Đồ án thiết kế mạch flyback

Lời Mở Đầu
Ngày nay với sự tiến bộ của khoa học công nghệ, các thiết bị điện tử ngày càng được ứng dụng
rộng rãi trong hầu hết các lĩnh vực Kinh tế-Xã hội, cũng như trong đời sống hằng ngày. Trong tất cả thiết
bị điện tử nói chung thì vấn đề nguồn luôn là vấn đề cần phải quan tâm và xem xét cẩn thân, vì nó quyết
định đến tính an toàn , ổn định và vận hành hiệu quả của hệ thống. Hầu hiết các thiết bị đều sử dụng
nguồn 1 chiều được ổn áp cẩn thân. Khi tính toán thiết kế nguồn ổn áp cho một mạch điện tử thì ta có
hai hướng thiết kế : một là thiết kế nguồn tuyến tính , hai là thiết kế nguồn xung. thì với trình độ phát
triển của kỹ thuật hiện đại thì nguồn xung càng tỏ rõ được ưu thế vượt trội so với nguồn tuyến tính về
hiệu năng, cơng suất, tính nhỏ gọn,… . Có rất nhiều mơ hình nguồn xung để cho ta lựa chọn : mơ hình
nguồn xung kiểu Buck , mơ hình nguồn xung kiểu Boost , hay mơ hình nguồn flyback,… Đề tài này em
chọn nguồn flyback để tìm hiểu, vì tính linh hoạt của nó, có thể tạo được nhiều đầu ra theo ý muốn, có
thể thiết kế đầu ra tăng áp hay giảm áp tùy theo thiết kế mong muốn.
Em xin cảm ơn thầy giáo TS. Nguyễn Hồng Quang đã hướng dẫn giúp em hoàn thành đồ án này,
do kiến thức bản thân cịn hạn chế, nên có nhiều thiết xót, mong nhận được sự góp ý của thầy và các
bạn.Em xin chân thành cảm ơn.


MỤC LỤC
I.LÝ THUYẾT VÀ TÍNH TỐN MẠCH
1.

Lý thuyết về mạch nguồn Flyback……..………………………………...........................
1.1. Chế Độ Liên Tục……………………………………………………………………………………….
1.2. Chế Độ Gián Đoan……………………………………………………………………………………

2.

Thiết kế Mạch Flyback……………………………………………………...
2.1. Nhiệm Vụ Thiết Kế…………………………………………………………………………………….
2.2. Tính Tốn Phần Mạch Lực……………………………………………………………………………
2.3. Tính Tốn Phần Mạch Điều Khiển…………………………………………………………………..

3.

Mơ phỏng…………………………………………………………………....

II.KẾT QUẢ ĐẠT ĐƯỢC VÀ PHÂN TÍCH LỠI
Mơ tả chi tiết các vấn đề g p phải, cách giải quyết, có thể bao gồm mọi hình ảnh
để minh họa………………………………………………………………………………………………………
III.KIẾN NGHỊ ĐỂ DỰ ÁN CÓ THỂ MỞ RỢNG
Đưa ra các ý kiến đóng góp cho dự án có thể được mở rợng trong tương lai, giúp ng trong tương lai, giúp
sinh viên có thể hoàn thiện hơn thiết kế này………………………………....................n hơn thiết kế này………………………………....................
IV. KẾT QUẢ.
V. TÀI LIỆU THAM KHẢO.


I. LÝ THUYẾT VÀ TÍNH TỐN MẠCH
1. Lý thuyết về mạch nguồn Flyback.
Mơ hình nguồn flyback thường dùng có dạng như hình dưới.

