phần méo cần xem xét xử lý sẽ gồm
cả thành phần hài và xuyên điều chế [3].
Hiện tại đã có nhiều nghiên cứu về méo phi tuyến
LNA và các phương pháp giảm méo cho LNA [4-8].
Phương pháp trong [4] sử dụng bộ lọc thông dải để

chọn ra các thành phần méo để tìm tham số phi tuyến.
Một giải pháp khác trong [5] sử dụng bộ lọc thơng dải

ISBN 978-604-80-7468-5

Phần cịn lại của bài báo được sắp xếp như sau. Phần
II trình bày về tính phi tuyến của LNA và ảnh hưởng
của chúng đến máy thu lấy mẫu trực tiếp. Sau đó,
chúng tơi đề xuất giải pháp tuyến tính hóa LNA sử

238


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

ADC

0o

90o

LO

2f2 – f1

2f1

2f2

Hài

3f1

3f2

Tần số

Hình 3. Tín hiệu và méo của LNA khi khuếch đại tín hiệu
2–tone

Theo tài liệu [11-13], mơ hình phi tuyến bậc ba đơn
giản cho một tín hiệu RF có thể được viết:
(1)
trong đó là hệ số chỉ độ khuếch đại tuyến tính của
LNA và
hệ số méo. Với tần số sóng mang
thấp các thành phần hài bậc chẵn và bậc lẻ sinh ra đều
có thể nằm ở trong dải tần cần thu. Cụ thể, xét với
thành phần thứ hai trong (1):

Giải
điều chế

LNA

(2)

FPGA/DSP

biểu thức (2) cho thấy, tần số mới xuất hiện ở và

nhưng khơng có thành phần tần số tại . Điều
này đảm bảo rằng méo bậc hai sinh ra không làm ảnh
hưởng đến chính nó và các cân lân cận nhưng méo
sinh ra ảnh hưởng đến kênh xung quanh vị trí tần số
. Như vậy, nếu
nằm trong dải tần làm việc
của máy thu (
nhỏ hơn nửa tốc độ lấy mẫu của
ADC) thì méo này cần được xử lý.

Hình 1. Kiến trúc máy thu lấy mẫu trực tiếp DSR.
IP2
IP3
P1dB

Công suất ra
OIP1

Xuyên điều chế

2f1 + f2
2f2 + f1

Cấu trúc chung của máy thu đa kênh DSR được thể
hiện trong Hình 1. Trong đó, LNA cần có hệ số khuếch
đại phù hợp để đảm bảo độ nhạy của máy thu [1-3].
Vấn đề là, các LNA chỉ hoạt động tuyến tính với năng
lượng đầu vào nhỏ. Khi tổng năng lượng tín hiệu đầu
vào bộ khuếch đại cao hơn ngưỡng tuyến tính IIP1,
như trong Hình 2 thì méo sẽ xuất hiện. Có hai loại méo

do phi tuyến của LNA cần được xem xét là thành phần
hài và các thành phần xuyên điều chế. Khác với méo
phi tuyến của các bộ khuếch đại công suất, méo phi
tuyến của LNA không cố định và ước lượng trước
được mà phụ thuộc vào tổng mức tín hiệu nhận được.

2f1 – f2

SỰ PHI TUYẾN CỦA LNA VÀ ẢNH HƯỞNG
CỦA CHÚNG ĐẾN MÁY THU DSR

f1 – f2

Công sất

II.

f1 f2

f1 + f2

dụng thuật tốn RLS và trình bày kết quả mơ phỏng
trong phần III và kết luận trong phần IV.

Tương tự, thành phần thứ ba trong (1) là
thành phần phi tuyến cũng có thể được biểu diễn như
trong (3)
IIP1
Cơng suất vào

(3)

Hình 2. Đặc tuyến AM–AM của LNA

biểu thức (3) cho thấy thành phần tần số mới được tạo
ra xung quanh
do phi tuyến là
sẽ
ảnh hưởng đến đến chính nó và các cân lân cận và
thành phần
ảnh hưởng đến kênh có vị trí
. Như vậy, với những kênh có
xung quanh tần số
3 nằm trong dải tần làm việc của máy thu (
nhỏ
hơn nửa tốc độ lấy mẫu của ADC) thì méo này cũng
cần được xử lý.
Tác động của các thành phần méo phi tuyến LNA

ISBN 978-604-80-7468-5

239


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

đến máy thu DSR được minh họa trong Hình 3. Có thể
thấy trong hình, điều chế liên điều chế bậc ba của ,
tạo ra các tần số (tức là
,

), ở gần
các tần số , , và các kênh gây nhiễu tại các vị trí
này.

tại các tần số
MHz.

