Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài

ĐẠI HỌC QUỐC GIA THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH
TRƯỜNG ĐẠI HỌC KHOA HỌC TỰ NHIÊN















NGUYỄN ANH VINH


CÂN BẰNG TÍN HIỆU ĐIỆN Ở ĐẦU THU TRONG CÁC
HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN QUANG ĐƯỜNG DÀI




LUẬN VĂN THẠC SĨ VẬT LÝ VÔ TUYẾN VÀ ĐIỆN TỬ (KỸ THUẬT)

THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH-NĂM 2009
-Trang 1-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
LỜI CẢM ƠN

Bằng tất cả tấm lòng, tác giả xin gởi lời cảm ơn chân thành đến:
GS.TS. Lê Nguyên Bình, là Cán bộ trực tiếp hướng dẫn. Dù từ phương xa
nhưng Thầy đã dành rất nhiều thời gian để hướng dẫn, giúp đỡ, truyền đạt kiến thức
và phương pháp nghiên cứu; cung cấp rất nhiều tài liệu và công cụ Simulink hữu
ích. Những lời động viên và nhắc nhở thường xuyên của Thầy đã giúp cho tác giả
rất nhiều trong quá trình hoàn tất luận văn;
PGS.TS. Nguyễn Hữu Phương, là Cán bộ trực tiếp hướng dẫn. Dù rất bận
rộn nhưng Thầy đã dành nhiều thời gian để hướng dẫn, góp ý, và giúp đỡ tác giả
trong suốt quá trình làm luận văn;
Anh Nguyễn Đức Nhân, NCS tại Đại học Monash, đã dành nhiều thời gian
trao đổi, hướng dẫn, cung cấp và giới thiệu nhiều tài liệu kỹ thuật quý báu;
ThS. Trần Nhựt Khải Hoàn, ThS. Trần Thiện Huân đã dành nhiều thời gian
để trao đổi, chia sẻ những kinh nghiệm và kỹ thuật rất bỗ ích cho tác giả;
Quý Thầy Cô tham gia giảng dạy lớp cao học chuyên ngành Vật lý Vô tuyến
và Điện tử khóa 17, trường Đại học Khoa học Tự nhiên, vì đã truyền đạt cho tác giả
những kiến thức hữu ích trong suốt khoá học;
Cuối cùng, tác giả xin gởi lời cảm ơn chân thành đến gia đình, bạn bè đồng
nghiệp đã quan tâm, động viên, cung cấp tài liệu trong suốt quá trình hoàn tất luận
văn.
Xin chân thành cảm ơn!
TP HCM, Tháng 11/2009

Nguyễn Anh Vinh
-Trang 2-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ
Truyền thông quang cải tiến đang được triển khai trong tất cả các mạng
thông tin trong nước và xuyên quốc gia. Tốc độ bit truyền dẫn đã đạt được ở
100Gb/s và còn cao hơn trong tương lai gần. Chúng tôi cũng đã chứng kiến được sự
phát triển lớn của các dạng điều chế cải tiến và nhiều cấu trúc của hệ thống truyền
dẫn bằng sợi để nới rộng khoảng cách truyền đến hàng ngàn ki-lo-met. Tuy nhiên,
do một số tác động không mong muốn như tán sắc màu dư thừa, tán sắc kiểu phân
cực, tính phi tuyến của sợi đơn mode , v.v, nên cần thiết phải nâng cao chất lượng
của tín hiệu ở bộ nhận của hệ thống truyền dẫn. Vì vậy, trong luận văn này chúng
tôi nghiên cứu và sử dụng các kỹ thuật cân bằng đã được nghiên cứu nhiều trong
các tài liệu, đặc biệt là trong lĩnh vực xử lý tín hiệu số, để cân bằng tín hiệu bị méo
trong miền điện
1
, tại ngõ ra của bộ nhận quang. Tín hiệu quang được điều chế pha
vi phân được truyền và khuếch đại trên nhiều ki-lo-met trước khi được nhận bởi bộ
nhận quang tách sóng kiểu trực tiếp.
Chúng tôi đề nghị và giải thích bằng mô phỏng hai kỹ thuật cân bằng mới
cho: (i) các bộ cân bằng bậc đơn vị và (ii) xử lý song song tăng tốc độ xử lý trong
việc cân bằng tín hiệu NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK ở tốc độ bit 100Gb/s. Ứng với
2 giải pháp này, mô phỏng đã chứng tỏ rằng các bộ cân bằng loại hồi tiếp quyết
định DFE với các thuật toán được xem xét gồm: LMS (Least Mean Square),
variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS (Recursive Least Square) có khả
năng bù được nhiễu ASE, tán sắc màu CD, tự điều pha SPM ở mức cao. Sợi quang
với khoảng cách truyền dẫn 1040 km được truyền và bù suy hao và tán sắc. Tán sắc
cho phép tương đương 300 km sợi đơn mode không bù tán sắc có thể đạt được khi
sử dụng các kỹ thuật này. Kết quả mô phỏng cũng cho thấy sự hiệu quả các thuật
toán được đề nghị trong luận văn. Với các thuật toán LMS, hệ thống đường dài này

