kỹ thuật ofdm và ứng dụng trong truyền hình số mặt đất dvb

Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

CHƯƠNG 1: GIỚI THIỆU VỀ KĨ THUẬT OFDM
1.1. Giới thiệu chương.
Phương thức truyền dữ liệu bằng cách chia nhỏ ra thành nhiều luồng bit và sử
dụng chúng để điều chế nhiều sóng mang đã được sử dụng cách đây hơn 30 năm.
Ghép kênh phân chia theo tấn số trực giao -OFDM(Orthogonal Frequency Division
Multiplexing) là một trường hợp đặc biệt của truyền dẫn đa sóng mang,tức là chia
nhỏ một luồng dữ liệu tốc độ cao thành nhiều luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn được
truyền đồng thời trên cùng một kênh truyền.OFDM là một phương thức điều chế
hấp dẫn cho các kênh có đáp tuyến tần số không phẳng,lịch sử của OFDM được bắt
đầu từ 1960.
Trong OFDM, băng thông khả dụng được chia thành một số lượng lớn các
kênh con, mỗi kênh con nhỏ đến nỗi đáp ứng tần số có thể giả sử như là không đổi
trong kênh con. Luồng thông tin tổng quát được chia thành những luồng thông tin
con, mỗi luồng thông tin con được truyền trên một kênh con khác nhau. Những
kênh con này trực giao với nhau và dễ dàng khôi phục lại ở đầu thu. Chính điều
quan trọng này làm giảm xuyên nhiễu giữa các symbol (ISI) và làm hệ thống
OFDM hoạt động tốt trong các kênh fading nhiều tia. Dựa vào các lợi ích của sự
tiến bộ trong kỹ thuật RF và DSP, hệ thống OFDM có thể đạt được tốc độ cao trong
truy xuất vô tuyến với chi phí thấp và hiệu quả sử dụng phổ cao.
Trong hệ thống FDM (Frequency Division Multiplexer) truyền thống, băng tần
số của tổng tín hiệu được chia thành N kênh tần số con không trùng lắp. Mỗi kênh
con được điều chế với một symbol riêng lẻ và sau đó N kênh con được ghép kênh
tần số với nhau. Điều này giúp tránh việc chồng lấp phổ của những kênh và giới hạn
được xuyên nhiễu giữa các kênh với nhau. Tuy nhiên, điều này dẫn đến hiệu suất sử
dụng phổ thấp. Để khắc phục vấn đề hiệu suất, nhiều ý kiến đã được đề xuất từ giữa
những năm 60 là sử dụng dữ liệu song song và FDM với các kênh con chồng lấp
nhau, trong đó mỗi sóng mang tín hiệu có băng thông 2b được cách nhau một
1
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

khoảng tần b để tránh hiện tượng cân bằng tốc độ cao, chống lại nhiễu xung và
nhiễu đa đường, cũng như sử dụng băng tần một cách có hiệu quả.
Ý nghĩa của trực giao cho ta biết rằng có một sự quan hệ toán học chính xác
giữa những tần số của các sóng mang trong hệ thống. Trong hệ thống ghép kênh
phân chia tần số thông thường, nhiều sóng mang được cách nhau ra một phần để
cho tín hiệu có thể thu được tại đầu thu bằng các bộ lọc và bộ giải điều chế thông
thường. Trong những bộ thu như thế, các khoảng tần bảo vệ được đưa vào giữa
những sóng mang khác nhau và trong miền tần số sẽ làm cho hiệu suất sử dụng phổ
giảm đi.
Vào năm 1971, Weinstein và Ebert đã ứng dụng biến đổi Fourier rời rạc (DFT)
cho hệ thống truyền dẫn dữ liệu song song như một phần của quá trình điều chế và
giải điều chế[13]. Điều này làm giảm đi số lượng phần cứng cả ở đầu phát và đầu
thu. Thêm vào đó, việc tính toán phức tạp cũng có thể giảm đi một cách đáng kể
bằng việc sử dụng thuật toán biến đổi Fourier nhanh (FFT), đồng thời nhờ những
tiến bộ gần đây trong kỹ thuật tích hợp với tỷ lệ rất cao (VLSI) và kỹ thuật xử lý tín
hiệu số (DSP) đã làm được những chíp FFT tốc độ cao, kích thước lớn có thể đáp
ứng cho mục đích thương mại và làm giảm chi phí bổ sung của những hệ thống
OFDM một cách đáng kể.
Hiện nay,OFDM được sử dụng trong nhiều hệ thống như ADSL,các hệ thống
không dây như IEEE802.11 (Wi-Fi) và IEEE 802.16(WiMAX),phát quảng bá âm
thanh số(DAB),và phát quảng bá truyền hình số mặt đất chất lượng cao(HDTV) .
1.2. Khái niệm OFDM.
OFDM là kĩ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao.OFDM phân toàn
bộ băng tần thành nhiều kênh băng hẹp,mỗi kênh có một sóng mang.Các sóng mang
này trực giao với các sóng mang khác có nghĩa là có một số nguyên lần lặp trên một
chu kỳ kí tự.Vì vậy,phổ của mỗi sóng mang bằng “không” tại tần số trung tâm của
tần số sóng mang khác trong hệ thống.Kết quả là không có nhiễu giữa các sóng
mang phụ.
2

Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.