Hình 1: Mơ hình Flyback
Tuy nhiên khi phân tích ta giả sử biến áp là biến áp lý tưởng và năng lượng từ trườngtrong nó
được mơ tả bằng cuộn cảm Lm như hình vẽ dưới :

Hình 2: Mơ hình biến áp xung
Nguyên lý hoạt động của mạch flyback được mơ tả như hình dưới :
Như hình vẽ ta thấy nó gồm : 1 MOSFET cơng st hoạt động như một khóa đóng cắt,1 điode
cơng suất, mơt tụ lọc ngõ ra C, một biến áp xung, có nhiệm vụ cách ly đầu vào và đầu ra, và tích lũy năng
lượng từ trường. Mạch nguồn flyback thường dùng cho các bọ nguồn có cơng suất từ 20W đến 200W.
nó có hai chế độ hoạt động : CCM (dòng liên tục) và DCM (dong gián đoạn). sau đâu ta sẽ phân tích qua
từng chế độ một.

Hình 3: Ngun lý hoạt động
1.1. Chế độ dịng điện liên tục (CCM).
a. xét trong khoảng thời gian 0MosFet đóng và Diode khóa như trên Hình 3_a, dạng sóng của dịng điện và điện áp như trên
Hình 4.

-điện áp hai đầu diode là :
điện sơ cấp :

i1 

Vd  (

Vi
 V0 )
i i2 0  dòng
n
; dòng qua diode và cuộn thứ cấp d

i2
0
n

- điện áp hai đầu cuôn cảm Lm là :

VLm Vi Lm

is iLm 

cảm Lm và khóa MOSFET là :
điểm t=0 ).

diLm
dt

Vi
t  iLm  0 
Lm

. từ đó ta xác định được dịng chẩy qua cuộn

(ở đây

iLm  0 

là dòng chẩy qua cuộn cảm ở thời


Từ đó ta tính được dịng điện lớn nhất chẩy qua cuộn cảm và khóa MOSFET là :

V DT
iLm max iLm ( DT )  i
 iLm (0)
Lm
.
V DT
iLm iLm ( DT )  iLm (0)  i
Lm
Và giá trị dịng điện đập mạch :

Hình 4:



Giả sử hiệu xuất là :  100% , từ đó ta có mỗi quan hệ giữa điện áp đầu vào và điện áp đầu ra là :

V
D
M Vdc  0 
Vi n(1  D )

-điện áp hai đầu diode là :

Vd  (

V
Vi
V
Vd  0
 V0 )  0
Dmin .
n
D  điên áp cực đại trên diode

iL
i0 iLm
i0



 m
n
2
n(1  D)
2

iSM ii 
- dòng điện đỉnh chẩy qua MOSFET là :

iSMmax ii 
 dòng điện đỉnh cực đại chẩy qua MOSFET là :

iL
i0 iLm
i0 max


 mmax
n
2
n(1  Dmax )
2

b. xét trong khoảng thời gian TD < t < T.
Trong khoảng thời gian này MOSFET khóa, diode dẫn (hình vẽ 3_b).
-khi đó điện áp hai đầu diode bằng 0, dịng chẩy qua chuyển mạch MOSFET bằng 0;

-điện áp hai đầu cuộn cảm Lm là :

VLm Vi  nV0 Lm

 dòng chẩy qua cuộn cảm Lm là :

iLm 

V2 V0

diLm
dt

nV0
V DT
(t  DT )  i
 iLm (0)
Lm
Lm

nV0
Vi DT
(
t

DT
)

 iLm (0)
i  iLm = Lm
Lm
-ta có : dịng chẩy qua cuộn sơ cấp biến áp là : 1

 dòng chẩy qua diode thứ cấp là :

Ta có :

VSM Vi  nV0 

id i2  ni1



n 2V0
nV DT
(t  DT )  i
 niLm (0)
Lm
Lm

nV
nV0
VSMmax  0
Dmin .
D  điện áp cực đại đặt lên MOSFET :

-dòng điện đỉnh chẩy qua diode là :

idm ni1  i0 

niLm
i
niLm

 0 
2
1 D
2

i0
niLmmax
idmmax 

1  Dmax
2
 dòng điện đỉnh cực đại chẩy qua diode là : dòng điện đỉnh cực đại chẩy qua diode là :


Cần chú ý rằng trong chế độ liên tục này, giữa điện áp vào và điện áp ra có một mối quan hệ:

M vdc 

D
n(1  D)

c. Biên giới giữa hai chế độ CCM và DCM.