có thể chịu đựng được mức tán sắc lớn tương đương 300 km không bù tán sắc. Các
thuật toán sign-regressor LMS và RLS cho thấy sự thể hiện vượt trội, giúp hệ thống
hoạt động tin cậy dưới sự tác động lớn của hiệu ứng phi tuyến và tán sắc tương
-Trang 3-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
đương khoảng cách trên 350 km không bù tán sắc. Thêm nữa, xung RZ-DQPSK
cho chất lượng tốt hơn xung NRZ-DQPSK.
Theo sự hiểu biết của tác giả và từ việc tham khảo các tài liệu đã công bố, kỹ
thuật cân bằng xử lý song song được trình bày trong luận văn này có thể nói là lần
đầu tiên được nghiên cứu. Mức độ cho phép truyền dẫn có lỗi ít đối với tán sắc và
phi tuyến được cải thiện đáng kể khi so sánh với những kỹ thuật cân bằng sử dụng
cấu trúc nối tiếp. Chẳng hạn, cùng dạng điều chế và cùng khoảng cách bị tán sắc
cho phép có thể đạt được cho 10Gb/s trong khi của chúng tôi là ở 100Gb/s. Điều
này có nghĩa là cải thiện được 10 lần khi sử dụng các cấu trúc bộ cân bằng song
song.
Từ khóa:
Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE, cân bằng song song, NRZ,
RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, nhiễu ASE,
tán sắc màu, tự điều pha.





1
tín hiệu trong miền điện thì rất khác so với tín hiệu quang: tín hiệu điện có tính
chất phi tuyến thay vì tuyến tính như tín hiệu quang; tín hiệu điện không còn pha
như tín hiệu quang. Nguyên nhân là do photodiode sử dụng luật bình phương
(square-law) tín hiệu quang nhận được trong hoạt động chuyển đổi từ quang sang
điện.

-Trang 4-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh

ABSTRACT

Advanced optical communications have been deployed in all national and
intercontinental information networks. Transmission bit rates have reached in the
region of 100 Gb/s and higher in the near future. We have also witnessed
tremendous development of advanced modulation formats and several structures of
fiber transmission systems in order to extend the transmission distance to several
thousands of kilometers. However, due to a number of unwanted effects such as
residual chromatic dispersion, polarization mode dispersion, nonlinearity of single
mode optical fibers etc., there needs of performance improvement of detected
signals at the receiver end of the transmission systems. In this thesis, we have thus
investigate the employment of equalization techniques which have been extensively
studied in literatures, especially in the fields of digital signal processing to equalize
distorted signals in the electronic domain
1
which are at the output of an optical
receiver. The optical signal differentially phase modulated are propagated and
optically amplified through several kms before received by a direct detection optical
receiver.
We have proposed and demonstrated by simulation two different novel
equalization schemes employing (i) unit-tap equalizers, and (ii) unit-tap parallel
processing for increasing the processing speed in equalization of NRZ-DQPSK and
RZ-DQPSK signals at bit rate of 100Gb/s. The simulation shows that these two
equalization schemes, decision feedback equalizers DFEs with adaptive algorithms
considered (Least Mean Square-LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS,
and Recursive Least Square-RLS) give good performances in the compensation for
ASE noise, chromatic dispersion CD, self-phase modulation SPM with serious

effects. A transmission distance of 1040 kms with compensating fibers as well as
-Trang 5-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
optical amplifiers is used. A total dispersion tolerance (distance) equivalent to 300
kms of standard single mode optical fiber without dispersion compensation is
achieved using our proposed equalization schemes. The simulated results show the
efficiency of algorithms suggested in this thesis. With LMS algorithm, dispersion
tolerance of the long-haul transmission system is equivalent to 300 kms without
dispersion compensation. Sign-regressor LMS and RLS algorithms offer the best
performance because the regression of the sampled signals following the
assignment of the signs fits extremely well with the direct detected electronic
signals employing balanced receivers which give a push-pull type of signals “+1”
and “-1”. This would allow the systems to equalize the samples under strong effects
of nonlinear impairment, self phase modulation and the linear chromatic dispersion
effects equivalent to 350 kms of standard single mode fiber. Furthermore, in
comparison between RZDQPSK and NRZ-DQPSK pulses, then the former behaves
more superior.
To our knowledge and through published literatures, we think that the
parallel-processing equalization schemes presented in this thesis are studied for the
first time. The achievable error-free transmission tolerances to dispersion and
nonlinearity are considerable improved as compared to those using serial
equalization structures. For example of the same modulation format and
transmission distance, similar tolerance can be achieved for 10Gb/s while ours is at
100 Gb/s. That means a ten-time improvement when using parallel equalizer
structures.
Keywords:
Decision feedback equalizer DFE, parrallel equalization, NRZ,
RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, ASE noise,
chromatic dispersion CD, selt-phase modulation SPM.

