nghiên cứu, mô phỏng kỹ thuật điều chế thích ứng

MỤC LỤC
TỪ VIẾT TẮT, DANH SÁCH HÌNH 8
MỞ ĐẦU 1
CHƢƠNG I: MỘT SỐ KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ 3
1.1. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ PSK (phase shift keying) 3
1.1.1. Binary PSK. 3
1.1.2. Quadrature PSK 5
1.2. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ CẦU PHƢƠNG (QAM). 7
1.2.1. Chòm sao QAM 10
1.2.2. Square QAM 11
1.2.3. Điều chế QAM 11
1.2.4. Giải điều chế QAM 12
1.2.5. Xác suất lỗi QAM 13
1.3. NHẬN XÉT 15
CHƢƠNG II: KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 16
2.1. NGUYÊN LÝ ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 16
2.2. HỆ THỐNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 16
2.3. SƠ ĐỒ KHỐI CỦA HỆ THÔNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 17
2.3.1.Chức năng các khối: 17
2.3.2. Giới hạn thích nghi 17
2.4. ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI CHO KÊNH FADING BĂNG HẸP. 20
2.4.1. Điều khiển công suất trên kênh fading băng hẹp. 21
2.4.2. Ngƣỡng điều khiển công suất để cải thiện thực hiện tỷ số lỗi bít 22
2.4.3. Ngƣỡng điều khiển công suất để cải thiện thực hiện tỷ số lỗi bít 223
2.4.4. Ngƣỡng điều khiển công suất cho sử dụng chuyển mạch tối thiểu 25
2.5. ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI TRONG MÔI TRƢỜNG BĂNG RỘNG. 27
2.6. ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI. 28
2.6.1. Đánh giá kênh truyền 31
2.6.2. Tác động của khoảng symbol pilot 36

2.6.3. Hiệu quả của SNR của Pilot 37
2.6.4. Anh hƣởng của trễ phản hồi (feedback delay) 38
2.6.5. Phân tích đánh giá chất lƣợng kênh trong điều chế thích nghi 38
2.6.6. Dự đoán kênh 41
CHƢƠNG III: MÔ PHỎNG 42
KẾT LUẬN 52
TÀI LIỆU THAM KHẢO 53



TỪ VIẾT TẮT
A
ABER: Adaptive Bit-Error-Rate
AMPS: Advanced Mobile Phone Service
AWGN: Additive White Gaussian Noise

B
BER: Bit-Error-Rate
BPS: Bit per Symbol
BPSK: Binary Phase Shift Keying

C
CCI: Co-Channel - Interference
CCITT: International Telgraph and Telephone Consultative Committee
CDF : Cumulative Distribution Function
CDMA: Code Division Multiple Access
CDMA-2000: Code Division Multiple Access - 2000

D
DMT:

E
ETSI: European Telecommunications Standard Institute

F
FDMA: Frequency Division Multiple Access
FEC: Forward Error Correction
FFT: Fast Fourier Transform

G
GSM: Global System for Mobile Communication

I
IEEE: Institute of Electrical and Electronics Engineers
IFFT: Invert Fast Fourier Transform
ITU: International Telecommunication Union
ISI: Inter_ Symbol_ Interference

L
LOS: Line-of-sight
LMDS: local-to-multipoin-distribution-services

M
MAM: M-ary Amplitude Modulation
MEM: Maximum Entropy Method


MPSK: M-ary Phase Shift Keying
M-QAM: M-ary Quadrature Amplitude Modulation

N
NMT: Nordic Mobile Telephone

O
OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing

P
PCZ: Power Control Zone
PDF: Probability Density Function
PSAM: Pilot Symbol Assisted Modulation
PSD: Power Spectral Density
PSK: Phase Shift Keying

Q
QAM: Quadrature Amplitude Modulation
QPSK: Quadrature Phase Shift Keying

R
RF: Radio Frequency

S
SNR: Signal-to-Noise Ratio

T
TDD: Time Division Duplex
TDMA: Time Division Multiple Access

W
WCDMA: Wide Code Division Multiple Access

DANH SÁCH HÌNH
Hình 1. 1: Chòm sao tín hiệu BPSK 4
Hình 1. 2 : Điều chế BPSK (a) và giải điều chế BPSK (b) kết hợp 5
Hình 1. 3: Chòm sao tín hiệu QPSK 6
Hình 1. 4: Dạng sóng QPSK 7
Hình 1. 5: Các loại chòm sao tín hiệu QPSK 10
Hình 1. 6 : Điều chế QAM 12
Hình 1. 7 : Chòm sao 16-QAM đƣợc mã hoá Gray 12
Hình 1. 8: Giải điều chế QAM 13
Hình 1. 9: Xác suất lỗi bit của QAM 14


Hình 2. 1: Sơ đồ khối hệ thống điều chế thích nghi 17
Hình 2. 2: Thực hiện BER trong AWGN 19
Hình 2. 3: Đặc tính của SNR trong kênh băng hẹp, đƣợc sử dụng để chọn lựa các sơ
đồ tiếp theo. 20
Hình 2. 4: Sơ đồ ngƣỡng điều khiển công suất 21
Hình 2. 5: BER và BPS trung bình của điều chế thích nghi sử dụng sơ đồ ngƣỡng điều
khiển công suất cho các phạm vi dãi động khác nhau 23
Hình 2. 6: BER và BPS trung bình của điều chế thích nghi sử dụng sơ đồ ngƣỡng điều
khiển công suất cho các phạm vi dãi động khác nhau 25
Hình 2. 7: BER và BPS trung bình sử dụng sơ đồ điều khiển ngƣỡng công suất cho các
phạm vi dãi động khác nhau. 27
Hình 2. 8: Sơ đồ điều chế thích nghi cơ bản 29
Hình 2. 9: Xác suất lỗi bít trong AWGN 30
Hình 2. 10: Thực hiện BER theo lý thuyết của điều chế thích nghi cho ba tỷ số lỗi đích
khác nhau 31
Hình 2. 11: Dạng khung của PSAM 32
Hình 2. 12: Chòm sao tín hiệu QAM mô tả symbol pilot 33

Hình 2. 13: Giải thật FFT tổng quát 34
Hình 2. 14: Cấu trúc khung để giảm hiệu ứng đƣờng biên 35
Hình 2. 15: Minh hoạ độ chính xác sự đánh giá kênh FFT 36
Hình 2. 16: cận cảnh của hiệu ứng biên 36
Hình 2. 17: Đƣờng bao fading thực đƣợc lần theo bằng nội suy FFT tại tốc độ
Doppler của 120Hz và 130Hz 37
Hình 2. 18: Mô tả dự đoán kênh 42