3
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Hình 1.1 Sóng mang OFDM(N=8)
1.3. Nguyên lý OFDM.
Nguyên lý cơ bản của OFDM là chia nhỏ một luồng dữ liệu tốc độ cao trước
khi phát thành nhiều luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn và phát mỗi luồng dữ liệu đó
trên một sóng mang con khác nhau . Các sóng mang này là trực giao với nhau , điều
này được thực hiện bằng cách chọn độ giãn tần số một cách hợp lý . Bởi vì khoảng
thời symbol tăng lên cho các sóng mang con song song tốc độ thấp hơn, cho nên
lượng nhiễu gây ra do độ trải trễ đa đường được giảm xuống. Nhiễu xuyên ký tự ISI
được hạn chế hầu như hoàn toàn do việc đưa vào một khoảng thời bảo vệ trong mỗi
symbol OFDM . Trong khoảng thời bảo vệ , symbol OFDM được mở rộng theo chu
kỳ (cyclicall extended) để tránh xuyên nhiễu giữa các sóng mang ICI.
4
(a)
Tần số
Tần số
Khoảng thông tiết kiệm
(b)
Hình 1.2 Kỹ thuật đa sóng mang không chồng xung và chồng xung.
Ch.1 Ch.10
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Hình 1.2 minh họa sự khác nhau giữa kỹ thuật điều chế đa sóng mang không
chồng xung và kỹ thuật đa sóng mang chồng xung . Bằng cách sử dụng kỹ thuật đa
sóng mang chồng xung , ta có thể tiết kiệm được khoảng 50% băng thông .Tuy

nhiên , trong kỹ thuật đa sóng mang chồng xung, chúng ta cần triệt để giảm xuyên
nhiễu giữa các sóng mang, nghĩa là các sóng này cần phải trực giao với nhau.
1.4. Tính trực giao của tín hiệu OFDM.
Các tín hiệu là trực giao nhau nếu chúng độc lập tuyến tính với nhau.Trực giao
là một đặc tính giúp cho các tín hiệu đa thông tin(multiple information ssignal)
được truyền một cách hoàn hảo trên cùng một kênh truyền thông thường và được
tách ra mà không gây nhiễu xuyên kênh.Việc mất tính trực giao giữa các sóng mang
sẽ tạo ra sự chồng lặp giữa các tín hiệu mang tin và làm suy giảm chất lượng
tín hiệu và làm cho đầu thu khó khôi phục lại được hoàn toàn thông tin ban đầu.
Trong OFDM, các sóng mang con được chồng lắp với nhau nhưng tín hiệu vẫn
có thể được khôi phục mà không có xuyên nhiễu giữa các sóng mang kế cận bởi vì
giữa các sóng mang con có tính trực giao. Xét một tập các sóng mang con:
)(tf
n
,
n=0,1, , N −1,
21
ttt ≤≤
. Tập sóng mang con này sẽ trực giao khi:




=
≠
=
∫
∗
mn ,
mn , 0

)().(
2
1
K
dttftf
t
t
mn
(1.1)
Trong đó: K là hằng số không phụ thuộc t, n hoặc m. Và trong OFDM, tập các sóng
mang con được truyền có thể được viết là:

)2exp()( tfjtf
nn
π
=
(1.2)
Trong đó :
1−=j
và
Tnffnff
n
/
00
+=∆+=
(1.3)
f
0
là tần số offset ban đầu
Bây giờ ta chứng minh tính trực giao của các sóng mang con. Xét biểu thức (1.1) ta

có :
5
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.


( )
∫∫
−=
∗
2
1
2
1
/)(2exp)().(
t
t
t
t
mn
dtTtmnjdttftf
π

( ) ( )
Tmnj
TtmnjTtmnj
/)(2
/)(2exp/)(2exp
12
−
−−−

=
π
ππ
( ) ( )
[ ]
Tmnj
TttmnjTtmnj
/)(2
/))((2exp1/)(2exp
212
−
−−−−
=
π
ππ
(1.4)
= 0 với n≠m
Nếu các sóng mang con trực giao nhau thì biểu thức (1.1) phải xảy ra,tức biểu thức
(1.4) luôn đúng.
Khi n=m thì tích phân trên bằng T/2 không phụ thuộc vào n,m.
Vì vậy, nếu như các sóng mang con cách nhau một khoảng bằng 1 T , thì
chúng sẽ trực giao với nhau trong khoảng t
2
− t
1
là bội số của T. OFDM đạt được
tính trực giao trong miền tần số bằng cách phân phối mỗi khoảng tín hiệu thông tin
vào các sóng mang con khác nhau. Tín hiệu OFDM được hình thành bằng cách tổng
hợp các sóng sine, tương ứng với một sóng mang con. Tần số băng gốc của mỗi
sóng mang con được chọn là bội số của nghịch đảo khoảng thời symbol, vì vậy tất

cả sóng mang con có một số nguyên lần chu kỳ trong mỗi symbol.
6
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

1.4.1. Trực giao trong miền tần số của tín hiệu OFDM.
7
TX Power
Frequency (carrier spacing)
(b)
Hình 1.3 Đáp ứng tần số của các subcarrier
Mô tả phổ của mỗi subcarrier và mẫu tần số rời rạc
được nhìn thấy của bộ thu OFDM.
Mô tả đáp ứng tổng cộng của 5 subcarrier (đường tô
đậm).
TX Power
Frequency (carrier spacing)
(a)
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Một cách khác để xem xét tính trực giao của tín hiệu OFDM là xem phổ của
nó. Phổ của tín hiệu OFDM chính là tích chập của các xung dirac tại các tần số sóng
mang với phổ của xung hình chữ nhật (=1 trong khoảng thời gian symbol , =0 tại
các vị trí khác). Phổ biên độ của xung hình chữ nhật là sinc(
π
fT). Hình dạng của
hình sinc có một búp chính hẹp và nhiều búp phụ có biên độ suy hao chậm với các
tần số xa trung tâm. Mỗi subcarrier có một đỉnh tại tần số trung tâm và bằng không
tại tất cả các tần số là bội số của 1/T. Hình 1.3 mô tả phổ của một tín hiệu OFDM.
Tính trực giao là kết quả của việc đỉnh của mỗi subcarrier tương ứng với các
giá trị không của tất cả các subcarrier khác. Khi tín hiệu này được tách bằng cách sử