1
In electrical domain, an electrical signal is very different from an optical signal:
nonlinearity of the eletrical signal is shown instead of linearity of the optical signal;
phase factor of the electrical signal is disappeared. The reason is due to “square-
law” operation of photodiode.
-Trang 4-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh

ABSTRACT

Advanced optical communications have been deployed in all national and
intercontinental information networks. Transmission bit rates have reached in the
region of 100 Gb/s and higher in the near future. We have also witnessed
tremendous development of advanced modulation formats and several structures of
fiber transmission systems in order to extend the transmission distance to several
thousands of kilometers. However, due to a number of unwanted effects such as
residual chromatic dispersion, polarization mode dispersion, nonlinearity of single
mode optical fibers etc., there needs of performance improvement of detected
signals at the receiver end of the transmission systems. In this thesis, we have thus
investigate the employment of equalization techniques which have been extensively
studied in literatures, especially in the fields of digital signal processing to equalize
distorted signals in the electronic domain
1
which are at the output of an optical
receiver. The optical signal differentially phase modulated are propagated and
optically amplified through several kms before received by a direct detection optical
receiver.
We have proposed and demonstrated by simulation two different novel
equalization schemes employing (i) unit-tap equalizers, and (ii) unit-tap parallel
processing for increasing the processing speed in equalization of NRZ-DQPSK and

RZ-DQPSK signals at bit rate of 100Gb/s. The simulation shows that these two
equalization schemes, decision feedback equalizers DFEs with adaptive algorithms
considered (Least Mean Square-LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS,
and Recursive Least Square-RLS) give good performances in the compensation for
ASE noise, chromatic dispersion CD, self-phase modulation SPM with serious
effects. A transmission distance of 1040 kms with compensating fibers as well as
-Trang 5-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
optical amplifiers is used. A total dispersion tolerance (distance) equivalent to 300
kms of standard single mode optical fiber without dispersion compensation is
achieved using our proposed equalization schemes. The simulated results show the
efficiency of algorithms suggested in this thesis. With LMS algorithm, dispersion
tolerance of the long-haul transmission system is equivalent to 300 kms without
dispersion compensation. Sign-regressor LMS and RLS algorithms offer the best
performance because the regression of the sampled signals following the
assignment of the signs fits extremely well with the direct detected electronic
signals employing balanced receivers which give a push-pull type of signals “+1”
and “-1”. This would allow the systems to equalize the samples under strong effects
of nonlinear impairment, self phase modulation and the linear chromatic dispersion
effects equivalent to 350 kms of standard single mode fiber. Furthermore, in
comparison between RZDQPSK and NRZ-DQPSK pulses, then the former behaves
more superior.
To our knowledge and through published literatures, we think that the
parallel-processing equalization schemes presented in this thesis are studied for the
first time. The achievable error-free transmission tolerances to dispersion and
nonlinearity are considerable improved as compared to those using serial
equalization structures. For example of the same modulation format and
transmission distance, similar tolerance can be achieved for 10Gb/s while ours is at
100 Gb/s. That means a ten-time improvement when using parallel equalizer
structures.

Keywords:
Decision feedback equalizer DFE, parrallel equalization, NRZ,
RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, ASE noise,
chromatic dispersion CD, selt-phase modulation SPM.

1
In electrical domain, an electrical signal is very different from an optical signal:
nonlinearity of the eletrical signal is shown instead of linearity of the optical signal;
phase factor of the electrical signal is disappeared. The reason is due to “square-
law” operation of photodiode.
-Trang 6-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
MỤC LỤC
LỜI CẢM ƠN 1

TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ 2

ABSTRACT 4

MỤC LỤC 6
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ…………………………………………………… 10
DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU 14

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT 14


CHƯƠNG 1: MỞ ĐẦU 17

1.1. QUÁ TRÌNH PHÁT TRIỂN CỦA MẠNG QUANG 17

1.2. ĐẶT VẤN ĐỀ CỦA LUẬN VĂN 17

1.3. SƠ LƯỢC VỀ TÌNH HÌNH GHIÊN CỨU CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG
ĐIỆN 18

1.4. GIẢI PHÁP ĐỀ NGHỊ CỦA ĐỀ TÀI 19

1.5. CÁCH TRÌNH BÀY CỦA LUẬN VĂN 19


CHƯƠNG 2: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN QUANG 21

2.1. ĐIỀU CHẾ KHOÁ DỊCH PHA VUÔNG GÓC VI PHÂN DQPSK 21

2.1.1. Giới thiệu các kỹ thuật điều chế 21

2.1.2. Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK 22

2.1.2.1. Điều chế khoá dịch pha nhị phân BPSK 22

2.1.2.2. Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK 22

2.1.3. Điều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK 23

2.1.3.1. Điều chế khoá dịch pha vuông góc QPSK 23

2.1.3.2. Điều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK 23

2.1.4. Ưu điểm của các kiểu điều chế PSK 24

2.2. HỆ THỐNG THÔNG TIN QUANG 25

2.2.1. Giới thiệu 25

2.2.2.

Thiết bị phát 25

-Trang 7-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
2.2.2.1. Các thành phần cơ bản của thiết bị phát 25

2.2.2.2. Cấu trúc của bộ điều chế ngoài MZM (Mach-Zehnder Modulator) 26

2.2.3. Thiết bị thu 29

2.2.3.1. Nguyên lý hoạt động và cấu tạo của bộ thu 29

2.2.3.2. Đánh giá chất lượng hệ thống [1]-p.16 30

2.2.4. Kênh thông tin 31

2.2.4.1. Các hiệu ứng truyền dẫn 31

2.2.4.2. Các bộ khuếch đại, nhiễu tích luỹ ASE 36

2.2.4.3. Phân loại sợi quang 38

2.3. GIỚI THIỆU MATLAB SIMULINK 42

CHƯƠNG 3: CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG 43

3.1. CÁC THUẬT TOÁN THÍCH NGHI 43

3.1.1. Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (Least Mean Square – LMS)
44

3.1.2. Các thuật toán LMS cải tiến [3]-p.137 45

3.1.3. Thuật toán bình phương tối thiểu đệ quy (Recursive Least Square –
RLS) 46

3.2. KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN 48

3.2.1. Hiện tượng ISI trong các hệ thống quang 48

3.2.2. Bộ cân bằng ước lượng chuỗi có khả năng cực đại MLSE 48

3.2.2. Bộ cân bằng tiến FFE 49

3.2.3. Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định 51


CHƯƠNG 4: MÔ HÌNH MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN SỬ DỤNG
KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN TRÊN NỀN MATLAB SIMULINK 54

4.1. PHÂN BIỆT NRZ-DQPSK VÀ RZ-DQPSK 54

4.1.1.