Cấu trúc của DSR với thuật tốn xử lý méo được
trình bày trong Hình 4. Trong sơ đồ này, tín hiệu của
kênh thu chính chuyển được khuếch đại bằng LNA và
đưa qua ADC để được số hóa. Trong khi đó, tín hiệu
của kênh thu tham chiếu khơng được khuếch đại mà
được số hóa trực tiếp bởi một ADC khác. Do khơng đi
qua mạch khuếch đại nên tín hiệu của kênh tham chiếu
có thể coi là tín hiệu tuyến tính. Sau đó, từ các tín hiệu
đầu vào yRF và yREF, thuật toán RLS sẽ thực hiện ước
lượng các hệ số phi tuyến LNA trước khi đưa đến phần
xử lý tiếp theo.
Kênh thu chính

yRF[n]

ADC

+

Sau khi đánh giá hiệu quả của giải pháp với máy thu
dùng tín hiệu 2-tone, nghiên cứu tiếp tục thực hiện với
dạng tín hiệu các kênh điều chế số QPSK. Một mơ
hình DSR đa kênh làm việc ở dải tần HF/VHF được

dùng làm mô phỏng. Trong đó, hai kênh ADC tốc độ

xRF[n]

RLS

Hình 5. Phổ tín hiệu 2-tone trước và sau khi xử lý méo cho sự
đánh giá dải động khơng có tổ hợp tần số khơng mong muốn
(SFDR).

yREF[n]
ADC

(.)

w1

Kênh tham chiếu
2

(.)

w2

+

e[n]

Bảng 1. Tham số các kênh RF dùng kiểm tra giải pháp
xử lý méo bằng RLS

+

Kênh

Hình 4. Sơ đồ xử lý méo dùng kênh thu tham chiếu và thuật
tốn thích nghi RLS.

Ch1
Ch2
Ch3

Trong sơ đồ, yRF[n] là tín hiệu kênh thu chính bị
méo do phi tuyến của LNA và yREF[n] tín hiệu của
kênh thu tham chiếu. Để xử lý méo, tín hiệu yREF[n]
được đưa vào mơ hình phi tuyến để tái tạo lại méo.
Bằng cách điều chỉnh các hệ số , sau khi RLS đạt
hội tụ tín hiệu ê[n] ở đầu ra mơ hình phi tuyến có dạng
giống với méo gây ra bởi LNA. Méo được giảm bằng
cách lấy tín hiệu bị méo yRF[n] trừ đi thành phần méo
được tái tạo ê[n]. tại đầu ra ta có tín hiệu
[n] được
tuyến tính hóa.
Để đánh giá hiệu quả của giải pháp, nhóm nghiên
cứu đã kiểm tra hiệu quả của giải pháp đề xuất bằng
mô phỏng trên phần mềm Matlab với dạng tín hiệu 2tone. Để ước lượng giá trị SFDR tại băng tần cơ sở,
chúng tôi đã sử dụng phương pháp tiêu chuẩn trong
[14] bằng cách thiết lập tín hiệu đầu vào của máy thu là
2-tone và cách nhau 2 MHz. Sau bộ chuyển đổi xuống,
tín hiệu tone nhận được tại băng tần cơ sở nhận được

tại các tần số lần lượt là f1 = 12 MHz và f2 = 14 MHz
với hai thành phần méo bậc 3 (trong trường hợp này
các các thành phần xuyên điều chế), lần lượt xuất hiện

ISBN 978-604-80-7468-5

= 16

Hình 5 đã thể hiện rõ ràng sự thay đổi phổ tín hiệu
trước khi được xử lý méo và khơng xử lý méo. Hình
phổ tín hiệu cho thấy trước khi sửa méo thì thành phần
xuyên điều chế bậc ba chỉ thấp hơn tín hiệu chính
khoảng 23 dB. Với giải pháp xử lý méo dùng lọc thích
nghi RLS thì các thành phần hài bậc ba này được giảm
xuống mức nền tạp. Từ đó, hệ số SFDR được cải thiện
tới hơn 30 dB.