Hình 3. 1: Mô hình tổng thể của chƣơng trình mô phỏng 43
Hình 3. 2: Giao diện mô phỏng điều chế thích nghi 48
Hình 3. 3: Giao diện vẽ ber 48
Hình 3. 4: BER ngƣỡng 1.e-4,k = 0dB,delay = 0, hiệu suất phổ đạt đƣợc là 4,8172 49
Hình 3. 5: BER ngƣỡng 1.e-3,k=0dB,delay=0,hiệu suất phổ đạt đƣợc là 4.83 50
Hình 3. 6: Đồ thị BER cho k=0.1dB(đƣờng trên) và k=0.2dB(đƣờng dƣới), ứng với
BER ngƣỡng 1.e-4,delay=0 50
Hình 3. 7: Đồ thị BER cho delay=5 (đƣờng trên) và delay=10 (đƣờng dƣới), ứng với
BER ngƣỡng 1.e-4,k=0.1dB 51

1
MỞ ĐẦU
1. LÝ DO CHỌN ĐỀ TÀI
1.1. Cơ sở lý luận
Trong truyền thông vô tuyến, phổ là một yếu tố quan trọng. Nó cùng với tỷ số
tín hiệu trên nhiễu (SNR) xác định tốc độ mà chúng ta có thể truyền thông tin. Ảnh
hƣởng nhiễu trong hệ thống thông tin là nhiễu từ môi trƣờng truyền. Chúng ta nghiên
cứu các cách truyền trong môi trƣờng nhiễu bằng điều chế thích nghi. Bằng các
phƣơng pháp này, chúng ta sẽ thay đổi điều chế tại bộ phát dựa vào các đáp ứng phản
hồi theo các điều kiện thay đổi của kênh. Đây là một cách tối ƣu để truyền đúng sơ đồ
cho các trạng thái của kênh với độ chính xác đƣợc yêu cầu. Ví dụ, kênh ở trạng thái
kém (nhƣ SNR thấp) chúng ta có thể giảm kích cỡ chòm sao tín hiệu để cải thiện chất

lƣợng. Ngƣợc lại khi kênh ở trạng thái tốt (SNR cao) chúng ta có thể tăng kích cỡ
chòm sao tín hiệu để tăng tốc độ dữ liệu một cách khả thi. Vì vậy,để nâng cao tốc độ
kênh truyền dẫn số mà vẫn bảo đảm BER theo những giá trị nhất định chúng ta sử
dụng điều chế thích nghi. Điều đó làm hệ thống linh hoạt và có thể sử dụng hiệu quả
của phổ tần hơn. Lúc đó thì lƣu lƣợng có thể đạt đƣợc ở mức cao và chất lƣợng truyền
tốt hơn.

1.2. Cơ sở thực tiễn
Trong quá trình truyền tin, việc sử dụng hiệu quả phổ và nâng cao chất lƣợng
kênh truyền là vấn đề hết sức quan trọng. Vì vậy đã có nhiều tác giả nghiên cứu, đề
cập đến vấn đề điều chế thích nghi (ở phạm vi tài liệu mà chúng tôi có đƣợc), có thể
thấy rằng: có rất nhiều bài viết trực tiếp hoặc gián tiếp liên quan đến đề tài. Tuy vậy,
những bài viết, nghiên cứu đánh giá cụ thể, sát thực với đặc điểm, tình hình của từng
đƣờng truyền thông tin số phù hợp lại chƣa nhiều và chƣa thực sâu sát. Vì thế, tôi thấy
cần có đƣợc những nghiên cứu, đánh giá cụ thể hơn, sát thực hơn để giải quyết vấn đề
triệt để hơn, hiệu quả hơn. Đó chính là những lí do để chúng tôi thực hiện đề tài này.
Tuy nhiên, do những giới hạn nhất định về thời gian nghiên cứu và bản thân ngƣời
nghiên cứu nên đề tài không thể tránh khỏi những thiếu sót, chúng tôi rất mong đƣợc
nhiều sự đánh giá, góp ý, bổ sung cho đề tài để đề tài dần đƣợc hoàn thiện hơn.
2. BỐ CỤC ĐỀ TÀI
Chƣơng I. Một số kỹ thuật điều chế
Chƣơng II. Kỹ thuật điều chế thích nghi
Chƣơng III. Mô phỏng
3. Ý NGHĨA KHOA HỌC
Trong hệ thống cổ điển nguồn tài nguyên đƣợc cấp cố định cho ngƣời dùng,
còn trong phƣơng pháp thích ứng thì sau khi nhận dạng yêu cầu của ngƣời dùng mới
cấp tài nguyên , vì thế việc sử dụng tài nguyên hệ thống hiệu quả hơn, nâng cao công
suất hoạt động của hệ thống.
Kỹ thuật thích ứng cho chất lƣợng tín hiệu tốt hơn đến ngƣời dùng, làm giảm
nhiễu xuyên kênh, chỉ phát vừa đủ công suất tín hiệu, vì thế chất lƣợng tín hiệu nhận

đƣợc tốt hơn sau khi truyền tín hiệu qua một vùng phủ rộng lớn
Giải thuật thích ứng thay đổi giá trị thông số điều chế linh động hơn. Theo
những luồng kênh thích hợp , khi kênh tốt thì giá trị đó sẽ gán cho thông số điều chế
để lƣu lƣợng đạt đƣợc ở mức cao; khi kênh xấu thì giá trị đó sẽ gán cho thông số điều
chế để chất lƣợng truyền tốt ở những mức truyền thấp có thể đƣợc bảo đảm. Điều đó

2
làm hệ thống linh hoạt và có thể sử dụng hiệu quả của phổ tần hơn. Lúc đó thì lƣu
lƣợng có thể đạt đƣợc ở mức cao và chất lƣợng truyền tốt hơn. .
Điều chế thích ứng và mã hóa (AMC-Adaptation Modulation and Coding) để
tối ƣu hóa băng thông tùy thuộc vào điều kiện của kênh truyền. Đối với kênh truyền
tốt (có nghĩa là tỷ số tín hiệu trên nhiễu tạp âm SNR cao) có thể điều chế ở 64-QAM.
Đối với kênh ở chất lƣợng thấp thì giảm dần mức điều chế xuống đến QPSK.



Học viên thực hiện



LƢƠNG ĐẮC Ý

CHƢƠNG I: MỘT SỐ KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ
Điều chế là quá trình xử lý thông tin vào sóng mang vô tuyến. Ðiều chế số cũng có thể cải
thiện hiệu suất phổ, bởi vì các tín hiệu số tốt hơn cho việc hạn chế sự suy giảm kênh. Hiệu
suất phổ là một thuộc tính quan trọng cho các hệ thống không dây.