Hình 5: Mơ tả mạch Flyback ở biên giới giữa chế độ CCM và DCM
Hình vẽ trên mơ tả dạng sóng dịng điện ở biên giới giữa hai chế độ CCM và DCM. Từ đó ta dễ
dàng tính được dịng điện qua cn cảm Lm:

iLm (t ) 

Vi

t
Lm

với : 0 t DT

V DT nV0 (1  D)T
nV (1  Dmin )T
iLm iLm (0)  i

iLmmax  0
Lm
Lm
Lm


.
-từ dó ta có dịng 1 chiều chẩy qua cuộn cảm ở ranh giới giữa 2 chế độ DCM và CCM là :

iLmB 

WOB

-

iLm max x
2
 năng lượng tích trữ trong cuộn cảm ơ chế độ này là :

i 2 Lm max Lm


2

V2
POB  0
RL
Mắt khác ta có :

WOB n 2V0 2 (1  Dmin )
POB 

T
2 f m Lm
 công suất đầu ra :


Lm min 


n 2 RL min (1  Dmin ) 2
2 fm
.

1.2. Chế độ dòng gián đoạn.
a. Xét trong khoảng thời gian 0Mosfet mở và điode khóa như trên hình 3_b, dạng song của dòng điện và điện áp như trên hình 5.

i1 
Dịng điện chay qua diode là id=i2=0, -> dòng điện sơ cấp là:

điện áp 2 đầu cuộn cảm là

VLm Vi Lm

 i2
0
n

diLm
dt

.

từ đó ta xác định được dòng điện chảy qua cuộn cảm và qua Mosfet là

dòng điện max chảy qua cuộn cảm và Mosfet là:

v2 
điện áp thứ cấp MBA là:

v1
n

vD  (
điện áp hai đầu Diode là:

V1
 V0 )
n

Hình 5: dạng sóng dịng điện và điện áp mạch nguồn flyback chế độ gián đoạn (DCM)

b. Xét trong khoảng DT < t < (D+D1)T .
Trong khoảng thời gian này Mosfet khóa cịn Diode mở , khi đó dịng chảy chuyển mạch Mosfet bằng 0,
và điện áp 2 đầu diode bằng 0. Khi đó

v2 V0

v1 vLm  nv2  nV0 Lm
điện áp 2 đầu cuộn cảm và cuộn sơ cấp MBA là:

diLm
dt


iLm 
từ đó dịng chảy qua cuộn cảm là:

nV0
V DT
(t  DT )  1
Lm
Lm

iLm 
dòng đỉnh cực đại chảy qua cuộn cảm là:

nV0 D1
f s Lm
nV0

nV D
(t  DT )  1
Lm
f s Lm

i1  iLm 
dòng điện chảy qua cuộn sơ cấp MBA là:

dòng điện chảy qua cuộn thứ cấp MBA là:

n 2V0
nV D
iD i2  ni1 
(t  DT )  1
Lm
f s Lm

iDM nI SM 
dòng đỉnh cực đại chảy qua diode là:

do:

v1  nv2  nV0 ,



điện áp đỉnh cực đại chảy qua Mosfet là:

với:

nV1 D
f s Lm

vs VSM V1  v1 V1  nV0

VSMmax V1max  nV0

c. khoảng thời gian :

( D  D1 )T  t T

.