Sơ lược về mã đường truyền 54

4.1.2.

Phân biệt NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK 55

4.2. CẤU TRÚC HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN DÙNG MATLAB/SIMULINK 56

-Trang 8-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
4.2.1. Bộ phận phát 56

4.2.1.1. Bộ phận khắc xung 58

4.2.1.2. Khối điều chế QPSK 59

4.2.1.3. Bộ tiền mã hoá Precoder 60

4.2.2. Kênh truyền 61

4.2.3. Bộ phận thu 64

4.2.3.1. Bộ nhận cân bằng tách sóng kiểu trực tiếp 64

4.2.3.2. Nhiễu tại bộ thu 67

4.3. GIẢI PHÁP THIẾT KẾ CÁC CHẶNG CHO HỆ THỐNG ĐƯỜNG DÀI
TỐC ĐỘ CAO 67

4.3.1. Các khó khăn 67

4.3.2. Giải pháp đề nghị 69

4.4. GIẢI PHÁP CÂN BẰNG ĐIỆN TẠI BỘ THU 73

4.4.1. Các khó khăn 73

4.4.2. Kỹ thuật cân bằng điện với bậc đơn vị 74

4.4.3. Kỹ thuật cân bằng điện ứng dụng thuật toán xử lý song song 77


CHƯƠNG 5: KẾT QUẢ MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN ỨNG
DỤNG CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN 79

5.1. GIỚI THIỆU 79

5.2. KẾT QUẢ KHẢO SÁT BER THEO CÔNG SUẤT PHÁT 80

5.2.1. Hệ thống không dùng bộ cân bằng 81

5.2.1.1. Tín hiệu NRZ-DQPSK 81

5.2.1.2. Tín hiệu RZ-DQPSK 81

5.2.2. Hệ thống dùng bộ cân bằng 82

5.2.2.1. Tín hiệu NRZ-DQPSK 82

5.2.2.2. Tín hiệu RZ-DQPSK 85

5.3. KẾT QUẢ KHẢO SÁT BER THEO TÁN SẮC 91

5.3.1. Hệ thống không dùng bộ cân bằng 91

5.3.1.1. Tín hiệu NRZ-DQPSK 91

-Trang 9-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
5.3.1.2. Tín hiệu RZ-DQPSK 92