3
Để đạt đƣợc hiệu suất phổ cao, các sơ đồ điều chế phải đƣợc lựa chọn để có hiệu suất
băng thông cao. Nhiều hệ thống không dây, nhƣ điện thoại tế bào, hoạt động theo nguyên tác
là tái sử dụng tần số, ở đây các tần số sóng mang đƣợc tái sử dụng ở các vị trí địa lý đã đƣợc
chia. Chất lƣợng hệ thống đƣợc giới hạn bởi nhiễu đồng kênh. Các sơ đồ điều chế phải xác
định đƣợc hiệu suất băng thông và có khả năng chịu đƣợc nhiễu đồng kênh ở các mức cao.
Các kỹ thuật điều chế số đƣợc chọn lựa cho các hệ thống không dây nhờ đáp ứng các thuộc
tính sau:
 Mật độ công suất: làm giảm hiệu ứng của nhiễu kênh kề, công suất bức xạ kênh kề
từ 60 đến 80 dB. Các kỹ thuật điều chế có búp chính hẹp và rolloff nhanh của các
búp biên.
 BER tốt: xác suất lỗi bít thấp phải đạt đƣợc khi có nhiễu đồng kênh, nhiễu kênh
kề, nhiễu nhiệt và sự suy giảm các kênh khác nhƣ fading và nhiễu xuyên ký tự

(ISI).
 Đặc tính đƣờng bao: khuyếch đại phi tuyến có thể giảm tỷ số bít lỗi cho các sơ đồ
điều chế, các thông tin phát đƣợc khuyếch đại biên độ sóng mang. Để làm giảm
các phổ búp biên trong suốt thời gian khuyếch đại phi tuyến, tín hiệu ngõ vào phải
có đƣờng bao cố định
1.1. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ PSK (phase shift keying)
PSK là một trƣờng lớn của các sơ đồ điều chế số. PSK đƣợc sử dụng rộng rải trong
nghành công nghiệp viễn thông. BPSK và QPSK đƣợc sử dụng hầu hết trong các sơ đồ điều
chế PSK, do hệ thống của chúng đơn giản và có hiệu suất công suất và độ rộng băng thông rất
tốt. Các sơ đồ MPSK mức cao hơn đƣợc sử dụng nếu yêu cầu về hiệu suất băng thông cao
hơn với tỷ số SNR cho phép.
1.1.1. Binary PSK.
Dữ liệu nhị phân đƣợc đặc trƣng bởi hai tín hiệu với pha khác nhau, hai pha đó là 0 và

,
hai tín hiệu đó là :
 
1
cos2
c
s t A f t


, với
0 tT
, cho
1

 
2

cos2
c
s t A f t


, với
0 tT
, cho
0

Các tín hiệu này đƣợc gọi là đối cực (antipodal). Lý do chọn lựa điều chế BPSK vì điều
chế này có hệ số tƣơng quan bằng -1, chúng cho xác suất lỗi tối thiểu khi cùng giá trị
/
bo
EN
,
hai tín hiệu trên có cùng tần số và năng lƣợng. Chúng ta thấy tất cả các tín hiệu PSK có thể
đƣợc đặc trƣng bằng đồ thị bởi một chòm sao tín hiệu trong một hệ toạ độ hai chiều với :
tf
T
t
c

2cos
2
)(
1

, với
0 tT

Và
 
2
2
sin2
c
t f t
T

  
, với
0 tT

Tƣơng ứng với trục thẳng đứng và trục nằm ngang của nó.
(1.1)
(1.2)
(1.3)

4


Hình 1. 1: Chòm sao tín hiệu BPSK
Dấu “-” trong
 
2
t
có nghĩa là các biểu thức tín hiệu PSK là một tổng thay vì là một tín
hiệu khác. Nhiều tín hiệu khác, đặc biệt là tín hiệu QAM cũng đƣợc mô tả nhƣ vậy. Do đó
chúng ta mô tả chòm sao tín hiệu BPSK với

 
1
st
và
 
2
st
đƣợc biễu diễn bằng hai điểm trên
trục nằm ngang.
Ở đây :
2
2
AT
E 

Giả sử luồng dữ liệu nhị phân là 10110 thì dạng sóng của tín hiệu BPSK điều chế có dạng
nhƣ sau:


(a) f
c
= 2T
Dạng sóng có đƣờng bao là hằng số, có pha không liên tục tại ranh giới của các bít, nếu
/
cb
f mR m T
, với
m
là một số nguyên và
b

R
là tốc độ bít dữ liệu, và thời bít đồng bộ với
sóng mang, khi đó pha ban đầu tại ranh giới bít là
0
hoặc

tƣơng ứng với bít với 1 hoặc 0.
Tuy nhiên, nếu
c
f
không phải là một bội số nguyên của
b
R
, pha ban đầu tại một ranh giới của
bít khác 0 hoặc



Điều chế tín hiệu BPSK thật sự đơn giản. Đầu tiên một luồng dữ liệu
 
at
đƣợc hình
thành từ luồng dữ liệu nhị phân.
   
k
k
a t a p t kT






 
2
t

 
2
st

E

 
1
t

 
1
st

E

0

Da ta 1 0 1 1 0
(1.4)
(1.5)

5

(a)

(b)
Hình 1. 2 : Điều chế BPSK (a) và giải điều chế BPSK (b) kết hợp
1.1.2. Quadrature PSK
Trong tất cả các sơ đồ MPSK, QPSK là sơ đồ thƣờng đƣợc sử dụng khi nó không giảm
BER trong khi yêu cầu hiệu suất băng thông tăng.
QPSK là một trƣờng hợp đặc biệt của MPSK, tín hiệu này có dạng nhƣ sau:
 
cos 2
i c i
s A f t


, với
0 tT
,
1,2,3,4i 

Ơ đây:
 
21
4
i
i





Pha ban đầu của tín hiệu là
3 5 7
, , ,
4 4 4 4
   
. Tần số sóng mang đƣợc chọn là bội số
nguyên của tốc độ symbol, vì vậy trong bất kỳ khoảng symbol
 
,1kT k T


, pha ban đầu
của tín hiệu là một trong bốn pha trên.
Từ biểu thức trên ta có thể viết:
 
cos cos2 sin sin2
i i c i c
s t A f t A f t
   


   
1 1 2 2ii
s t s t



1
2

cos
sin
ii
ii
sE
sE





Và
1
2
1
tan
i
i
i
s
s




Dibit
Phase
i


1
cos
ii
sE



2
sin
ii
sE



 
Aa t cos2
c
ft


c
Acos2 f t


(-1,+1)
Nguồn NRZ
 
at

Osc

(1.6)
(1.7)
(1.8)

6
11
/4


/2E

/2E

01
3 /4


/2E

/2E

00
3 /4



/2E

/2E

10
/4



/2E

/2E

Bảng 1: Tọa độ tín hiệu QPSK
Dạng sóng QPSK sử dụng điểm tín hiệu trong hình sau:

Hình 1. 3: Chòm sao tín hiệu QPSK
S
1
S
2
S
3
S
4
E

11

01

00

10

0

1


 
1
t

 
2
t


7

Hình 1. 4: Dạng sóng QPSK
Giống nhƣ BPSK, dạng sóng có đƣờng bao hằng và pha không liên tục tại ranh giới
symbol. Nhƣng khác BPSK, chu kỳ symbol là 2T
b
. Nếu tốc độ truyền dẫn của các symbol
giống trong QPSK và BPSK, rõ ràng bằng trực giác dữ liệu truyền QPSK gấp đôi BPSK.
Khoảng cách các điểm kề nhau trong chòm sao QPSK ngắn hơn BPSK. Điều này làm cho giải
điều chế khó khăn hơn so với BPSK để phân biệt các symbol. Tuy nhiên mặc dù xác suất lỗi
symbol tăng nhƣng xác suất lỗi bít không thay đổi.
1.2. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ CẦU PHƢƠNG (QAM).
Các sơ đồ điều chế passband mà chúng ta đã nghiên cứu nhƣ BPSK, QPSK. Tất cả các sơ
đồ này đều có đƣờng bao là hằng số. Đặc tính đƣờng bao hằng của các sơ đồ này đặc biệt
quan trọng cho các hệ thống với bộ khuyếch đại công suất phải hoạt động trong các vùng

không tuyến tính của đặc tính ngõ vào và ngõ ra cho hiệu suất công suất cực đại, giống nhƣ
các bộ thu phát vệ tinh. Trong một vài hệ thống viễn thông, đƣờng bao hằng có thể không là
{a
k
} 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1
{I
k
} 1 1 -1 -1 1
{Q
k
} -1 1 -1 1 1
0
/4