Trong khoảng thời gian này cả Diode và Mosfet đều khóa. Khi đó dịng điện chảy qua cuộn thứ cấp va
Diode là:

iD i2 0

Và dòng điện chảy qua Mosfet và cuộn sơ cấp là:

i

Khi đó dịng qua cuộn cảm là Lm
điện áp 2 đầu điode là

0

vD  V0

i1 iS 0

. suy ra v1 = 0 = v2 , diện áp qua Mosfet là

vs V1 ,

Và


2. Thiết Kế Mạch Flyback.
2.1. Nhiệm Vụ Và yêu Cầu Thiết Kế.
Flyback là một dạng của mạch nguồn xung được dùng phổ biến nhất hiện nay, với ưu điểm là
hiệu xuất chuyển đổi rất cao (từ 75-85%, thậm chí cịn hơn ), ngồi ra nó cịn cho phép thiết kế với nhiều
đầu ra khác nhau và có cực tính khác nhau.
Yêu cầu thiết kế : bài này em sẽ thiết kế mạch flyback với dải điện áp đầu vào là 15-32V (nguồn
láy từ sạc laptop), và yêu cầu là ổn định áp đầu ra ở 5V, và dòng tối đa cung cấp là 1A.
từ yêu cầu bài toán, chế độ làm việc của mơ hình flyback sẽ được lựa chọn trong đề tài này là
chế độ khơng liên tục vì :
+giảm được kích thước của biến áp xung.
+Lm nhỏ, do đó giảm được điện áp ngược tác động lên MOSFET, khơng phải chế tạo
mạch khóa diode, do đó đơn giản trong công việc thiết kế hơn.
+ đá ứng nhanh với thay đổi đầu ra.
+ tuy nhiên nhược điểm của chế độ không liên tục là gai điện áp đầu ra lớn, tuy nhiên do
đề tài mang tính chất tìm hiểu, do đó có thể chấp nhận và khắc phục được bằng tụ lọc đầu ra.

2.2. Tính Tốn Phần mạch Lực.
Sơ đồ nguyên lý mạch DC-DC Flyback Converter như hình dưới.


Như trên sơ đồ ta thấy, phần mạch được chia thành 2 phần là phần lực và phần điều khiển. sau đây ra sẽ
đi tính tốn chi tiết từng thành phần cho mạch flyback.

a. tính tốn và chọn MOSFET và diode.

V
M vdc  0
Vi là hàm thể hiện mối quan hệ giữa áp đầu ra và áp đầu vào.
Ta gọi
theo như yêu cầu bài toán :
được

Vi 15  32V và đầu ra Vo 15V, do đó ở chế độ định mức, ta có thể tính

M vdc max và min như sau:
V
5
M vdcmax  o 
Vi min 15
V
5
M vdc min  o 
Vi max 32


Như đã phân tích ở trên thì ta thấy, ở chế độ khơng liên tục thì nên có mơt khoảng thời gian để cả
MOSFET và DIODE đều khóa, và theo như kinh nghiệm thì khoảng thời gian này thường lấy là 0.2T. giả sử
Dmax = 0.4, khi đó ta có thể tính tốn tỷ số vịng dây cuộn sơ cấp và thứ cấp theo công thức sau:

n

Dmax (Vin min  1)

0.8(Vo  1)  Dmax (Vo  1) = 2.33  chọn n=2.5 (chú ý là n là tỷ số số vòng dây cuộn sơ cấp và thứ

cấp của biến áp xung).
Chọn tần số đóng cắt : f = 10Khz. Từ đó ta có thể tính giá trị max của Lm để mạch hoạt động ở
chế độ DCM như sau:

V 2 D 2
Lm  in min max
2 Pomax f
= 306 uH.

 chọn Lm = 300uH.

Từ đó ta có thể tính toán lại giá trị Dmax và Dmin như sau:

Dmin M vdc min

Dm ax M vdcmax

2 fLm
 RL min

= 0.1875

2 fLm
 RL min

= 0.3961

Dòng đỉnh cực đại chẩy qua MOSFET và Diode có thể tính tốn được theo cơng thức sau:

I SM max 

DminVi max
fLm
= 1.9808 A

I DM max nI SM max = 4.95 A
Và điện áp ngược cực đại đặt lên MOSFET và Diode có thể tính được như sau :

VSM max Vi max  nVo = 45 V
V
VDM max  i max  Vo
n
= 18 V

Do vậy ta có thể chọn MOSFET là IRFZ530N và diode là diode shottky U860 (chọn diode xung cho phép I
lớn hơn 5A ).


