Thiết kế mô phỏng hệ thống OFDM có máy thu chuyển động tốc độ cao dùng ký hiệu dẫn đường

ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ



DƯƠNG THỊ HẰNG

Thiết kế mô phỏng hệ thống OFDM có máy thu
chuyển động tốc độ cao dùng ký hiệu dẫn đường



LUẬN VĂN THẠC SỸ



Người hướng dẫn: TS. Trịnh Anh Vũ





Hà nội - 2005

1

MỞ ĐẦU 3
DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT 5
CÁC HÌNH SỬ DỤNG TRONG ĐỀ TÀI 7
CHƢƠNG 1 : ĐƢỜNG TRUYỀN VÔ TUYẾN VÀ KỸ THUẬT MÔ PHỎNG
ĐƢỜNG TRUYỀN TRÊN MÁY TÍNH. 1
1.1. Các yếu tố ảnh hƣởng truyền dẫn vô tuyến 10
1.1.1. Đặc tính sóng vô tuyến 10
1.1.2. Suy hao đƣờng truyền 10
1.1.3. Phading 11
1.1.3.1.Truyền đa đƣờng 11
1.1.3.2.Các yếu tố ảnh hƣởng đến phading đa đƣờng 12
1.1.3.3.Độ di tần Doppler 12
1.2. Kỹ thuật mô phỏng đƣờng truyền vô tuyến 13
1.2.1. Kênh AWGN 13
1.2.2. Kênh Fading Rayleigh 14
1.2.3. Kết luận 21
CHƢƠNG 2: NGUYÊN LÝ HOẠT ĐỘNG CỦA HỆ THÔNG TIN ĐIỀU CHẾ
TRỰC GIAO 22
2.2.1.Bộ chuyển đổi nối tiếp thành song song 26
2.2.2 Bộ điều chế M-QAM 26
2.2.3 Bộ biến đổi IFFT 27
2.2.4 Bộ chuyển đổi từ song song thành nối tiếp 27

2.2.5 Chèn tiền tố lặp CP: 28
2.2.6 Bộ chuyển dổi D/A, bộ dao động cao tần RF và bộ khuếch đại công
suất HPA: 30
2.2.7 Kỹ thuật giải điều chế OFDM 31
2.3. Đánh giá ƣu nhƣợc điểm của hệ thống OFDM 34
2.3.1. Ƣu điểm: 34

2
2.3.1.1. Đáp ứng đƣợc nhu cầu truyền thông tốc độ cao với khả năng
kháng nhiễu tốt trên kênh Fading chọn lọc tần số: 35
2.3.1.2. Tính phân tập tần số cao 36
2.3.1.3. Hiệu suất sử dụng phổ cao 36
2.3.1.4 Tính đơn giản, hiệu quả khi thực thi hệ thống 37
2.3.2 Nhƣợc điểm 38
2.3.2.1 Tỉ số công suất cực đại trên công suất trung bình cao 38
2.3.2.2. Đồng bộ trong OFDM 38
CHƢƠNG 3. THIẾT KẾ MÔ PHỎNG HỆ OFDM TRÊN MÁY TÍNH 39
3.1.Các thông số thiết kế một hệ OFDM[2] 39
3.2. Cấu trúc của chƣơng trình mô phỏng sử dụng máy tính [12 ] 41
3.3. Kết luận 52
CHƢƠNG 4: MÔ PHỎNG HỆ THỐNG OFDM CÓ MÁY THU CHUYỂN
ĐỘNG TỐC ĐỘ CAO DÙNG KÝ HIỆU DẪN ĐƢỜNG 53
4.1 Giới thiệu 53
4.2. Ký hiệu dẫn đƣờng hỗ trợ sơ đồ điều chế OFDM 55
4.3. Kết luận 78
KẾT LUẬN . 79
TÀI LIỆU THAM KHẢO 81
PHỤ LỤC 83

3
MỞ ĐẦU
Công nghệ Viễn thông trên thế giới đóng vai trò rất quan trọng trong sự
phát triển kinh tế, xã hội và an ninh của mỗi quốc gia cũng nhƣ trên toàn cầu.
Cùng với sự phát triển của các ngành công nghệ khác nhƣ điện tử, tin học, quang
học… Công nghệ Viễn thông đã và đang mang đến cho con ngƣời những ứng
dụng trong tất cảc các lĩnh vực nhƣ kinh tế, giáo dục, văn hoá, y học, thông tin
quảng bá Các quốc gia đều coi Viễn thông tin học là một trong những ngành
mũi nhọn và đƣợc đầu tƣ thích đáng để có đƣợc những thành tựu, những vị trí
xứng đáng trong công cuộc nghiên cứu và ứng dụng công nghệ thông tin làm đòn
bẩy để kích thích sự phát triển của các ngành kinh tế quốc dân khác. Ngày nay
với sự phát triển mạnh mẽ của công nghệ thông tin và truyền thông đã tạo ra
các dịch vụ tốc độ cao, nhờ đó đáp ứng đƣợc nhu cầu trao đổi thông tin ngày
một tăng của con ngƣời với độ chính xác và tin cậy cao. Đặc biệt hơn nữa,
trong môi trƣờng truyền thông vô tuyến với đặc điểm không thuận lợi nhƣ
truyền thông hữu tuyến, yêu cầu thiết kế hệ thống hợp lý để cung cấp hiệu năng
truyền thông tin cậy là một vấn đề phức tạp. Để đạt đƣợc mục tiêu của các dịch
vụ vô tuyến tế bào băng rộng cần thiết phải chuyển đổi sang các mạng truyền
thông vô tuyến thế hệ thứ 4 (4G).
Trong những năm gần đây điều chế đa sóng mang đang đƣợc sử dụng rất hiệu
quả trong nhiều ứng dụng nhƣ đƣờng dây thuê bao số tốc độ cao HDSL, thuê
bao số tốc độ rất cao VDSL, đƣờng dây thuê bao số bất đối xứng ADSL, truyền
hình số mặt đất BVD-T, mạng vô tuyến cục bộ WLAN, quảng bá truyền hình số
với độ phân giải cao HDTV. Đặc biệt việc áp dụng OFDM cho các hệ thống
Wireless LAN thu đƣợc nhiều thành tựu đáng kể, công nghệ OFDM đƣợc sử
dụng làm cở sở của tầng vật lý PHY trong các tiêu chuẩn IEEE 802.11a ở Bắc
Mỹ và HiPerLAN/2 ở Châu Âu, đƣợc xem xét cho các tiêu chuẩn IEEE 802.11g
và WLAN 802.16.
Để có thể truyền dữ liệu tốc độ cao nhƣ vậy mà vẫn đảm bảo chất lƣợng hình
ảnh, âm thanh tốt thì các tham số của hệ thống phải đƣợc lựa chọn phù hợp.