/4


3 /4



3 /4


/4


 

cos2
c
I t f t


 
sin2
c
Q t f t


     
cos2 sin2
cc
s t I t f t Q t f t



I(t)
Q(t)
t
t
t
t
t

8
một yêu cầu cần thiết. Nhƣng trái lại hiệu suất băng thông là rất quan trọng. Điều chế biên độ
cầu phƣơng (QAM) là một lớp của các sơ đồ đƣờng bao không hằng, nó có thể đạt đƣợc hiệu
suất băng thông cao hơn MPSK khi cùng công suất tín hiệu trung bình. Trong các sơ đồ điều

chế nhiều mức biên độ (MAM: M-ary Amplitude Modulation) tín hiệu cùng pha nhƣng biên
độ khác nhau. Trong các sơ đồ MPSK, tín hiệu có cùng biên độ nhƣng pha khác nhau. Và
đƣơng nhiên bƣớc phát triển kế tiếp là sử dụng cả hai kiểu điều chế biên độ và pha trong một
sơ đồ (QAM). Tín hiệu đó có dạng nhƣ sau:
   
cos 2
i i c i
s t A f t


, với
1,2, iM
(1.9)
Ơ đây
i
A
là biên độ và
i

là pha của tín hiệu thứ
i
trong tín hiệu M mức. Dạng xung
thƣờng đƣợc sử dụng để cải tiến phổ và hạn chế ISI hỗ trợ trong QAM. Với dạng xung đó tín
hiệu QAM có dạng nhƣ sau:
     
cos 2
i i c i
s t A p t f t



, với
1,2, iM
(1.10)
Với
 
pt
là xung trơn xác định trên
 
0,T
. Biểu thức trên có thể viết lại nhƣ sau:
     
12
cos2 sin2
i i c i c
s t A p t f t A p t f t


(1.11)
Với :
1
2
cos
sin
i i i
i i i
AA
AA





(1.12)
Và
22
12i i i
A A A
(1.13)
Tƣơng tự MPSK, tín hiệu QAM có thể đƣợc biểu diễn một tổ hợp tuyến tính của hại hàm
trực giao. Biểu thức tín hiệu có dạng nhƣ sau:
     
1 1 2 2i i i
s t s t s t


(1.14)
Ở đây:
tftp
E
t
c
p

2cos)(
2
)(
1

, 0≤ t ≤ T
tftp
E

t
c
p

2sin)(
2
)(
2

, 0≤ t ≤ T (1.15)
Và
11
22
cos
22
sin
22
pp
i i i i
pp
i i i i
EE
s A A
EE
s A A




(1.16)

Với
p
E
là năng lƣợng của
 
pt
trong
 
0,T
.
 
2
0
T
p
E p t dt

. Hệ số
2/
p
E
để chuẩn
hoá những hàm cơ bản
 
1
t

và
 
2

t

. Khi
T
f
c
1

,
 
pt
là một đƣờng bao biến đổi chậm.
Đầu tiên chúng thực sự đƣợc chuẩn hoá khi:
   
2 2 2
1
00
2
cos 2
TT
c
p
t dt p t f tdt
E





9

 
 
2
0
1
1 cos4
T
c
p
p t f t dt
E




1
, với
T
f
c
1


Cũng giống nhƣ vậy cho
 
2
t

. Thứ hai chúng thực sự trực giao khi:
     

2
12
00
2
cos2 sin2
TT
cc
p
t t dt p t f t f tdt
E
   




 
2
0
2
sin4
T
c
p
p t f tdt
E




0

, với
T
f
c
1


Nhƣ vậy cho tất cả các trƣờng hợp thực tế,
 
1
t

và
 
2
t

là trực giao. Khi
 
1pt
trong
 
0,T
,
p
ET
.
Năng lƣợng của tín hiệu thứ I là:
 
22

0
1
2
T
i i i p
E s t dt A E

(1.17)
Và năng lƣợng tín hiệu trung bình là:
 
2
1
.
2
avg p i
E E E A
(1.18)
Công suất trung bình là:
avg
avg
E
P
T

(1.19)
Biên độ trung bình là:
2
avg avg
AP
(1.20)

Tƣơng tự MPSK, một đặc trƣng hình học đƣợc gọi là chòm sao là một cách rõ ràng để mô
tả tín hiệu QAM. Trên trục nằm ngang của mặt phẳng chòm sao là
 
1
t

và trục thẳng đứng là
 
2
t

. Một tín hiệu QAM đƣợc đặc trƣng bởi một điểm (hoặc vector hay pha) với toạ độ
 
12
,
ii
ss
. Trên hai trục có thể lựa chọn
 
cos2
c
p t f t

và
 
sin2
c
p t f t



. Vì vậy toạ độ tín
hiệu là
 
12
,
ii
AA
. Đôi khi hai trục này đƣợc gọi là trục I và trục Q.

Tín hiệu QAM dạng I Tín hiệu QAM dạng II
Q
Q
I
I

10

Tín hiệu QAM dạng III
Hình 1. 5: Các loại chòm sao tín hiệu QPSK
Chúng ta có thể nghiên cứu các đặc tính của chòm sao QAM. Giả sử trục là
 
1
t

và
 
2
t

, mỗi tín hiệu đƣợc đặc trƣng bởi phasor (hoặc điểm tín hiệu).

 
12
,
i i i
s s s

Độ lớn của phasor là :
22
12i i i i
s s s E  
(1.21)
Cái này quan hệ với biên độ tín hiệu nhƣ sau:
2
ii
p
As
E

(1.22)
Năng lƣợng trung bình là:
 
 
2
avg i i
E E E E s
(1.23)
Pha
i

là góc của đáp ứng phasor

1
2
1
tan
i
i
i
s
s



(1.24)
Khoảng cách bất kỳ của một cặp phasor là:
2
ij i j
d s s

   
22
1 1 2 2i j i j
s s s s   
, với
, 1,2, i j M
(1.25)
Phụ thuộc các giá trị
 
12
,
ii

ss
hoặc
 
,
ii
A

ứng với một chòm sao QAM khác nhau đƣợc
thực hiện.
1.2.1. Chòm sao QAM
Chòm sao loại III (là Square-QAM) đã đƣợc sử dụng rộng rãi trong hầu hết các hệ thống.
Khi thiết kế một chòm sao, phải quan tâm đến các điểm sau:
1. Khoảng cách Euclidean tối thiểu
min
d
trong số các phasor, càng lớn càng tốt, khi xác
định xác suất lỗi symbol của sơ đồ điều chế.
2. sự khác nhau về pha giữa các phasor, càng lớn càng tốt, khi nó xác định sai pha và
chống lại sự biến dạng của sơ đồ thu lại sóng mang và clock không hoàn hảo và xoay
pha của kênh
Q
I