dụng DFT, phổ của chúng không liên tục như hình 1.3a , mà là những mẫu rời rạc.
Phổ của tín hiệu lấy mẫu tại các giá trị ‘0’ trong hình vẽ. Nếu DFT được đồng bộ
theo thời gian, các mẫu tần số chồng lắp giữa các subcarrier không ảnh hưởng tới
bộ thu. Giá trị đỉnh đo được tương ứng với giá trị ‘null’ của tất cả các subcarrier
khác do đó có tính trực giao giữa các subcarrier.
1.5. Sử dụng biến đổi IFFT để tạo sóng mang con(subcarrier).
Để đạt được khả năng chống lại hiện tượng tán sắc trong các kênh truyền,kích
thướt khối N (số subcarrier) phải lớn ,điều này đòi hỏi một lượng lớn modem sub-
channel . May mắn là chúng ta có thể chứng minh về mặt toán học rằng việc lấy
biến đổi Fourier rời rạc ngược (IDFT-inverse discrete Fourier transform) N symbol
QAM và sau đó truyền các hệ số một cách liên tiếp. Việc đơn giãn hoá phần cứng
cho việc truyền dẫn tín hiệu OFDM có thể đạt được nếu các bộ điều chế và giải điều
chế cho các kênh con được thực hiện bằng cách sử dụng cặp biến đổi IFFT (inverse
fast Fourier transform) và FFT.Một tín hiệu OFDM bao gồm tổng hợp của các sóng
mang con được điều chế sử dụng khóa dịch pha PSK (Phase Shift Keying) hoặc
điều chế biên độ vuông góc QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Nếu gọi d
i
là các chuỗi dữ liệu QAM phức, N
S
là số lượng sóng mang con, T là khoảng thời
symbol và f
C
là tần số sóng mang, thì symbol OFDM bắt đầu tại t = t
s
có thể được
viết như sau[13]:
8
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Ttttt
T
i
fjdts
s
N
N
i
scNi
s
s
s
+≤≤
















−







+
−=
∑
−
−=
+ s
1
2
2
2/
t, )(
5,0
2expRe)(
π
(1.5)
Tts +><=
ss
t t vàt t, 0)(
Để cho dễ tính toán, ta có thể thay thế symbol OFDM trên như sau [13]:

Ttttt
T
i
jdts

s
N
N
i
sNi
s
s
s
+≤≤






−=
∑
−
−=
+
s
1
2
2
2/
t, )(2exp)(
π
(1.6)
Tts +><=
ss

t t vàt t, 0)(
Trong biểu thức trên, phần thực và phần ảo tương ứng với thành phần cùng pha
và vuông pha của tín hiệu OFDM, mà sẽ được nhân với hàm cosin và sin của từng
tần số sóng mang con riêng rẽ để tổng hợp được tín hiệu OFDM sau cùng.
Hình 1.4 minh họa sơ đồ khối hoạt động của bộ điều chế OFDM [13].
Khi tín hiệu OFDM s(t) ở (1.6) được truyền đi tới phía thu, sau khi loại bỏ
thành phần tần số cao f
c
, tín hiệu sẽ được giải điều chế bằng cách nhân với các liên
hiệp phức của các sóng mang con. Nếu liên hiệp phức của sóng mang con thứ l
được nhân với s(t) , thì sẽ thu được symbol QAM d
j+Ns/2
(được nhân với hệ số T ),
9
Serial
to
parrellel
OFDM
signal
)/)(exp( T
s
tt
s
Nj −−
π
)/))(2(exp( T
s
tt
s
Nj −−

π
Hình 1.4. Bộ điều chế OFDM
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

còn đối với các sóng mang con khác, giá trị nhân sẽ bằng không bởi vì sự sai biệt
tần số (i-j)/T tạo ra một số nguyên chu kỳ trong khoảng thời symbol T , cho nên kết
quả nhân sẽ bằng không
∫
∑
+
−
−=
+






−






−−
Tt
t
N

N
i
sNis
s
s
s
s
s
dttt
T
i
jdtt
T
l
j
1
2
2
2/
)(2exp)(2exp
ππ
Tddttt
T
li
jd
s
s
s
s
s

s
Nl
N
N
i
Tt
t
sNi 2/
1
2
2
2/
)(2exp
+
−
−=
+
+
=






−
−
=
∑
∫

π
(1.7)
Tín hiệu OFDM s(t) được miêu tả trong (1.6) thực tế không khác gì hơn so với
biến đổi Fourier ngược của N
s
symbol QAM ngõ vào. Lượng thời gian rời rạc cũng
chính là biến đổi ngược Fourier rời rạc, công thức được cho ở (1.8), với thời gian t
được thay thế bởi số mẫu n.

∑
−
=






=
1
0
2exp)(
s
N
i
i
N
in
jdns
π

(1.8)
Trong thực tế, biến đổi Fourier ngược rời rạc (IDFT) này có thể thực hiện
nhanh hơn bằng cách thay thế bởi biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT). Điều này
cũng tương tự đối với biến đổi Fourier rời rạc (DFT) khi được thay thế bởi biến đổi
Fourier nhanh (FFT). Một biến đổi IDFT N điểm đòi hỏi tổng cộng có N
2
phép nhân
phức, thực sự chỉ là phép quay pha. Ngoài ra, cũng có thêm một số phép cộng,
nhưng vì phần cứng của bộ cộng ít phức tạp hơn bộ nhân nhiều cho nên ta chỉ so
sánh số phép nhân mà thôi. Trong khi đó, biến đổi IFFT N điểm, nếu sử dụng thuật
toán cơ số 2 chỉ cần có
)(log)2/(
2
NN
phép nhân phức, nếu sử dụng thuật toán cơ
số 4 thì chỉ cần
)2(log)8/3(
2
−N
phép nhân mà thôi. Sở dĩ thuật toán IFFT, FFT có
được hiệu suất như vậy là do biến đổi IDFT có thể phân tích thành nhiều biến đổi
IDFT nhỏ hơn cho đến khi còn là các biến đổi IDFT một điểm.
Sau khi luồng dữ liệu nối tiếp cần truyền đi được chuyển thành song song,
chúng được đưa vào bộ biến đổi IFFT có nhiệm vụ là biến đổi thành phần phổ trong
10
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