5.3.2. Hệ thống dùng bộ cân bằng 93

5.3.2.1. Tín hiệu NRZ-DQPSK 93

5.3.2.1. Tín hiệu RZ-DQPSK 95

5.4. KẾT QUẢ KHẢO SÁT BER THEO TÁN SẮC VÀ PHI TUYẾN 98

5.4.1. Tín hiệu NRZ-DQPSK 98

5.4.2. Tín hiệu RZ-DQPSK 100


CHƯƠNG 6: KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN 104

5.1. KẾT LUẬN 104

5.2. HƯỚNG PHÁT TRIỂN 105

TÀI LIỆU THAM KHẢO 106

Tài liệu tham khảo chính 106

Tài liệu tham khảo phụ 107

-Trang 10-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ

Hình 2.1.1: Đồ thị chòm sao của BPSK [32] 22

Hình 2.1.2: Nguyên tắc điều chế DPSK 23

Hình 2.1.3: Đồ thị chòm sao của QPSK [32] 23

Hình 2.2.1: Các thành phần cơ bản của hệ thống thông tin quang [9]-p.120 25

Hình 2.2.2: Sơ đồ khối thiết bị phát [9]-p.122 25

Hình 2.2.3: Cấu trúc MZM [9] -p.122 26

Hình 2.2.4: MZM phân cực đơn [7] 27

Hình 2.2.5: Biểu diễn ngõ ra của MZM khi phân cực đơn 27

Hình 2.2.6: MZM khi phân cực đôi [12] 28

Hình 2.2.7: Biểu diễn ngõ ra của MZM khi phân cực đôi 28

Hình 2.2.8: Cấu trúc bộ điều chế pha [1]-p.14 29

Hình 2.2.9: Sơ đồ khối bộ thu quang [9] -p.122 30

Hình 2.2.10: Nguyên tắc tính BER theo xác suất [1]-p.16 31

Hình 2.2.11: Suy hao của sợi phụ thuộc vào bước sóng [15]-p.9 32

Hình 2.2.12: Sự thay đổi của D theo bước sóng quang [13]-p.10 34

Hình 2.2.13: Hiện tượng tự điều pha SPM [13]-p.13 36

Hình 2.2.14 : Ảnh hưởng của nhiễu ASE [18] 37

Hình 2.2.15: Hệ thống với hai bộ khuếch đại EDFA [11] 37

Hình 2.2.16: Cơ chế hoạt động của EDFA [13]-p.17 38

Hình 2.2.17: Sợi đa mode (trái) và đơn mode (phải) [34] 38

Hình 2.2.18: Kích thước của sợi quang [35] 39

Hình 2.2.19: Đồ thị tán xạ NDSF [35] 39

Hình 2.2.20: Đồ thị tán xạ của DSF [35] 40

Hình 2.2.21: Sợi NZ DSF luân phiên 20km (+D) và (-D) [34] 40

Hình 2.2.22: Suy hao theo bước sóng của SMF 28 (trái) và SMF 28e (phải) [34] 41

Hình 3.1.1: Lọc thích nghi 44

Hình 3.1.2: Sơ đồ khối của lọc LMS [3] 45

Hình 3.2.1: Hiện tượng giao thoa liên ký tự ISI [10] 48

-Trang 11-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
Hình 3.2.2: Sơ đồ hệ thống quang khi (a) không dùng bộ cân bằng và (b) có dùng bộ
cân bằng [4]-p.30 49

Hình 3.2.3: Bộ cân bằng tiến FFE 50

Hình 3.2.4: Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE [16] 52

Hình 4.1.1: Mã hoá dòng (a) RZ và (b) NRZ [9] -p.14 54

Hình 4.1.2: Hiện tượng ISI qua giản đồ mắt đối với NRZ và RZ [6] 55

Hình 4.1.3: Pha và biên độ tín hiệu NRZ-DQPSK (trái) và RZ-DQPSK (phải) [1]-
p.29 56

Hình 4.1.4: Phổ tần số của (a) NRZ-DQPSK và (b) RZ-DQPSK [27] 56

Bảng 4.2.1: Góc dịch pha của DQPSK ứng với từng cặp bits của chuỗi dữ liệu vào
56

Hình 4.2.1: Cấu trúc bộ phát RZ-DQPSK 57

Hình 4.2.2: Nguyên tắc của khối khắc xung 58

Hình 4.2.3: Hàm truyền và quan hệ vào ra của RZ-MZM [1]-p.33 59

Hình 4.2.5: Xấp xỉ trong phương pháp chia bước (a) truyền qua một phần chiều dài
h của sợi, (b) phương pháp bất đối xứng A-SSM và (c) phương pháp đối xứng SSM
[8] 62

Hình 4.2.6: Sơ đồ thể hiện phương pháp chia bước đối xứng [8] 64

Hình 4.2.7: Sơ đồ nguyên tắc bộ thu DQPSK [1]-p.36 65

Hình 4.2.8: Đồ thị chòm sao tại ngõ ra bộ dịch pha
4
π
±
66

Hình 4.3.1: Cự ly truyền dẫn phụ thuộc vào tốc độ bit 70

Hình 4.3.2: Mô hình các phương pháp thiết lập các chặng dùng bộ khuếch đại
EDFA [11] 70

Hình 4.3.3: Cấu trúc mô phỏng của mỗi chặng 72

Hình 4.3.4: Cấu trúc kênh truyền trong Matlab Simulink 72

Hình 4.4.1: Mô hình hệ thống dùng bộ cân bằng 75

Hình 4.4.2: Cấu trúc bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE bậc (1,1) 76

Hình 4.4.3: Nguyên tắc hoạt động của slicer- Nguồn: Matlab Simulink 76

Hình 4.4.4: Cấu trúc bộ xử lý với 4 bộ DFE bậc (1,1) ghép song song 78

-Trang 12-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
Hình 5.1.1: Sơ đồ tổng quát của mô hình mô phỏng 80

Hình 5.2.1: BER theo công suất phát đối với xung NRZ-DQPSK khi không dùng bộ
cân bằng 81

Hình 5.2.2: BER theo công suất phát đối với xung RZ-DQPSK khi không dùng bộ
cân bằng 82

Hình 5.2.3: BER theo công suất phát của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1
bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS
DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 83

Hình 5.2.4: BER theo công suất phát của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4
bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE
parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE
parrallel 83

Hình 5.2.5: BER theo công suất phát của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng bộ cân
bằng 85

Hình 5.2.6: BER theo công suất phát của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1
bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS

DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 86

Hình 5.2.7: BER theo công suất phát của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4
bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE
parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE
parrallel 86

Hình 5.2.8: BER theo công suất phát của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng
87

Hình 5.2.9: Giản đồ mắt của tín hiệu ở kênh I khi không dùng bộ cân bằng 88

Hình 5.3.1: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi không dùng bộ cân
bằng 91

Hình 5.3.2: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi không dùng bộ cân bằng.
92

-Trang 13-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
Hình 5.3.3: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1 bộ cân
bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1
Sign-regressor LMS DFE 93

Hình 5.3.4: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4 bộ cân
bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4
Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE parrallel 94

Hình 5.3.5: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 95

Hình 5.3.6: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1 bộ cân
bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1
Sign-regressor LMS DFE 95

Hình 5.3.7: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4 bộ cân
bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4
Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE parrallel 96

Hình 5.3.8: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 97

Hình 5.4.1: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần
lượt 1 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size
LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 98

Hình 5.4.2: BER theo tán sắc và tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt
4 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE
parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE
parrallel 99

Hình 5.4.3: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng bộ
cân bằng 100

Hình 5.4.4: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần
lượt 1 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size
LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 101