11
3. công suất trung bình của phasor phải càng nhỏ thì càng tốt.
4. tỷ số công suất đỉnh trên trung bình của phasor, tỷ số này là thông số đo đạc chống lại
sự biến dạng không tuyến tính bị gây ra do bộ khuyếch đại công suất. Nó càng đồng
nhất càng tốt.
5. các đặc tính khác nhƣ chống lại ảnh hƣởng của fading.
1.2.2. Square QAM

Cho tín hiệu square QAM M mức, dạng tín hiệu của nó nhƣ sau:
     
cos2 sin2
oo
i i c i c
pp
EE
s t I p t f t Q p t f t
EE



   
12
22
oo
ii
EE
I t Q t


(1.26)
Ơ đây
o
E
là năng lƣợng của tín hiệu với biên độ thấp nhất, và
 
,
ii
IQ

là một cặp số
nguyên độc lập cái này xác định điểm tín hiệu trong chòm sao. Giá trị tối thiểu của
 
,
ii
IQ
là
 
1, 1
. Cặp
 
,
ii
IQ
là một phần tử của ma trận
LL

 
     
     
     
1, 1 3, 1 1, 1
1, 3 3, 3 1, 3
,
1, 1 3, 1 1, 1
ii
L L L L L L
L L L L L L
IQ
L L L L L L

       


       




          


(1.27)
Với
LM
,
4
n
M 
,
1,2,3, n 

Ví dụ: cho 16-QAM,
4L 
, ta có ma trận nhƣ sau:
 
       
       
       
       
3,3 1,3 1,3 3,3

3,1 1,1 1,1 3,1
,
3, 1 1, 1 1, 1 3, 1
3, 3 1, 3 1, 3 3, 3
ii
IQ







     

     


(1.28)
(1.29)
1.2.3. Điều chế QAM
Chúng ta có thể viết tín hiệu QAM nhƣ sau:
     
12
cos2 sin2
cc
s t s t f t s t f t


, với

t   
(1.30)
Ơ đây:
   
   
11
22
k
k
k
k
s t A p t kT
s t A p t kT









Chuỗi bit dữ liệu đƣợc đƣa vào n bộ dữ liệu n bit. Có
2
n
M 
bộ đƣợc phân biệt rõ ràng.
Mỗi n bộ của các bit ngõ vào để điều khiển tạo ra các mức. Bộ tạo các mức cung cấp cho
kênh I và kênh Q, đặc biệt dấu và mức cho một đƣờng nằm ngang và đƣờng thẳng đứng kết

12
hợp với trục tung của tín hiệu
 
12
,
kk
AA
. Ánh xạ cho n bộ vào các điểm QAM thƣờng sử
dụng mã Gray để lỗi bit tối thiểu.

Hình 1. 6 : Điều chế QAM

Hình 1. 7 : Chòm sao 16-QAM được mã hoá Gray
Mỗi tín hiệu trong chòm sao có thể lƣu giữ trong tập các mẫu và dữ liệu n bộ đƣợc sử
dụng nhƣ địa chỉ để thu đƣợc các mẫu.
1.2.4. Giải điều chế QAM
Giải điều chế kết hợp QAM có thể đƣợc thực hiện tách sóng kết hợp cho tín hiệu M mức.
Khi tín hiệu QAM chỉ có hai hàm cơ bản, bộ thu đơn giản nhất là sử dụng hai bộ tƣơng quan.
Tín hiệu thu là:
     
i
r t s t n t

Tách sóng tín hiệu QAM thống kê đầy đủ về khoảng cách:
   
22
1 1 2 2i i i
l r s r s   
(1.31)
Ơ đây:

11
0
11
)()( nsdtttrr
i
T




22
0
22
)()( nsdtttrr
i
T





13
Độc lập biến ngẫu nhiên Gaussian với giá trị mean
1i
s
và
2i
s
. Phƣơng sai là
/2

o
N
. Cặp
 
12
,rr
xác định một điểm trong mặt phẳng chòm sao QAM, đặc trƣng cho tín hiệu nhiễu thu
đƣợc. Bộ tách sóng so sánh khoảng cách từ
 
12
,rr
đến tất cả các đôi của
 
12
,
ii
ss
và lựa chọn
một đôi gần nhất. Việc giải điều chế dựa trên kết quả quyết định. Chỉ số k mô tả chu kỳ
symbol thứ k. chú ý rằng biên độ của tín hiệu nhiễu có thể có bất kỳ giá trị. Cho square QAM,
1k
r
và
2k
r
có thể đƣợc tách nhờ hai máy dò tìm nhiều ngƣỡng từ
1i
s
và
2i

s
, do vậy tín hiệu
 
i
st
có thể đƣợc tách ra.



Hình 1. 8: Giải điều chế QAM
1.2.5. Xác suất lỗi QAM
Các chòm sao square QAM với
2
k
M 
với k chẵn, chòm sao QAM tƣơng đƣơng với hai
tín hiệu MAM trên sóng mang cầu phƣơng, mỗi tín hiệu có
LM
điểm tín hiệu. Mỗi tín
hiệu MAM có thể đƣợc giải điều chế riêng. Một symbol QAM đƣợc tách đúng chỉ khi hai
symbol MAM đƣợc tách đúng. Vì vậy xác suất đúng của sự tách sóng của một symbol QAM
là:
 
2
1
c
M
PP

Ơ đây

M
P
là xác suất lỗi symbol của AM
M
mức với một nữa công suất trung bình
của tín hiệu QAM. Chúng ta có:
 
 
21
3
1
avg
M
o
M
E
PQ
MN
M







(1.32)
Với
/
avg o

EN
là SNR trung bình trên symbol. Xác suất lỗi symbol của square QAM là:
 
2
2
1 1 2
s
M M M
P P P P    
(1.33)
Tại SNR cao:
 
ˆ
i
st

 
pt

 
pt

2
2sin ft
c
E
p



2
cos 2 ft
c
E
p


 
rt

2k
r

1k
r

( 1)kT
kT
dt



Tính
toán
i
l

và chọn
giá trị
nhỏ

nhất
Khôi phục
sóng mang
( 1)kT
kT
dt




14
 
 
41
3
2
1
avg
s
M
o
M
E
P P Q
MN
M








(1.34)
Để thu đƣợc xác suất lỗi bit từ xác suất lỗi symbol, chúng ta nhận xét rằng square QAM
có thể đƣợc mã hoá Gray. Do vậy chỉ có một bit khác nhau giữa các symbol kề nhau. Mỗi
symbol lỗi hầu hết là nguyên nhân giống với một bit lỗi tại SNR lớn. Vậy
2
log
s
b
P
P
M