miền tần số của dữ liệu cần truyền thành tín hiệu trong miền thời gian, đưa lên tần
số cao và truyền đi. Ở đầu thu, tín hiệu trong miền thời gian sẽ được thu, được biến
đổi tần số, và đưa đến bộ biến đổi FFT có nhiệm vụ là biến đổi tín hiệu trong miền

thời gian thành tín hiệu trong miền tần số , sau đó đưa luồng dữ liệu đến cho các bộ
giải điều chế.
1.6. ISI, ICI trong hệ thống OFDM .
ISI( intersymbol interference) là hiện tượng nhiễu liên kí hiệu. ISI xảy ra do
hiệu ứng đa đường, trong đó một tín hiệu tới sau sẽ gây ảnh hưởng lên tín hiệu
trước đó.
Hình 1.5 Mô tả truyền tín hiệu đa đường tới máy thu.
Chẳng hạn như ở hình 1.5, chúng ta thấy rõ tín hiệu phản xạ (reflection) đến
máy thu theo đường truyền dài hơn so với các tín hiệu còn lại. Khoảng thời gian
trễ(mức trải trễ) này tính như sau:
τ = ∆s/c
khoảng chênh lệch này là khá nhỏ, tuy nhiên so với khoảng thời gian một mẫu
tín hiệu thì nó lại không nhỏ chút nào. Trong các hệ thống đơn sóng mang, ISI là
một vấn đề khá nan giải. Lí do là độ rộng băng tần tỉ lệ nghịch với khoảng thời gian
kí hiệu, do vậy nếu muốn tăng tốc độ truyền dữ liệu trong các hệ thống này, tức là
giảm khoảng kí hiệu , vô hình chung đã làm tăng mức trải trễ tương đối. Lúc này hệ
thống rất nhạy với trải trễ. Và việc thêm khoảng bảo vệ khó triệt tiêu hết ISI.
11
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Phương án giải quyết được lựa chọn là tạo các đường truyền thẳng. Theo đó, các
anten thu phát sẽ được đặt trên cao nhằm lấy đường truyền. Tuy nhiên, đó cũng
không phải là một cách hiệu quả.
Nhưng vấn đề về nhiễu ISI đã được giải quyết trong hệ thống OFDM,đây cũng
là một lý do quan trọng để chúng ta sử dụng hệ thống OFDM,tức là nó bị ảnh
hưởng ít bởi độ trải trễ đa đường. Đối với một hệ thống băng thông cho trước, tốc
độ symbol của tín hiệu OFDM thấp hơn nhiều so với phương thức truyền dẫn đơn
sóng mang. Ví dụ, đối với kiểu điều chế BPSK đơn sóng mang, tốc độ symbol
tương đương với tốc độ bit truyền dẫn. Còn đối với hệ thống OFDM, băng thông
được chia nhỏ cho N

s
sóng mang con làm cho tốc độ symbol thấp hơn N
s
lần so với
truyền dẫn đơn sóng mang. Tốc độ symbol thấp này làm cho OFDM chống lại được
ảnh hưởng của nhiễu ISI gây ra do truyền đa đường. Truyền đa đường gây ra bởi tín
hiệu truyền dẫn vô tuyến bị phản xạ bởi những vật cản trong môi trường truyền như
tường, nhà cao tầng, núi v.v Nhiều tín hiệu phản xạ này đến đầu thu ở những thời
điểm khác nhau do khoảng cách truyền khác nhau. Điều này sẽ trải rộng đường bao
các symbol gây ra sự rò rỉ năng lượng giữa chúng.
Ảnh hưởng của ISI lên tín hiệu OFDM có thể cải tiến hơn nữa bằng cách thêm
vào một khoảng thời bảo vệ lúc bắt đầu mỗi symbol. Khoảng thời bảo vệ này chính
là copy lặp lại dạng sóng làm tăng chiều dài của symbol. Khoảng thời bảo vệ được
chọn sao cho lớn hơn độ trải trễ ước lượng của kênh, để cho các thành phần đa
đường từ một symbol không thể nào gây nhiễu cho symbol kế cận. Mỗi sóng mang
con, trong khoảng thời symbol của tín hiệu OFDM khi không có cộng thêm khoảng
thời bảo vệ, (tức là khoảng thời thực hiện biến đổi IFFT dùng để phát tín hiệu), sẽ
có một số nguyên chu kỳ. Bởi vì việc sao chép phần cuối của symbol và gắn vào
phần đầu cho nên ta sẽ có khoảng thời symbol dài hơn. Hình 1.6 minh họa việc
chèn thêm khoảng thời bảo vệ. Chiều dài tổng cộng của symbol là:
FFTGs
TTT +=
với T
s
là
12
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

chiều dài tổng cộng của symbol, T
G

là chiều dài khoảng thời bảo vệ, và T
FFT
là
khoảng thời thực hiện biến đổi IFFT dùng để phát tín hiệu OFDM.
Hình 1.6. Chèn thời khoảng bảo vệ vào tín hiệu OFDM
Trong một tín hiệu OFDM, biên độ và pha của sóng mang con phải ổn định
trong suốt khoảng thời symbol để cho các sóng mang con luôn trực giao nhau. Nếu
nó không ổn định có nghĩa là hình dạng phổ của các sóng mang con sẽ không có
dạng hình sinc chính xác nữa, và như vậy các điểm có giá trị phổ cực tiểu của sóng
mang con sẽ không xuất hiện tại các tần số mà những sóng mang con khác có phổ
cực đại nữa và gây ra nhiễu xuyên sóng mang (ICI).
Tính chất trực giao của sóng mang có thể được nhìn thấy trên giản đồ trong
miền thời gian hoặc trong miền tần số. Từ giản đồ miền thời gian, mỗi sóng mang
có dạng sin với số nguyên lần lặp với khoảng FFT. Từ giản đồ miền tần số, điều này
tương ứng với mỗi sóng mang có giá trị cực đại tần số trung tâm của chính nó và
bằng không tại tần số trung tâm của sóng mang khác. Hình 1.7 biểu diễn phổ của
bốn sóng mang trong miền tần số cho trường hợp trực giao.
13
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Hình 1.7. Phổ của bốn sóng mang trực giao
Tính trực giao của một sóng mang với sóng mang khác bị mất nếu giá trị của
sóng mang không bằng không tại tần số trung tâm của sóng mang khác. Từ giản đồ
miền thời gian, tương ứng hình sin không dài hơn số nguyên lần lặp khoảng FFT.
Hình 1.8 biểu diễn phổ của bốn sóng mang không trực giao.
ICI xảy ra khi kênh đa đường khác nhau trên thời gian ký tự OFDM. Dịch
Doppler trên mỗi thành phần đa đường gây ra bù tần số trên mỗi sóng mang, kết
quả là mất tính trực giao giữa chúng. ICI cũng xảy ra khi một ký tự OFDM trải qua
ISI. Sự bù tần số sóng mang của máy phát và máy thu cũng gây ra ICI đến một ký
tự OFDM.