III. GIẢI PHÁP TUYẾN TÍNH HĨA LNA SỬ
DỤNG THUẬT TỐN RLS VÀ KẾT QUẢ THỰC
HIỆN MƠ PHỎNG

xRF[n]

= 10 MHz và

Điều
chế
QPSK
QPSK
QPSK

Tốc độ ký
tự
500 ksps
500 ksps
500 ksps

Tần số sóng mang

cao tốc độ lấy mẫu 200 Msps được sử dụng để số hóa
trực tiếp tín hiệu RF cho kênh chính và kênh tham
chiếu.
Ở đây, ba kênh điều chế số sóng mang độc lập được
sử dụng để kiểm tra ảnh hưởng của méo phi tuyến của
LNA. Trong đó, một kênh cần thu có năng lượng nhỏ
nhất bị ảnh hưởng mạnh nhất bởi méo phi tuyến (bị
ảnh hưởng bởi hài, xuyên điều chế từ các kênh còn
lại). Cụ thể, ba kênh điều chế QPSK và tốc độ dữ liệu
cho mỗi kênh là 500 ksps. Tham số cụ thể của các
kênh được cho như trong Bảng 1. Ba kênh gây méo là
các kênh có tần số sóng mang
(Ch1),
(Ch2) và
(Ch3). Kênh có
cơng suất nhỏ cần thu là kênh Ch3 có tần số sóng
mang là
. Mơ hình phi tuyến sử dụng ở
đây là mơ hình Hammerstein khơng có hiệu ứng nhớ.
Phổ cơng suất của tín hiệu đầu ra LNA trước và sau
khi xử lý méo được thể hiện trong Hình 6. Khi khơng

240


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

sử dụng giải pháp xử lý méo thì các kênh được chọn
trong Bảng 1 thì kênh Ch3 sẽ bị ảnh hưởng nghiêm
trọng xuyên điều chế sinh ra bởi hai kênh cịn lại. Từ
hình ảnh phổ cơng suất cho thấy kênh Ch3 có mức
cơng suất đầu vào nhỏ hơn so với hai kênh còn lại
khoảng 30 dB sẽ bị ảnh hưởng nghiêm trọng bởi thành
phần xuyên điều chế bậc ba được tạo bởi kênh Ch1 và
kênh Ch2
. Méo sinh ra sẽ làm giảm
SNDR của kênh Ch4 như thể hiện trong Hình 6. Cũng
từ phổ tín hiệu trước và sau xử lý méo cho thấy giải
pháp được đề xuất có khả năng giảm méo phi tuyến
LNA.
Hình 8. Chịm sao tín hiệu của máy thu sau khi dùng phương
pháp xử lý méo được đề xuất.

Mức cái thiện SNDR cho kênh cần thu là khoảng 27
dB với các tham số mơ phỏng như được trình bày
trong Bảng 1.
Kết quả quả sửa méo cũng được kiểm tra bằng chịm
sao tín hiệu trước và sau khi xử lý méo. Hình 7 là hình
ảnh chịm sao tín hiệu ngay sau LNA khi khơng dùng
phương pháp sửa méo nào. Hình 8 thể hiện chịm sao
tín hiệu kênh Ch3 khi sử dụng giải pháp sửa méo dùng

kênh thu tham chiếu và thuật tốn thích nghi RLS.

Hình 6. Phổ tin hiệu trước và sau sửa méo

Có thể thấy, khi khơng sử dung bù méo, chịm sao
tín hiệu nhận được xuất hiện đều trên mặt phẳng IQ,
điểm của chịm sao tín hiệu bị mở rộng. Trong khi đó,
chịm sao khi xử lý méo đạt độ chụm cao. Như vậy,
kết quả mô phỏng đã cho thấy giải pháp đề xuất là có
hiệu quả. Chất lượng sau xử lý cũng cho thấy tốt hơn ở
mức tín hiệu kênh cần thu nhỏ.
IV.

KẾT LUẬN

Trong bài báo này, chúng tôi đề xuất và khảo sát
hiệu quả của giải pháp sửa méo phi tuyến sử dụng kênh
thu tham chiếu và thuật tốn thích nghi RLS. Với giải
pháp được đề xuất, thơng qua mơ phỏng cho thấy chất
lượng tín hiệu ở đầu thu được cải thiện rõ rệt. Cụ thể
với tín hiệu dạng 2-tone sửa méo có thể cái thiện SFDR
khoảng 30 dB. Ngoài ra, hiệu quả sửa méo cũng được
xác nhận trên chịm sao tín hiệu sau giải điều chế khi
đầu vào là các kênh điều chế QPSK, và mức cải thiện
SNDR là ~27dB.