Tính tốn tụ lọc đầu ra: giả sử mong muốn điện áp đập mạch đầu ra

Co 

Vripple 

300mV. Khi đó ta tính

I o max Dmax
Vripple f

được giá trị của tụ C cần thiết theo công thức sau:
= 622.67uF, thật ra tụ C chọn càng
lớn càng tốt, ngồi thị trường có tụ 1000uF/50V. do đó tụ C chọn có giá trị 1000uF/50V.

b. Tính tốn mạch bảo vệ snubber cho MOSFET .
như ta biết thì khi MOSFET đóng đột ngột thì dịng qua nó giảm rất nhanh, và trong mạch có
cuộn cảm , do đó mà điện áp ngược đặt lên MOSFET sẽ rất lớn và có thể làm hỏng MOSFET, do đó ta cần
phải có mạch bảo vệ mosfet:

Giả sử ta gọi Vmt là điện áp cực đại “mong muốn” đặt lên mosfet. Do đó ta cần phải có

VMpeak  Vmt  VSM max


Chọn

( tra trong datasheet của IRFZ530N thì ta có

VMpeak

= 100)

Vmt = 80V.

Có một đại lượng ta cần quan tâm tới khi đóng cắt mosfet là điện cảm “giị” của biến áp, ta gọi là : Lk.
Thông thường Lk thường lấy là 0.3Lm (nếu thiết kế biến áp xung tốt thì Lk = 0.1Lm hoặc nhỏ hơn nữa).

Lk 0.3Lm = 3uH.
công suất max tiêu tán trên điện trở Rs của mạch snubber là :

Ps 0.5 Lk I 2 f = 0.161 w .


V2
Rs  s
Ps = 5.6 kohm
Điện áp rơi trên điện trở Rs (mạch snubber) là Vs = Vt-Vin = 48V -- >
chon điện trở Rs là 15k/0.25W

Cs 
Tụ điện mạch snubber được xác định nhờ vào công thức sau :

Ts
Rs = 17857,14 pF

chọn tụ điện là 20pF, tương ứng là 3 con 104 ghép song song với nhau.
Biến trở RV1 trong mạch có nhiệm vụ tạo phân áp để phản hồi điện áp về khối mạch điều khiển, để đỡ
lãng phí cơng suất trên RV1 thì ta chon RV1 là biến trở 50K.
c. Tính tốn biến áp xung.
Để chọn được kiểu lõi ferit sẽ dung thì ta dung cơng thức sau để áng chừng kiểu loi:

Ap  Ae . Aw 

Po Dcma
f .B.k .

Ae , Aw tương ứng là diện tích vùng lõi quấn, và diện tích cung cấp để ta quấn dây. Hai
thông số này cho ở catalog của lõi ferit.
Po là công suất đầu ra.

Dcma lấy 250 mA
F la tần số đóng cắt.

B là cảm ứng điện từ bão hòa . lấy là 150 Guass
K là hệ số phụ thuộc mạch : đối với flyback lấy là 0.00025 ; và  là hiêu xuất của mạch.
(ngoài ra để chọn lõi ferit thì ta có thể dựa vào cơng suất ngõ ra yêu cầu mà linh hoạt chọn lựa cho phù
hợp).
Hiện tại mình có lõi EE25, tính tốn ra thì nó đáp ứng khá tốt chỉ tiêu của cơng thức trên.
Để tính số vịng dây thì ta dựa vào công thức sau :

Np 

Lp I pk
B. Ae = 42.56 --> chọn số vòng cuộn sơ cấp là 43 vòng. -->số vịng cuộn

thứ cấp là 18 vịng.
Để tính kích thước lõi dây thì ta phải tính dịng điện hiệu dụng chậy qua biến áp.