14
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Hình 1.8. Phổ của bốn sóng mang không trực giao
1.7. Ưu điểm của hệ thống OFDM.
Thông qua việc tìm hiểu các tính chất của hệ thống OFDM như trên,chúng ta
có thể tóm tắt những thuận lợi khi sử dụng hệ thống OFDM như sau :
1. OFDM tăng hiệu suất sử dụng phổ bằng cách cho phép chồng lấp những
sóng mang con.
2. Bằng cách chia kênh thông tin ra thành nhiều kênh con fading phẳng băng
hẹp, các hệ thống OFDM chịu đựng fading lựa chọn tần số tốt hơn những hệ thống
sóng mang đơn.
3. OFDM loại trừ xuyên nhiễu symbol (ISI) và xuyên nhiễu giữa các sóng
mang (ICI) bằng cách chèn thêm vào một khoảng thời bảo vệ trước mỗi symbol.
4. Sử dụng việc chèn (interleaving) kênh và mã kênh thích hợp, hệ thống
OFDM có thể khôi phục lại được các symbol bị mất do hiện tượng lựa chọn tần số
của các kênh.
5. Kỹ thuật cân bằng kênh trở nên đơn giản hơn kỹ thuật cân bằng kênh thích
ứng được sử dụng trong những hệ thống đơn sóng mang.
15
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

6. Sử dụng kỹ thuật DFT để bổ sung vào các chức năng điều chế và giải điều
chế làm giảm độ phức tạp của OFDM.
7. Các phương thức điều chế vi sai (differental modulation) giúp tránh yêu
cầu bổ sung vào bộ giám sát kênh.
8. OFDM ít bị ảnh hưởng với khoảng thời gian lấy mẫu (sample timing
offsets) hơn so với các hệ thống sóng mang đơn.
9. OFDM chịu đựng tốt với nhiễu xung và nhiễu xuyên kênh kết hợp.
1.9. Các hạn chế khi sử dụng hệ thống OFDM.

Ngoài những thuận lợi trên hệ thống OFDM cũng có những hạn chế cần giải
quyết như sau :
1. Symbol OFDM bị nhiễu biên độ với một khoảng động rất lớn. Vì tất cả các
hệ thống thông tin thực tế đều bị giới hạn công suất, tỷ số PAPR (Peak-to-Average
Power Ratio) cao là một bất lợi nghiêm trọng của OFDM nếu dùng bộ khuếch đại
công suất hoạt động ở miền bão hòa để khuếch đại tín hiệu OFDM. Nếu tín hiệu
OFDM có tỷ số PAPR lớn thì sẽ gây nên nhiễu xuyên điều chế. Điều này cũng sẽ
làm tăng độ phức tạp của các bộ biến đổi từ analog sang digital và từ digital sang
analog. Việc rút ngắn (clipping) tín hiệu cũng sẽ làm xuất hiện cả méo nhiễu
(distortion) trong băng lẫn bức xạ ngoài băng.
2. OFDM nhạy với tần số offset và sự trượt của sóng mang hơn các hệ thống
đơn sóng mang. Vấn đề đồng bộ tần số trong các hệ thống OFDM phức tạp hơn hệ
thống sóng mang đơn. Tần số offset của sóng mang gây nhiễu cho các sóng mang
con trực giao và gây nên nhiễu liên kênh làm giảm hoạt động của các bộ giải điều
chế một cách trầm trọng. Vì thế, đồng bộ tần số là một trong những nhiệm vụ thiết
yếu cần phải đạt được trong bộ thu OFDM.
1.10. kết luận.
16
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Với việc giới thiệu về nguyên lý và các đặc tính cơ bản của OFDM trong
chương này, chúng ta thấy rằng OFDM thực sự là một phương thức điều chế thuận
lợi cho các ứng dụng không dây tốc độ cao.
Đi cùng với việc chế tạo các mạch tích hợp tỷ lệ rất cao (VLSI) và kỹ thuật xử
lý tín hiệu số (DSP) tiên tiến là việc hạ giá thành của các hệ thống OFDM. Chính
nhờ điều này mà các hệ thống OFDM hoạt động dựa trên nguyên tắc tạo các sóng
mang con bằng biến đổi IFFT/FFT đã trở nên dễ dàng khi chế tạo các ma trận
IFFT/FFT kích thước lớn giá thành hạ.
Trong chương sau trình bày về ảnh hưởng của kênh vô tuyến đến truyền dẫn
tín hiệu,giúp chúng ta có hiểu biết nhất định về kênh vô tuyến trước khi ứng dụng