Hình 5.4.5: BER theo tán sắc và tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt
4 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE
parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE
parrallel 102

-Trang 14-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
Hình 5.4.6: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng bộ cân
bằng 103



DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU

Bảng 2.1.1: Góc dịch pha của DQPSK ứng với từng cặp bit của chuỗi dữ liệu vào 24

Bảng 4.2.2: Pha truyền của bộ điều chế QPSK ứng với cặp bits IQ 60


DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT
ASE Amplified Spontaneous Emission
ASK Amplitude Shift Keying
A-SSM Asymmetric Split-Step Method
BER Bit Error Rate
BPSK Binary Phase-Shift Keying
CD Chromatic Dispersion
CW Continuous Wave
D Dispersion
DCF Dispersion Compensation
DFE Decision Feedback Equalizer
DM Direct Modulation
DPSK Differential Phase-Shift Keying
DSF Dispersion Shift Fiber
DWDM Dense Wavelength Division Multiplexing

EDFA Erbium Doped Fibre Amplifier
FFE Feedforward Equalizer
FIR Finite Impulse Response
-Trang 15-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
FM Frequency Modulation
FSK Frequency-Shift Keying
FWM Four-Wave Mixing
I Inphase
IIR Infinite Impulse Response
IM Intensity Modulation
ISI Intersymbol Interference
LEAF Large Effective Area Fiber
LMS Least Mean Square
LO Local Oscillator
LS Least Square
MAP Maximum A Posteriori
MLSE Maximum Likelihood Sequence Estimation
MMSE Minimum Mean Square Error
MSE Mean Square Error
MZM Mach-Zehnder Modulator
MZI Mach-Zehnder Interferometer
NRZ NonReturn to Zero
NDSF Non-Dispersion Shift Fiber
NF Noise Figure
NLSE Nonlinear Schr
o
&&
dinger Equation
NZ DSF Non Zero Dispersion Shift Fiber

OOK On-Off Keying
PM Phase Modulation
PMD Polarization Mode Dispersion
PSK Phase-Shift Keying
Q Quadrature
QAM Quadrature Amplitude Modulation
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
RLS Recursive Least Square
-Trang 16-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
RZ Return to Zero
SMF Single Mode Fiber
SNR Signal to Noise Ratio
SOA Semiconductor Laser Optical Amplifier
SPM Selt-Phase Modulation
SSFM Split-Step Fourier Method
SSM Symmetric Split-Step
SSMF Standard Single Mode Fiber
WDM Wavelength Division Multiplexing
XPM Cross Phase Modulation

-Trang 17-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
CHƯƠNG 1: MỞ ĐẦU
1.1. QUÁ TRÌNH PHÁT TRIỂN CỦA MẠNG QUANG
Mạng thông tin quang đầu tiên được thương mại hoá vào năm 1992 có tốc
độ 2.5Gb/s. Sau đó 4 năm, hệ thống WDM (Wavelength Division Multiplexing)
được triển khai với tốc độ 40Gb/s. Đến năm 2001, dung lượng của các hệ thống
WDM đã đạt đến tốc độ 1.6Tb/s, rồi 3.2Tb/s và hơn nữa. Trong vòng 2 năm sau đó,
việc triển khai các hệ thống thông tin quang tốc độ cao trên diện rộng, các hệ thống

thông tin quang vượt đại dương không ngừng được triển khai. Hệ thống quang toàn
cầu với hơn 250.000km, dung lượng 2.56Tb/s (64channel 10Gb/s trên 4 đôi sợi
quang) được đưa vào sử dụng vào năm 2002 [9].
Trong những năm gần đây, việc bùng nổ nhu cầu thông tin của người dùng
làm cho tốc độ của hệ thống thông tin quang liên tục tăng. Nhiều chuẩn hoá đã ra
đời. Chuẩn Gigabit Ethernet trên sợi quang đầu tiên được chuẩn hoá bởi IEEE
802.3z qui định tốc độ 1Gb/s. Sau đó, vào năm 2003, 10Gb/s Ethernet trên sợi
quang được chuẩn hoá bởi IEEE 802.3ae, và 100Gb/s Ethernet đang dự kiến chuẩn
hoá vào năm 2010.
1.2. ĐẶT VẤN ĐỀ CỦA LUẬN VĂN
Nhằm tận dụng ưu điểm băng thông vô hạn của sợi quang, nhiều nghiên cứu
để nâng cao tốc độ truyền dẫn dữ liệu trong mạng quang không ngừng được tiến
hành và đã thu được nhiều kết quả khả quan. Theo đó, các phương pháp điều chế đa
bit cho một symbol, như QPSK, QAM, , trở nên chiếm ưu thế so với các phương
pháp điều chế đơn bit cho một kí tự (symbol), như OOK. Nhiều nghiên cứu nhằm
tận dụng ưu thế giảm băng thông của các phương pháp điều chế đa bit so với các
phương điều chế đơn bit và đã thu được nhiều kết quả khả quan có thể được tìm
thấy trong [13][15][25]. Chất lượng hệ thống thông tin bằng sợi quang lại luôn chịu
tác động lớn bởi các hiệu ứng tuyến tính (như tán sắc màu CD, tán sắc do phân cực
-Trang 18-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
PMD,…) và các hiệu ứng phi tuyến (như tự điều chế pha SPM, trộn bốn sóng
FWM,…). Đối với các hệ thống truyền dẫn quang đường dài và tốc độ cao, mức độ
ảnh hưởng của các hiệu ứng này là rất rõ rệt. Đã nhiều năm qua, việc chống lại các
hiệu ứng này được thực hiện bằng việc chèn các sợi bù tán sắc (DCF) vào cuối mỗi
chặng (span) (ví dụ như sợi đơn mode chuẩn SSMF hay sợi LEAF,…) [1]. Trong
các hệ thống truyền dẫn đường dài bằng sợi quang (bao gồm SSMF, LEAF,
DCF,…), khi được truyền đi, năng lượng của tín hiệu lại bị suy hao đáng kể điển
hình là SSMF có mức suy hao vào khoảng 0.2dB/km. Do đó, các bộ khuếch đại
quang được dùng để bù lại sự mất mát này và trở nên tối quan trọng trong các hệ