(1.35)
Đƣờng cong
b
P
cho
4,8,16,32,64,128,256M 
đƣợc cho nhƣ hình sau:

Hình 1. 9: Xác suất lỗi bit của QAM
1.3. NHẬN XÉT
Các sơ đồ điều chế M mức thƣờng đƣợc ƣa dùng hơn các sơ đồ điều chế hai mức để
truyền dẫn số liệu ở các kênh truyền dẫn đòi hỏi tiết kiệm băng tần bằng cách tăng công suất.
Bởi vì trong thực tế ít khi nào tìm thấy một kênh thông tin có độ rộng băng tần đúng bằng độ
rộng cần thiết để truyền thông tin sử dụng sơ đồ điều chế hai mức.
 Đối với M-QAM và M-PSK, khi M tăng khoảng cách Euclide tối thiểu giữa các

điểm trong không gian tín hiệu giảm, suy ra xác suất lỗi tăng. Do vậy muốn duy trì xác suất
lỗi cũ (khoảng cách Euclide tối thiểu cũ) thì phải tăng công suất phát (tăng kích thƣớc không
gian tín hiệu). Khi M tăng cũng có nghĩa là số bit trên một symbol tăng nên hiệu quả sử dụng
băng tần cũng tăng. Hiệu quả sử dụng băng tần luôn lớn hơn hoặc bằng 1.
 Tỷ lệ lỗi giảm đơn điệu đối với các kiểu điều chế khi giá trị Eb/No tăng.
Tuy nhiên không phải lúc nào M lớn là tốt. Cần phải có sự cân đối giữa hiệu quả sử
dụng phổ và hiệu quả sử dụng năng lƣợng. Trong số các tín hiệu M-PSK thì QPSK đảm bảo
sự dung hòa tốt nhất giữa hai yêu cầu về công suất và độ rộng băng tần.

16
CHƢƠNG II: KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI
Trong truyền thông vô tuyến, phổ là một yếu tố quan trọng. Nó cùng với tỷ số tín hiệu trên
nhiễu (SNR) xác định tốc độ mà chúng ta có thể truyền thông tin. Trong nhiều năm, các nhà
nghiên cứu tìm nhiều cách để sử dụng phổ hiệu quả nhất. Vào đầu những năm 90, TDMA đã
cho chúng ta cải thiện hiệu quả phổ dựa trên FDMA. Những thập niên sau, CDMA đã cung
cấp hiệu quả phổ còn tốt hơn nữa.
Ảnh hƣởng nhiễu trong hệ thống thông tin di động là nhiễu từ môi trƣờng truyền. Chúng
ta nghiên cứu các cách truyền trong môi trƣờng nhiễu bằng điều chế thích nghi. Bằng các
phƣơng pháp này, chúng ta sẽ thay đổi điều chế tại bộ phát dựa vào các đáp ứng phản hồi theo
các điều kiện thay đổi của kênh. Đây là một cách tối ƣu để truyền đúng sơ đồ cho các trạng
thái của kênh với độ chính xác đƣợc yêu cầu. Ví dụ, khi trạng thái của kênh kém (nhƣ SNR
thấp) chúng ta có thể giảm kích cỡ chòm sao tín hiệu để cải thiện chất lƣợng. Ngƣợc lại khi
kênh ở trạng thái tốt (nhƣ SNR cao) chúng ta có thể tăng kích cỡ chòm sao tín hiệu để tăng
tốc độ dữ liệu một cách khả thi.
Điều chế thích nghi trong truyền thông vô tuyến thật sự đóng vai trò quan trọng, điều chế
thích nghi cung cấp hiệu quả sử dụng hơn các sơ đồ điều chế cố định. Điều chế thích nghi
đƣợc sử dụng trong các modem (DMT). Điều chế thích nghi cũng phát triển mạnh trong các
hệ thống vô tuyến. Các hình thức điều chế thich nghi hiện thời đƣợc sử dụng trong CDMA và
trong các chuẩn LAN không dây nhƣ IEEE 802.11. Các yếu tố liên quan đến điều chế thích
nghi là kênh di động thay đổi theo thời gian. Do vậy phản hồi của kênh thông tin trở thành

yếu tố giới hạn trong điều chế thích nghi.
2.1. NGUYÊN LÝ ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI
Mô hình điều chế thích nghi là sự hoạt động của bộ phát tƣơng ứng theo các điều kiện của
kênh biến thiên theo thời gian. Để đáp ứng hiệu quả với các thay đổi của đặc tính kênh truyền,
các bƣớc sau đây đƣợc thực hiện:
- Đánh giá đặc tính kênh: để lựa chọn phù hợp các thông số đƣợc sử dụng cho sự
truyền dẫn tiếp theo, một sự đánh giá tin cậy của hàm truyền của kênh trong suốt khe
thời gian phát tích cực tiếp theo là rất cần thiết.
- Lựa chọn các thông số phù hợp cho truyền dẫn tiếp theo: dựa trên sự dự đoán các
điều kiện kênh cho khe thời gian tiếp theo, bộ phát lựa chọn kiểu điều chế và các
kiểu mã hoá kênh cho phù hợp.
2.2. HỆ THỐNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI
Một cách tiếp cận hiệu quả để làm giảm những tác động xấu là điều chỉnh một cách thích
hợp các sơ đồ điều chế hoặc mã hoá kênh giống nhƣ một phạm vi của các thông số hệ thống
dựa vào chất lƣợng kênh thông tin gần nhƣ tức thời ở máy thu, đƣợc phản hồi về lại máy phát
với sự tham gia một kênh phản hồi.




17
2.3. SƠ ĐỒ KHỐI CỦA HỆ THÔNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI

Hình 2. 1: Sơ đồ khối hệ thống điều chế thích nghi
2.3.1.Chức năng các khối:
o Nguồn (Source): đây là các bit thông tin đƣợc tạo ra.
o Mã hoá (Encoder): các bit thông tin từ nguồn đến đƣợc mã hoá qua một bộ FEC.
o Chuyển mạch điều chế (Modulator Switch): đây là khối quyết định logic sơ đồ điều
chế các bít từ khối mã hoá hoặc nguồn, nó yêu cầu thông tin từ khối đo đạc kênh.
o Điều chế (Modulator): chuyển đổi dữ liệu nhị phân từ nguồn hoặc các symbol từ khối

mã hoá thành dạng sóng sin phức để truyền.
o Chèn pilot (pilot insert): ở đây các symbol pilot đƣợc chèn vào luồng thông tin để sử
dụng PSAM.
o Kênh (Channel): fading Rayleigh và AWGN đƣợc áp dụng để phát tín hiệu qua.
o Xoá pilot (Pilot remove): tại đây, các symbol pilot đƣợc tách ra khỏi luồng thông tin
và đƣợc lƣu giữ dùng cho khối đo đạc kênh.
o Giải điều chế (Modulator): chuyển đổi tín hiệu thu thành các bit thông tin hoặc các
symbol.
o Đo đạc kênh (Channel Measures): xác định chất lƣợng kênh, dự đoán sự thích nghi,
thông tin đƣợc gỡi trở về bộ ngƣỡng chuyển mạch kênh cho các quyết định thích nghi.
o Giải mã (Decoder): FEC đƣợc xoá bỏ từ các symbol, thông tin bit thu đƣợc gởi về
Sink.
o Sink: BER và hiệu suất phổ đƣợc tính toán ở đây khi frame hoặc block thu đƣợc và
giải điều chế /giải mã.
Điều chế thích nghi là một phƣơng pháp để cải thiện hiệu quả phổ và tỷ số lỗi bít. Chúng
ta có thể tối ƣu hoá nó trong một kênh Rayleigh. Để cải thiện SNR tức thời của chúng ta. Cho
phép các sơ đồ điều chế với tốc độ cao hơn đƣợc sử dụng với xác suất lỗi thấp. Chúng ta sẽ
phân tích bốn sơ đồ điều chế trong các điều kiện lý tƣởng: BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM.