OFDM trong DVB_T.
CHƯƠNG 2: ẢNH HƯỞNG CỦA KÊNH VÔ TUYẾN ĐẾN TRUYỀN DẪN
TÍN HIỆU.
2.1. Giới thiệu chương .
Khi nghiên cứu hệ thống thông tin, việc tạo ra các mô hình kênh đóng một vai
trò quan trọng trong việc đánh giá chất lượng hoạt động của hệ thống. Bản chất biến
đổi một cách ngẫu nhiên theo thời gian của kênh truyền gây ra những ảnh hưởng
,thiệt hại không thể lường trước làm cho cấu trúc bộ thu, kỹ thuật sửa lỗi ngày càng
phức tạp. Khi nghiên cứu các thuật toán, giải thuật để hạn chế những ảnh hưởng của
kênh truyền,điều cần thiết là phải xây dựng những mô hình có thể xấp xỉ môi
trường truyền dẫn một cách hợp lý.Chương này giới thiệu những đặc tính,ảnh
hưởng của kênh truyền đồng thời là cơ sở cho việc nghiên cứu trong truyền hình số
quảng bá mặt đất DVB_T.
2.2. Tổng quan về kênh vô tuyến di động (mobile radio channel)
Các tín hiệu khi truyền qua kênh vô tuyến di động sẽ bị phản xạ,khúc xạ, nhiễu
xạ, tán xạ,…và do đó gây ra hiện tượng đa đường (multipath).Tín hiệu nhận được
tại bộ thu yếu hơn nhiều so với tín hiệu tại bộ phát do các ảnh hưởng như :suy hao
17
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

truyền dẫn trung bình (mean propagation loss), fading đa đường (multipath fading)
và suy hao đường truyền (path loss).
Mean propagation loss xảy ra do các hiện tượng như:sự mở rộng về mọi hướng
của tín hiệu, sự hấp thu tín hiệu bởi nước,lá cây…và do phản xạ từ mặt đất.Mean
propagation loss phụ thuộc vào khoảng cách và biến đổi rất chậm ngay cả đối với
các mobile di chuyển với tốc độ cao.
2.3. Suy hao đường truyền ( pass loss and attenuation).
Tại anten phát,các sóng vô tuyến sẽ được truyền đi theo mọi hướng (nghĩa là
sóng được mở rộng theo hình cầu).Khi chúng ta dùng anten định hướng để truyền
tín hiệu ,sóng cũng được mở rộng theo dạng hình cầu nhưng mật độ năng lượng khi

đó sẽ tập trung vào một vùng nào đó do ta thiết kế.Vì thế mật độ công suất của sóng
giảm tỉ lệ với bình phương khoảng cách.Phương trình (2.1) cho ta công suất tín hiệu
thu được khi truyền trong không gian tự do:
2
4






=
R
GGPP
RTTR
π
λ
(2.1)
Trong đó :
P
R
là công suất thu được (Watts).
P
T
là công suất phát (Watts).
G
T
là độ lợi của anten phát, G
R
là độ lợi của anten thu.

λ là bước sóng của sóng mang vô tuyến (m).
R là khoảng cách truyền dẫn tính bằng met.
Hoặc ta có thể viết lại là :
RTRTR
T
GG
fR
cGG
R
P
P
114114
22
22






=






=
π
λ

π
(2.2)
Gọi L
pt
là hệ số suy hao do việc truyền dẫn trong không gian tự do:
L
pt
(dB)=P
T
(dB) - P
R
(dB)
=-10logG
T
-10log10G
R
+20logf+20logR-47.6dB (2.3)
18
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Nói chung truyền trong không gian tự do không phức tạp lắm,chúng ta có thể
xây dựng mô hình chính xác cho các tuyến thông tin vệ tinh và các tuyến liên lạc
trực tiếp như các tuyến liên lạc viba điểm nối điểm trong phạm vi ngắn.Tuy nhiên
,cho hầu hết các thông tin trên mặt đất như thông tin di động, DVB_T, mạng LAN
không dây,môi trường truyền phức tạp hơn nhiều do đó việc tạo ra các mô hình
cũng khó khăn hơn.Ví dụ đối với những kênh truyền dẫn vô tuyến di động UHF, khi
điều kiện về không gian tự do không được thoả mãn ,chúng ta có thể tính suy hao
đường truyền theo công thức sau :
RhhGGL
MSBSRTpl

log40log20log20log10log10
10
−−−−−=
(2.4)
Trong đó h
BS
, h
MS
<< R là độ cao anten trạm phát và anten của MS.
2.4. Fading chậm(slow fading) và fading nhanh(past fading).
Slow fading gây ra do sự cản trở của các toà nhà và địa hình tự nhiên như đồi
núi. Đối với các trạm thu, phát, hoặc các vật cản di động sẽ thay đổi suy hao đường
truyền do khoảng cách truyền bị thay đổi. Sự thay đổi trong suy hao đường truyền
xuất hiện khi khoảng cách lớn (thường từ 10 – 100 lần bước sóng) và phụ thuộc vào
kích thước vật cản gây nên bóng mờ hơn là bước sóng của tín hiệu RF. Vì sự thay
đổi này thường xảy ra chậm nên nó còn được gọi là fading chậm.
Fast fading gây ra do sự tán xạ đa đường (multipath scatter) ở vùng xung
quanh mobile.Tín hiệu đi trên những khoảng cách khác nhau của mỗi đường truyền
này sẽ có thời gian truyền khác nhau. Nếu chúng ta truyền một xung RF qua môi
trường đa đường, thì tại đầu thu ta sẽ thu được tín hiệu như hình 2.1. Mỗi xung
tương ứng với một đường, cường độ phụ thuộc vào suy hao đường của đường đó.
Đối với tín hiệu tần số cố định (chẳng hạn sóng sin), trễ đường truyền sẽ gây nên sự
quay pha của tín hiệu. Mỗi một tín hiệu đa đường sẽ có khoảng cách truyền khác
nhau và do đó có sự quay pha khác nhau. Những tín hiệu này được cộng lại tại bộ
thu gây nên nhiễu tăng cường hoặc suy giảm. Nhiễu suy giảm là nhiễu khi kết quả
cộng tại bộ thu là bé hơn tín hiệu trực tiếp, còn nhiễu tăng cường là khi tất cả các tín
hiệu có cùng pha và tăng cường lẫn nhau.
19
Công suất
Thời gian truyền

Hình 2.1 Đáp ứng xung thu khi truyền một xung RF
1
2
1
3
1
4
1
5
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