Hình 7. Chịm sao tín hiệu khi có ảnh hưởng của méo phi
tuyến LNA

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1]
[2]
[3]

ISBN 978-604-80-7468-5

241

J. Mitola, “The software radio architecture,” IEEE Commun.
Mag., vol. 33, no. 5, pp. 26–38, may 1995.
Rakesh Soni and Eric Newman, “Direct conversion receiver
designs enable multi-standard/multi-band operation,” Analog
Devices, Inc. Feb. 2019.
O. Jamin, “Broadband Direct RF Digitization Receivers”,
Analog Circuits and Signal Processing 121, DOI 10.1007/9783-319-01150-9_2,
Springer
International
Publishing
Switzerland 2014.


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thơng và Cơng nghệ Thơng tin (REV-ECIT2022)

[4]

[5]

[6]

[7]

[8]

[9]

Raphặl Vansebrouck, Chadi Jabbour, Olivier Jamin, and
Patricia Desgreys, “Fully-Digital Blind Compensation of NonLinear Distortions in Wideband Receivers” IEEE Transactions
On Circuits And Systems-I: Regular Papers, vol. 64, no. 8, pp.
2112-2123, August 2017
M. Allén, J. Marttila, M. Valkama, M. Grimm, and R. Thoma,
“Digital post-processing based wideband receiver linearization
for enhanced spectrum sensing and access,” in Proc. 9th Int.
Conf. Cognit. Radio Oriented Wireless Netw. Communn.,
Oulu, Finland, Jun. 2014, pp. 520–525..
L. Peng and H. Ma, "Design and Implementation of SoftwareDefined Radio Receiver Based on Blind Nonlinear System
Identification and Compensation," in IEEE Transactions on
Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 58, no. 11, pp.
2776-2789, Nov. 2011
Poborchaya, N.E. Synthesis of an Algorithm for Estimating
Signal Distortions in a Direct Conversion Receiver Based on
Combining a Regularizing Procedure and a Nonlinear Filtering
Method. J. Commun. Technol. Electron. 66, 964–970 (2021).
K. J. Muhonen, M. Kavehrad and R. Krishnamoorthy, "Lookup table techniques for adaptive digital predistortion: a
development and comparison," in IEEE Transactions on
Vehicular Technology, vol. 49, no. 5, pp. 1995-2002, Sept.
2000.
P. Jardin and G. Baudoin, "Filter Lookup Table Method for
Power Amplifier Linearization," in IEEE Transactions on

ISBN 978-604-80-7468-5

[10]

[11]

[12]

[13]

[14]

242

Vehicular Technology, vol. 56, no. 3, pp. 1076-1087, May
2007
Ngoc-Anh Vu, Hai-Nam Le, Thi-Hong-Tham Tran, QuangKien Trinh, “A LUT-based scheme for LNA linearization in
direct RF sampling receivers,” Journal of Physical
Communication, 2021, 101530, ISSN 1874-4907.
M. Grimm, M. Allen, J. Marttila, M. Valkama, and R. Thoma,
“Joint mitigation of nonlinear rf and baseband distortions in
wideband direct-conversion receivers,” Microwave Theory and
Techniques, IEEE Transactions on, vol. 62, no. 1, pp. 166–
182, Jan 2014
N. Vu, H. Le, T. Tran, Q. Trinh, Novel distortion
compensation scheme for multichannel direct RF digitization
receiver, in: 2019 19th International Symposium on
Communications and Information Technologies, ISCIT, 2019,
pp. 156–161, />Vu Ngoc Anh, Le Hai Nam, Tran Thi Hong Tham, Trinh
Quang Kien, A Comprehensive Study of Adaptive LNA
Nonlinearity Compensation Methods in Direct RF Sampling

Receivers, VNU Journal of Science: Comp. Science & Com.
Eng, Vol. 36, No. 2 (2020) 32-432
Admoon Andrawes “Multi-tone Analysis in Nonlinear
Systems,” 2nd International Conference on Advances in
Computational Tools for Engineering Applications (ACTE),
pp. 96-100, 2012