2.3.2. Giới hạn thích nghi
Chúng ta cần một cách để hệ thống quyết định sơ đồ điều chế nào tốt nhất cho điều kiện
hiện tại, BER tại bộ thu sẽ tốt hơn để quyết định chuyển mạch. Tuy nhiên, chúng ta quyết
Nguồn
Mã hoá
NgƣỡngChuyển
mạch điều chế
Điều chế
Chèn Pilot
Kênh truyền
Xoá Pilot

Giải điều chế
Giải mã
Đo đạc kênh
Sink

18
định các phạm vi nào của SNR sẽ đƣợc sử dụng cho sơ đồ điều chế nào, vấn đề này đƣợc thực
hiện trong kênh AWGN cho mỗi sơ đồ điều chế.
Điều này đòi hỏi rằng tín hiệu của chúng ta là
       
.r t c t s t n t
, với
 
ct
là kênh
fading,
 
st
là tín hiệu phát đi và
 
nt
là tín hiệu nhiễu. SNR là tỷ số công suất tín hiệu trên
công suất nhiễu. Trong hệ thống, chúng ta xem công suất tín hiệu là công suất của tín hiệu
phát nhân với kênh Rayleigh. Kết quả công suất tín hiệu là công suất tín hiệu thu tức thời và
đƣợc so sánh trực tiếp với công suất nhiễu. Điều này cho phép chúng ta xem BER trong một
kênh AWGN. Chúng ta có các công thức xác suất lỗi bít [1] của bốn sơ đồ điều chế nhƣ sau:
 
2
bpsk
PQ



(2.1)
 
qpsk
PQ


(2.2)
16
11
3
4 5 5 2 5
qam
P Q Q Q
  

     
  

     
     

     

(2.3)
1
3 5 7 5 7 11 13
12 21 21 21 21 21 21 21 21
1

3 7 9
64
6 21 21 21 21
11
3
3 21 4 21
Q Q Q Q Q Q Q Q
P Q Q Q Q
qam
QQ
       
   

      
    


               

               
               


       

       
       


   


   
   

5
21
Q



















(2.4)
với tỷ số tín hiệu trên nhiễu là

.

 
2
2
1
2
x
x
Q x e dx






Tính toán BER trên lý thuyết cho mỗi sơ đồ điều chế chúng ta có đồ thị nhƣ sau:

19

Hình 2. 2: Thực hiện BER trong AWGN
Trên hình 2.2, đƣờng cong từ trái sang phải đặc trƣng cho BER của BPSK, QPSK,
16QAM và 64QAM trong kênh AWGN. Để quyết định các mức chuyển mạch chính xác từ đồ
thị này, chúng ta có các điểm hoạt động của hệ thống chúng ta, hoặc thực hiện BER. Chúng ta
chọn
4
10

nhƣ là điểm hoạt động của chúng ta. Điều này có nghĩa là hệ thống của chúng ta sẽ
giữ sao cho BER thấp hơn
4
10


với sơ đồ điều chế hiệu suất phổ lớn nhất bất cứ lúc nào có
thể. Tại điểm này chúng ta sẽ xác định hiệu suất phổ là số bít thông tin đƣợc mã hoá trên một
symbol truyền đƣợc điều chế. Ví dụ, BPSK có hiệu suất phổ là 1 bit trên symbol, QPSK có
một hiệu suất phổ là 2 bit trên symbol, 16QAM có 4 bít trên symbol, và 64QAM có 6 bit trên
symbol.
Do vậy điểm hoạt động của chúng ta đƣợc cho bởi đồ thị BER, chúng ta có phạm vi SNR
cho mỗi sơ đồ điều chế nhƣ sau:
BPSK
9.5dB <= SNR < 12.5dB
QPSK
12.5dB <= SNR < 19.5dB
16QAM
19.5dB <= SNR < 25.5dB
64QAM
25.5dB <= SNR
Bảng 1: Phạm vi của SNR cho các sơ đồ điều chế
Chúng ta thấy ở các mức này: tại giá trị BER
4
10

, không có sơ đồ điều chế nào cho ta
thực hiện tại mức SNR thấp hơn 9.5dB. Do vậy, chúng ta chọn BPSK (nếu không chặn
truyền). Giữa 9.5dB và 12.5dB, chỉ một sơ đồ cho chúng ta thực hiện BER thấp hơn
4
10

đó
là BPSK. Giữa 12.5dB và 19.5dB, QPSK cho chúng ta BER tại đó có hiệu suất phổ tốt hơn
BPSK. Và tại SNR Giữa 19.5dB và 25.5dB, 16QAM cho chúng ta hiệu suất phổ tốt hơn

QPSK và khi SNR lớn hơn 25.5dB, 64QAM cho chúng ta hiệu suất phổ tốt nhất trong khi vẫn
đáp ứng BER nhƣ yêu cầu.


20
2.4. ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI CHO KÊNH FADING BĂNG HẸP.
Nguyên lý điều chế thích nghi cho kênh fading băng hẹp là: trong một kênh băng hẹp,
SNR có thể thay đổi đột ngột. Nguyên lý chung của điều chế thích nghi là sử dụng một kiểu
điều chế mức cao hơn, khi đặc tính kênh thuận lợi để tăng tốc độ truyền dẫn và ngƣợc lại, một
kiểu điều chế thấp hơn đƣợc yêu cầu. Khi đặc tính kênh thấp. Điều này đạt đƣợc tại một tốc
độ symbol không đổi, bất chấp kiểu điều chế đƣợc lựa chọn và từ đây băng thông yêu cầu
không thay đổi.
Khảo sát tiêu chuẩn và phƣơng pháp để lựa chọn mô hình điều chế của bộ phát. Tiêu
chuẩn đƣợc sử dụng bởi Torrance [2] là công suất thu đƣợc tức thời, đƣợc đánh giá bằng việc
khảo sát sự tƣơng hỗ của kênh trong môi trƣờng TDD (Time Division Duplex). Việc đánh giá
này đƣợc sử dụng để lựa chọn một kiểu điều chế có thể nhờ so sánh đánh giá đặc tính kênh
dựa vào một mức ngƣỡng chuyển mạch đƣợc xác lập
n
l
. Ví dụ: nếu nhƣ công suất thu đƣợc
đánh giá tức thời giữa hai giá trị
1
l
và
2
l
, BPSK đƣợc chọn lựa cho khung truyền tiếp theo.
Tuy nhiên, khi công suất thu tức thời thấp hơn
1
l

, việc truyền dẫn có thể không cho phép
truyền.