thống truyền dẫn đường dài. Nhiễu tích lũy không thể tránh được của các nguồn
nhiễu phát xạ ngẫu nhiên do khuếch đại ASE từ các bộ khuếch đại này sẽ làm cho
khoảng cách truyền dẫn bị thu hẹp lại. Ngoài ra, DCF lại rất nhạy với các hiệu ứng
phi tuyến và sự phân cực.
Với yêu cầu ít hơn về mặt chi phí và kích thước của các bộ xử lý tín hiệu số
khi được tích hợp trong các hệ thống xử lý bằng điện cũng nhỏ gọn hơn, các kỹ
thuật xử lý tín hiệu số trong miền điện ngày càng được quan tâm nghiên cứu giúp
làm giảm nhiều tác nhân gây ảnh hưởng nghiêm trọng đến chất lượng truyền dẫn
[19][20][21][22][23][24]. Các nghiên cứu trên các bộ cân bằng điện trong các hệ
thống quang dùng kỹ thuật tách sóng kết hợp (coherent detection) và tách sóng trực
tiếp bắt đầu vào những năm 1990 [29] và được đẩy mạnh hơn vào khoảng năm 2000
[23].
1.3. SƠ LƯỢC VỀ TÌNH HÌNH NGHIÊN CỨU CỦA CÁC KỸ THUẬT CÂN
BẰNG ĐIỆN
Gần đây, nhiều nghiên cứu nhằm nâng cao tốc độ và chất lượng của hệ thống
thông tin quang đường dài liên quan đến việc sử dụng các bộ cân bằng kết hợp với
các phép điều chế khác nhau đã được tiến hành và đã thu được nhiều kết quả khả
quan. Đến nay, các nghiên cứu và ứng dụng các bộ cân bằng vào hệ thống truyền
dẫn có thể được nhắc đến là: bộ cân bằng Radial basis function network (Gilad
Katz và Dan Sadot, 2007) [21], bộ cân bằng MLSE (Oscar E. Agazzi và Mario
-Trang 19-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
R.Hueda, 2005) [26], bộ cân bằng Turbo (Mark Jager và Tobias Rankl, 2006) [24],
bộ cân bằng MAP (Wenze Xi và John Zweck, 2005) [30], bộ cân bằng hồi tiếp
quyết định DFE (G. Katz và D. Sadot, 2008) [20] và (Qian Yu, 2007) [27], các bộ
cân bằng điện phi tuyến (Chunmin Xia và Werner Rosenkranz, 2007) [19]. Tuy
nhiên, các nghiên cứu này chỉ được thực hiện trên các hệ thống quang tốc độ thấp
(10Gb/s) và các loại điều chế đơn giản như OOK, DPSK, có thể kể đến các nghiên
cứu gắn với dạng điều chế OOK của G. Katz và D. Sadot vào năm 2008 trong [20]
và gắn với DPSK của Chunmin Xia và Werner Rosenkranz vào năm 2007 trong

[19] với khoảng cách truyền dẫn đạt khoảng 300km mà không cần bù tán sắc, BER
đạt mức trên 10
-9
.
1.4. GIẢI PHÁP ĐỀ NGHỊ CỦA ĐỀ TÀI
Đề tài nhằm mô phỏng toàn bộ hệ thống truyền dẫn quang đường dài, tốc độ
100Gb/s, đạt chất lượng cao (BER từ 10
-9
– 10
-12
) bằng việc sử dụng kết hợp
phương pháp điều chế DQPSK, các bộ cân bằng điện và bộ thu tách sóng trực tiếp,
trên nền Matlab Simulink. Nhằm nâng cao tốc độ xử lý của các bộ cân bằng, đề tài
sử dụng 2 giải pháp là dùng bộ cân bằng với bậc đơn vị và ghép nối song song các
bộ cân bằng này lại với nhau trong miền điện sau bộ nhận quang tách sóng kiểu trực
tiếp. Đây là phương pháp mới chưa được ứng dụng trước đây. Kết quả đạt được của
đề tài có thể giúp nâng cấp các hệ thống quang cũ tốc độ thấp trước đây lên thành
một hệ thống tốc độ cao mà không làm thay đổi nhiều đến cấu trúc hệ thống.
1.5. CÁCH TRÌNH BÀY CỦA LUẬN VĂN
Luận văn này được trình bày bồm 6 chương; các chương cụ thể trình bày các
nội dung sau:
Chương 1 - MỞ ĐẦU
Lướt qua về lịch sử phát triển của mạng quang, nêu vấn đề đặt ra và phương
hướng giải quyết vấn đề của tác giả.
Chương 2 – TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN QUANG
-Trang 20-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
Trình bày các lý thuyết cơ bản trong hệ thống thông tin quang như các phép
điều chế, các thành phần cơ bản của hệ thống và cuối cùng giới thiệu công cụ
Matlab Simulink.