I rms I pk

Dmax
3 = 0.7198 A

Giả sử mong muốn mật độ dịng điện là 5A/mm2 -- >đường kính lõi dây quấn cuộn sơ cấp là 40mm.
Tính tốn tương tự ta tính chọn đường kích lõi thứ cấp là 40mm, nhưng là 2 sợi dây.

2.3. tính tốn phần mạch điều khiển.
a. tìm hiểu về IC TL494.
Hình dạng của chip TL494 :

Sơ đồ khối của IC Tl494 được mô tả như hình dưới :


Chức năng của các chân được mô tả như sau (so sánh với sơ đồ khối để dễ hiểu):
-Pin 5 và Pin 6 : đây là 2 chậy tạo dao động xung rang cưa, bằng cách mắc thêm điện trở và tụ để

f 
tạo ra xung rang của có tần số :

1
RC

Ta có đồ thị đặc tính sau để chọn R và C

-PIN 4 : chân thiết lập chế độ khởi động mềm , nó giúp mạch ổn định khi khởi động


-Pin 1 và Pin 2: đây tương ứng là đầu vào đương và âm của mạch so sánh mà ta dung để phản
hồi đầu ra về để điều khiển.
- Pin15 và Pin 16 : hai chân này có chức năng tương tự Pin 1 và Pin 2, nó nhằm mục đính giới
hạn dịng cho mạch nguồn. tuy nhiên trong đề tài này để đơn giản thì ta tạm ko dung chức năng này, do
đó hai chân này sẽ được nối tương ứng với hai chân 1 và 2.
- Pin3 : chân phản hồi, như ta biết thì mạch OPAM có hệ số khuếch đại rất lớn, nó có thể làm
mất ổn định mạch nguồn, do đó để đk được mạch nguồn thì ta cần phải điều khiển được hệ số khuếch
đại của OPAM.
- Pin 7 và Pin 12 tương ứng là 2 chân nối đất và cấp nguồn cho TL494.
-Pin 14 : đây là chân tạo điện áp chuẩn 5V.

- Pin 8, Pin 9, Pin 11 và Pin 10: đây tương ứng là các chân C và E của transistor BJT. Từ sơ đồ khối

trên ta có thể lựa chọn linh hoạt để được điều khiển cần thiết như mong muốn.
Thơng thương thì transistor NPN thì cực E được nối đất, và dung cực C để điều khiển (cực C trong
trường hợp này là ở trạng thái cao trở.), do đó khi dung ta phải dùng thêm 1 điện trở kéo lên Vcc
b. tính chọn thơng số cho mạch điều khiển.

f 
- tính chọn tần số : chọn R = 10k , thày vào công thức
tụ gốm 103.

1
RC =10kHz -> C = 0.01uF -> chọn

-tính chọn mạch phản hồi : thật ra mạch phản hồi trong bài tốn chọn có dạng


Theo mơ hình mạch phản hồi trên ta dễ dàng xác định được biểu thước đầu ra của OPAM theo Vo như
sau : gọi Kpa là hệ số phân áp , gọi điện áp đầu ra của OPAM là Vcut. Khi đó ta có biểu thức sau:

Vcut 

Rf
Vref

 Vref  Vo 
K pa Ra K pa

.

Giả sử ta có đầu vào Vin =32V -> D= 0.1857 .
Để đơn giản thì ta chọn Kpa = 2.

Hệ số khuếch đại thì ta đặt nhỏ, khi chậy mạch thì tăng hệ số khuếch đại lên dần.
3. Mô Phỏng.
Kết quả mô phỏng bằng PSIM được minh họa ở hình vẽ dưới, đầu ra đáp ứng khá tốt khi thay
đổi tải.