2.5. Fading lựa chọn tần số và fading phẳng.
Ảnh hưởng đa đường cũng gây nên sự thay đổi fading cùng với tần số, là do
đáp ứng pha của các thành phần đa đường sẽ thay đổi cùng với tần số. Pha thu
được, tùy theo phía phát của một thành phần đa đường tương đương với số bước
sóng của tín hiệu đã truyền đi từ phía phát. Bước sóng tỷ lệ nghịch với tần số và vì
thế đối với đường truyền cố định thì pha sẽ thay đổi theo tần số. Khoảng cách
truyền của mỗi thành phần đa đường khác nhau và như vậy sự thay đổi pha cũng
khác nhau. Hình 2.2 biểu diễn một ví dụ truyền dẫn hai đường. Đường thứ nhất
hướng trực tiếp khoảng cách 10m, đường thứ hai là hướng phản xạ khoảng cách
25m. Đối với Hình 2.1: Phổ Doppler (fc – fm) fc (fc + fm) bước sóng 1m, mỗi
đường có một số nguyên bước sóng và pha thay đổi từ phía phát đến phía thu là 0
0
cho mỗi đường. Ở tần số này, hai đường sẽ tăng cường lẫn nhau. Nếu chúng ta thay
đổi tần số để có bước sóng là 0,9m thì đường một sẽ có 10/ 0,9 = 11,111λ hay có
pha là 0,111× 360
0
= 40
0
, trong khi đường thứ hai có 25/ 0,9 = 27,778λ , hay có pha

là 0,778× 360
0
= 280
0
. Điều này làm hai đường khác pha nhau, sẽ làm suy giảm
biên độ tín hiệu ở tần số này.
20
Hình 2.9 Minh hoạ fading lựa chon tần số
Mặt phản xạ
Bộ phát
Bộ thu
17m
8m
10 m
Đường 1
Đường 2
Hình 2.2 Minh hoạ fading lựa chon tần số
Mặt phản xạ
Bộ phát
Bộ thu
17m
8m
10 m
Đường 1
Đường 2
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Và như thế ta thấy, ở một số tần số nhất định nào đó, hiện tượng tín hiệu bị
triệt tiêu hoàn toàn sẽ xảy ra. Đặc tính fading lựa chọn tần số của một kênh có thể
được tóm tắt bởi băng thông Coherent của kênh đó. Băng thông Coherent tỷ lệ

nghịch với độ trải trễ của kênh. Đường biểu diễn của hai tín hiệu có tần số không
kết hợp thay đổi nên được cách nhau một khoảng lớn hơn độ rộng băng thông
Coherent B
c
của kênh. Băng thông Coherent có thể được tính xấp xỉ từ hệ số đường
bao kết hợp giữa hai tín hiệu cách nhau bởi Δf Hz và Δt giây. Hệ số đường bao kết
hợp là:
22
2
0
).2(1
).2(
),(
δπ
π
ρ
f
tfJ
tf
m
∆+
∆
=∆∆
(2.5)
với J
0
là hàm Bessel bậc không, f
m
là độ dịch Doppler lớn nhất, δ là độ trải trễ của
kênh. Bảng 2.1 cho ta một số giá trị phổ biến độ trải trễ của kênh trong các môi

trường khác nhau.
Khi chúng ta xét sự kết hợp chỉ là hàm của khoảng cách tần số và đặt Δt thành
không, băng thông Coherent B
c
được định nghĩa là độ rộng băng thông Δf khi hệ số
đường bao kết hợp giữa hai tín hiệu bằng phân nữa giá trị lớn nhất của nó.
5,0
)2(1
1
)0,(
22
=
+
=
δπ
ρ
c
c
B
B
(2.6)
21
Môi trường Độ trải trể
Bên trong các toà nhà < 0,1 μs
Khu vực ngoài trời < 0,2 μs
Khu vực ngoại ô 0,5 μs
Khu vực thành thị 3 μs
Bảng 2.1 Giá trị độ trải trễ của một số môi trường tiêu
biểu
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Kết quả băng thông Coherent là:
δπδ
6
1
2
1
≈=
c
B
(2.7)
Đối với các giá trị độ trải trễ cho trong Bảng 2.1, ta sẽ tính được các băng
thông Coherent tương ứng. Nếu độ rộng băng của tín hiệu đã điều chế nhỏ hơn băng
thông Coherent của kênh, tất cả các thành phần tần số của tín hiệu đều có cùng
fading, và fading này được gọi là fading (tần số) phẳng. Tương tự trong miền thời
gian, nếu độ trải trễ của kênh nhỏ hơn khoảng thời symbol, thì sự ảnh hưởng làm
thay đổi hình dạng của xung phát lên kênh đó là không đáng kể, chỉ có biên độ của
xung là bị thay đổi.
Mặt khác, nếu băng thông của tín hiệu điều chế lớn hơn nhiều so với băng
thông Coherent của kênh, các thành phần tần số khác nhau của tín hiệu có các đặc
tính fading khác nhau, và fading này được gọi là fading lựa chọn tần số. Các kênh
lựa chọn tần số cũng còn được gọi là các kênh phân tán thời gian, bởi vì độ trải trễ
dài tương ứng với việc kéo dài khoảng thời gian của symbol được phát. Trong
trường hợp này, bên cạnh biên độ thì hình dạng của xung phát cũng bị thay đổi. Cần
chú ý rằng bóng mờ (fading chậm) luôn luôn là fading phẳng, trong khi đó, fading
nhanh do ảnh hưởng đa đường thường gây ra bởi fading lựa chọn tần số. Như vậy,
ảnh hưởng của bóng mờ độc lập với băng thông của tín hiệu còn ảnh hưởng của
fading nhanh lại phụ thuộc vào băng thông của tín hiệu.
Trong thông tin di động số, ảnh hưởng của đường truyền lên tín hiệu phụ thuộc
rất nhiều vào tỷ số của khoảng thời symbol trên độ trải trễ của kênh vô tuyến thời

gian thay đổi. Nếu tốc độ truyền dẫn bit quá cao đến nỗi mỗi symbol dữ liệu bị trải
qua các symbol kế cận một cách nghiêm trọng, nhiều xuyên nhiễu ISI sẽ xuất hiện.
Nếu ta muốn nhiễu giữa các symbol kế cận thấp, chúng ta cần có tốc độ symbol
phải nhỏ hơn băng thông Coherent. Do vậy, khi tốc độ symbol tăng lên, ta cần phải
giảm nhiễu ISI bằng các bộ cân bằng để có được một tỷ số BER chấp nhận được.
Và các khu vực hoạt động nhỏ hơn không có nghĩa chỉ là khu vực nhỏ của các khu
vực hoạt động lớn hơn, chúng còn có các đặc tính đường truyền khác nhau.
22
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