Chương 3 – CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG
Các thuật toán thích nghi và các kỹ thuật cân bằng mà đề tài khảo sát sẽ được
trình bày chi tiết.
Chương 4 - MÔ HÌNH MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN SỬ DỤNG KỸ
THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN TRÊN NỀN MATLAB SIMULINK
Trình bày các khối chính của mô hình mà đề tài đã thiết kế trên Malab
Simulink, các giải pháp thiết kế các chặng truyền dẫn và giải pháp thiết kế bộ cân
bằng.
Chương 5 - KẾT QUẢ MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN ỨNG DỤNG
CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN
Trình bày các kết quả chính của đề tài, qua đó, thấy được tính khả thi của các
giải pháp đã được giới thiệu ở chương 4.
Chương 6 – KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN
Đưa ra các kết luận sau cùng của luận văn, qua đó, vạch ra hướng phát triển
tiếp theo của đề tài.
-Trang 21-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
CHƯƠNG 2: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN
QUANG

Chương 2 giới thiệu tổng quan các kỹ thuật điều chế. Tiếp theo, chương này
sẽ trình bày chi tiết các kỹ thuật điều chế khóa dịch pha PSK, trong đó phép điều
chế DQPSK, phép điều chế mà đề tài chọn để khảo sát, sẽ được phân tích kỹ; và
trình bày tổng quan các vấn đề cơ bản của một hệ thống thông tin quang: các thành
phần hệ thống, các tác nhân truyền dẫn, … Phần còn lại, chương 2 sẽ giới thiệu sơ
nét về công cụ Matlab Simulink, công cụ hỗ trợ chính cho mô phỏng và mô hình
hoá của đề tài.
2.1. ĐIỀU CHẾ KHOÁ DỊCH PHA VUÔNG GÓC VI PHÂN DQPSK
2.1.1. Giới thiệu các kỹ thuật điều chế
Sóng mang quang trước khi điều chế có dạng như công thức (2.1.1) [9]-

p.117.

(
)
Φ
+
=
tAetE
0
cos
ˆ
)(
ϖ
(2.1.1)
Trong đó, E là véc tơ trường điện.
e
ˆ
là véc tơ đơn vị phân cực.
A là biên độ.
0
ϖ
là tần số sóng mang.
Φ
là pha sóng mang.
Tùy thuộc vào thành phần nào trong 3 thành phần biên độ, pha, tần số được
tác động mà dạng điều chế với tên tương ứng cụ thể sẽ được tạo ra. Trong trường
hợp điều chế tương tự, ba dạng điều chế phổ biến là điều chế biên độ (AM), điều
chế pha (PM), điều chế tần số (FM). Tương tự, các kỹ thuật điều chế có thể được áp
dụng đối với tín hiệu số và được gọi là khóa dịch biên độ (ASK), khóa dịch pha
(PSK), khóa dịch tần số (FSK) phụ thuộc vào biên độ, pha, hay tần số được dịch

giữa 2 mức của một tín hiệu số nhị phân.
-Trang 22-
HVTH: Nguyễn Anh Vinh
2.1.2. Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK
2.1.2.1. Điều chế khoá dịch pha nhị phân BPSK
BPSK là dạng điều chế đơn giản nhất của PSK. Trong kiểu điều chế này, pha
truyền của sóng mang là 0 hay
π
tuỳ thuộc vào dữ liệu nhị phân vào là 0 hay 1 và
biên độ của sóng mang không thay đổi. Hình 2.1.1 là đồ thị chòm sao của BPSK.
BPSK có hạn chế là nơi giải điều chế phải biết thông tin pha đầu của sóng mang.
Điều này sẽ được khắc phục bằng DPSK, trong đó, đầu nhận không cần biết rõ về
thông tin của pha gốc của sóng mang mà vẫn có thể giải điều chế tốt tín hiệu được.

Hình 2.1.1: Đồ thị chòm sao của BPSK [32]
2.1.2.2. Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK
Khác với BPSK, DPSK mã hoá thông tin bằng cách thay đổi pha của sóng
mang giữa các bit liền kề: sóng mang sẽ dịch một góc
π
so với pha của bit truyền
trước đó nếu dữ liệu nhị phân vào là bit 1, nếu dữ liệu nhị phân vào là bit 0 thì pha
truyền sẽ giống với pha truyền của bit trước đó. Như vậy, với DPSK thì pha của
sóng mang phụ thuộc vào bit hiện tại và bit trước đó.
Bộ điều chế DPSK có cấu trúc như Hình 2.1.2, gồm bộ mã hoá vi phân
(Differential Encoder), hay tiền mã hoá (Precoder), theo sau là bộ điều chế BPSK.
Theo hình vẽ thì ngõ ra của bộ Precoder là
kkk
bee
⊕
=

−1
[1]-p.8.
Việc giải điều chế DPSK chỉ cần dựa vào sự dịch pha của sóng mang thu
được để quyết định bit nhị phân thu được là 1 hay 0 mà không cần phải dựa vào
thông tin pha đầu của sóng mang.