Hình 2. 3: Đặc tính của SNR trong kênh băng hẹp, được sử dụng để chọn lựa các sơ đồ
tiếp theo.
Điều chế thích nghi thu đƣợc tốc độ truyền cực đại. Điều này đạt đƣợc, khi một mô hình
điều chế mức cao hơn đƣợc sử dụng, nếu nhƣ SNR thuận lợi (tăng). Ngƣợc lại, sơ đồ cũng tối
ƣu hoá BER trung bình do sử dụng một mô hình điều chế mạnh hơn, khi đặc tính kênh giảm.
Điều này có sự trao đổi (trade-off) giữa BER trung bình và BPS. Sự trao đổi này đƣợc điều
chỉnh nhờ giá trị của các ngƣỡng chuyển mạch
n
l
. Khi các giá trị này giảm, xác suất sử dụng
các mô hình điều chế cao hơn tăng lên, vì vậy thực hiện BPS tốt hơn. Ngƣợc lại, nếu nhƣ các
giá trị
n
l
tăng, các mô hình điều chế mức thấp hơn đƣợc sử dụng thƣờng xuyên hơn kết quả
BER trung bình đƣợc cải thiện.

21
2.4.1. Điều khiển công suất trên kênh fading băng hẹp.
Điều khiển công suất trong điều chế thích nghi trên một kênh băng hẹp. Ngƣỡng cơ bản
điều khiển công suất chỉ đƣợc sử dụng, khi công suất thu đƣợc ở trong phạm vi trung tâm của
các ngƣỡng chuyển mạch của điều chế thích nghi
14
ll
, và phạm vi này đƣợc gọi là miền
điều khiển công suất (PCZ-Power Control Zone). Độ rộng của phạm vi này đƣợc điều khiển
bởi dãi động k cực đại để điều khiển công suất. Vậy, nếu SNR thu trong phạm vi của PCZ,

điều khiển công suất đƣợc sử dụng, ở đây công suất phát có thể tăng hoặc giảm trong phạm vi
cực đại của dải động k, công suất phát có thể không thay đổi.

Hình 2.4: Sơ đồ ngưỡng điều khiển công suất
Các miền điều khiển công suất đƣợc xác định bởi các ngƣỡng chuyển mạch
n
l
và phạm vi
dãi động cực đại k của sơ đồ điều khiển công suất ngƣỡng.
Mục đích chính sử dụng ngƣỡng cơ bản sơ đồ điều khiển công suất để tối ƣu hệ thống
trong điều chế thích nghi, ví dụ: nếu nhƣ mức SNR thu đƣợc thấp hơn một ngƣỡng chuyển
mạch thích nghi thực tế, công suất phát có thể tăng để chắc chắn rằng SNR thu thực tế ở trên
mức ngƣỡng thích nghi thực tế. Do vậy, một mô hình điều chế mức cao hơn có thể đƣợc sử
dụng, mức SNR thu đƣợc phải trên mức ngƣỡng chuyển mạch thích nghi, công suất phát có
thể giảm đi, để sử dụng một mô hình điều chế mức thấp hơn. Vậy chắc chắn rằng BER đƣợc
cải thiện. Một thuận lợi khác sử dụng sơ đồ điều khiển công suất trên các ngƣỡng cơ bản sẽ
giảm sự chuyển mạch kiểu điều chế của máy phát. Sơ đồ này đƣợc sử dụng dể duy trì mô hình
điều chế trƣớc tăng hoặc giảm công suất bộ phát, bất cứ khi nào mức chuyển mạch SNR thu
đƣợc nằm trong phạm vi của miền điều khiển công suất. Điều khiển công suất dựa trên mức

22
ngƣỡng cơ bản có thể sử dụng để cải tiến thực hiện điều chế thích nghi trong giới hạn BER,
BPS trung bình và chuyển mạch điều chế.
2.4.2. Ngƣỡng điều khiển công suất để cải thiện thực hiện tỷ số lỗi bít
Sơ đồ điều khiển công suất với ngƣỡng cơ bản đƣợc tối ƣu hoá để đạt đƣợc sự cải thiện
BER trung bình. Bất kỳ mức SNR thu đƣợc trên ngƣỡng chuyển mạch, nhƣng nằm trong
phạm vi dãi động điều khiển công suất, công suất phát giảm để đảm bảo rằng một kiểu điều
chế thấp hơn đƣợc sử dụng. BER đƣợc cải thiện do sử dụng một kiểu điều chế mạnh hơn.
Trên cơ sở tiêu chuẩn này, một bảng chuyển tiếp kiểu điều chế thích nghi có thể đƣợc
công thức hoá nhƣ trong bảng 2

Điều chế
trƣớc.
Không
truyền
(KT)
BPSK
QPSK
16QAM
64QAM
Mức SNR





Thấp hơn
1
lk

KT
KT
KT
KT
KT
11
l k l

KT
KT
KT

KT
KT
11
l l k

KT


KT


KT


KT


KT


12
l k l k  

BPSK
BPSK
BPSK
BPSK
BPSK
22
l k l

BPSK
BPSK
BPSK
BPSK
BPSK
22
l l k

BPSK


BPSK


BPSK


BPSK


BPSK


23
l k l k  

QPSK
QPSK
QPSK

QPSK
QPSK
33
l k l

QPSK
QPSK
QPSK
QPSK
QPSK
33
l l k

QPSK


QPSK


QPSK


QPSK


QPSK


34
l k l k  

16QAM
16QAM
16QAM
16QAM
16QAM
44
l k l

16QAM
16QAM
16QAM
16QAM
16QAM
44
l l k

16QAM


16QAM


16QAM


16QAM


16QAM



Trên
4
lk

64QAM
64QAM
64QAM
64QAM
64QAM
Bảng 2: Bảng chuyển tiếp điều chế thích nghi
Chú ý:

và

đƣợc mô tả cho công suất lên và công suất xuống, k đƣợc đặc trƣng cho
phạm vi dãi động cực đại của ngƣỡng điều khiển công .
Các ngƣỡng chuyển mạch thích nghi và PCZ, ở đây sơ đồ điều khiển công suất có thể
đƣợc sử dụng đặc biệt ở bảng chuyển tiếp. Độ rộng của PCZ phụ thuộc vào phạm vi dãi động
cực đại, phạm vi cao hơn, PCZ rộng hơn. Kiểu điều chế đƣợc chọn hiện tại dựa vào SNR
nhận đƣợc tức thời phối hợp với ngƣỡng cơ bản của sơ đồ điều khiển công suất giống nhƣ
kiểu điều chế trƣớc. Hình 2.5(a) và 2.5(b), nó xác định độ lớn cho các dãi động k khác nhau.
Đƣợc so sánh với sơ đồ điều chế thích nghi không điều khiển công suất. BER của sơ đồ điều
chế thích nghi có điều khiển công suất đã đƣợc cải thiện.