2.6. Thông số tán xạ thời gian(time dispertin parameter).
Để phân biệt,so sánh tính chất của các kênh truyền dẫn đa đường ,người ta sử
dụng các thông số tán xạ thời gian như độ trễ trung bình vượt mức(mean excess
delay) ,trễ hiệu dụng (rms delay spread) và trễ vượt mức(excess delay spread).Các
thông số này có thể được tính từ đặc tính công suất truyền tới bộ thu của các thành
phần đa đường (power delay profile) .Excess delay,
τ
,là khoảng thời gian chênh
lệch giữa tia sóng đang xét với thành phần đến bộ thu đầu tiên .Tính chất tán xạ thời
gian(time dispersive) của kênh truyền dẫn đa đường dải rộng được thể hiện qua
thông số mean excess delay,
τ
,và rms delay spread,
τ
σ
.
τ
được định nghĩa là
moment cấp một của power delay profile:

∑
∑
∑
∑
==
k
k
k
kk
k
k
k
kk
P
P
a
a
)(
)(
2
2
τ
τττ
τ
(2.8)
a
k
,
)(
k

P
τ
: biên độ,công suất thành phần thứ k của tín hiệu đa đường.
Rms delay spread (
τ
σ
) là căn bậc hai moment trung tâm cấp hai của power
delay profile:

( )
2
2
ττσ
τ
−=
(2.9)
với
∑
∑
∑
∑
==
k
k
k
kk
k
k
k
kk

P
P
a
a
)(
)(
2
2
22
2
τ
τττ
τ
(2.10)
2.7. Phổ Doppler (Doppler spectrum).
Trong phần này, chúng ta sẽ tập trung tìm hiểu ảnh hưởng của doppler shift
vào việc truyền một sóng mang chưa điều chế tần số f
c
từ BS. Một MS di chuyển
theo hướng tạo thành một góc
i
α
với tín hiệu nhận được từ thành phần thứ I như
hình 2.3. MS di chuyển với vận tốc v,sau khoảng thời gian
t∆
đi được d=v.
t∆
.Khi
đó đoạn đường từ BS đến MS của thành phần thứ I của tín hiệu sẽ bị thay đổi một
lượng là

l∆
.
23
Hình 2.3: Hiệu ứng Doppler
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Theo hình vẽ ta có :
i
dl
α
cos=∆
(2.11)
Khi đó,pha của tín hiệu sẽ bị thay đổi một lượng :

λ
απ
i
tv cos2 ∆
−=∆Φ
(2.12)
λ
: Bước sóng của tín hiệu.
Dấu “-“ cho thấy độ trễ pha của sóng sẽ giảm khi MS di chuyển về phía BS.
Tần số Doppler được định nghĩa như là sự thay đổi pha do sự di chuyển của
MS trong suốt khoảng thời gian
t∆
:

t
f

D
∆
∆Φ
−=
π
2
1
(2.13)
Thay phương trình (2.12) vào phương trình (2.13) ta được:

imiD
f
v
f
αα
λ
coscos ==
(2.14)
Với f
m
=v/
λ
=vf
c
/c là độ dịch tần doppler cực đại ( từ tần số sóng mang được
phát đi ) do sự di chuyển của MS.
Chú ý rằng , tần số Doppler có thể dương hoặc âm phụ thuộc vào góc
i
α
.

Tần số Doppler cực đại và cực tiểu là
±
f
m
ứng với góc
i
α
=0
0
và 180
0
khi tia
sóng truyền trùng với hướng MS di chuyển :
i
α
=0
0
ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía trước MS.
i
α
=180
0
ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía sau MS.
24
l∆
i
α
i
α
Y

X
d
v
BS
MS
Ch¬ng 1: Giíi thiÖu vÒ kÜ thuËt OFDM.

Điều này tương tự với sự thay đổi tần số của tiếng còi xe lửa được tiếp nhận
bởi một người đứng ở đường ray khi xe lửa đang tới gần hoặc đi xa dần người đó.
Trong một môi trường truyền dẫn thực,tín hiệu đến bộ thu bằng nhiều đường
với khoảng cách và góc tới khác nhau. Vì vậy, khi một sóng sin được truyền đi,
thay vì bị dịch một khoảng tần số duy nhất (Doppler shift
i
c
D
c
vf
f
α
cos=
) tại đầu
thu, phổ của tín hiệu sẽ trải rộng từ f
c
(1-v/c) đến f
c
(1+v/c) và được gọi là phổ
Doppler. Khi ta giả thiết xác suất xảy ra tất cả các hướng di chuyển của mobile hay
nói cách khác là tất cả các góc tới là như nhau (phân bố đều ),mật độ phổ công suất
của tín hiệu tại bộ thu được cho bởi :

2
1
1
2
)(








−
−
=
m
c
m
f
ff
f
K
fS
π
với k là hằng số (2.15)
Chú ý rằng, khi f=f
c
=> S(f=f
c

)=
m
f
K
π
2
f=
cm
ff +±
=> S(f=
cm
ff +±
)=
∞
Hình dạng của S(f) được mô tả như hình 2.4:
2.8. Trải phổ doppler và thời gian kết hợp (Doppler spread and coherence
time).
25
f
c
+f
m
f
c
-f
m
f
c
Hình 2.4: Phổ công suất Doppler