OFDM dựa trên phƣơng pháp điều chế đa sóng mang trong đó các sóng mang

4
con là trực giao (orthogonal) với nhau. Chính nhờ điều này mà nó có các ƣu
điểm nổi bật nhƣ: khả năng chống nhiễu xuyên ký tự (ISI- inter Synbol
Interference), tốc độ và dung lƣợng truyền thông tin lớn, chi phí lắp đặt thấp (
nhờ sự phát triển của các chip FFT và IFFT), hiệu suất phổ cao, tuy nhiên nó
cũng có những nhƣợc điểm không tránh khỏi. Luận văn này sẽ giới thiệu tổng
quan về OFDM, sử dụng Matlab làm công cụ để mô phỏng hệ thống OFDM,
tìm hiểu về tác dụng của ký hiệu huấn luyện dặc biệt (pilot) hỗ trợ trong việc
thiết kế mô phỏng hệ thống OFDM di động tốc độ cao.
Luận văn này đƣợc chia làm 4 chƣơng:
Chƣơng 1: Đƣờng truyền vô tuyến và kỹ thuật mô phỏng đƣờng truyền trên máy
tính.
Chƣơng 2: Nguyên lý hoạt động của hệ thông tin điều chế trực giao.
Chƣơng 3: Thiết kế mô phỏng hệ OFDM trên máy tính
Chƣơng 4: Mô phỏng hệ thống OFDM chuyển động tốc độ cao dùng ký hiệu dẫn
đƣờng.


5

DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT

A/D
Analog to Digital Converter
AWGN
Additive White Gaussian Noise
BER
Bit Error Rate

BPSK
Binary Phase Shift Keying
COFDM
Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex
CE
Channel Estimation
CI
Carrier-to-interference ratio
CP
Cyclic Prefix
DAB
Digital Audio Broadcast
D/A
Digital to Analog Converter
DFT
Discrete Fourier Transform
DVB
Digital Video Broadcast
FEC
Forward Error Correction
FFT
Fast Fourier Transform
GI
Guard Interval
HiperLan/2
High Performance Radio Local Area Networks Type 2
ICI
Intercarrier Interference
IFDT
Inverse Discrete Fourier Transform

IFFT
Inverse Fast Fourier Transform
ISI
InterSymbol Interference
MT
Mobile Terminal
MAP
Maximum A Posteriori Probability
ML
Maximum Likelihood
LAN
Local Area Network
OFDM
Orthogonal Frequency Division Multiplex
PAR
Peak to Average Power Ratio
PAM
Pulse Amptitude Modulation

6
PER
Packet Error Rate
P/S
Parallel to Serial Converter
PSK
Phase Shift Keying
M-QAM
M ary- Quadrature Amplitude Modulation
QPSK
Quadrature Phase Shift Keying

RF
Radio Frequency
RFOSCI
Radio Frequency Oscilator
SNR
Signal to Noise Ratio
S/P
Serial to Parallel Converter
VLSI
Very Large Scale Integrated
WLAN
Wireless Local Area Network








7

CÁC HÌNH SỬ DỤNG TRONG ĐỀ TÀI
Hình 1.1. Độ di tần Doppler
Hình 2.1. Mô hình điều chế OFDM tƣơng tự
Hình 2.2. Mô hình điều chế OFDM dùng IFFT/FFT.
Hình 2.3. Giản đồ chòm sao của tín hiệu 16 QAM
Hình 2.4. Kỹ thuật chèn tiền tố lặp CP.
Hình 2.5.Chống ISI nhờ chèn CP
Hình 2.6. Mô hình đi ều chế OFDM tƣơng đƣơng

Hình 2.7. Đồng bộ trong hệ OFDM
Hình 2.8 .Ảnh hƣởng của khe phading lên tín hiệu QAM đơn sóng mang
Hình 2.9. Ảnh hƣởng của khe phading giảm đi khi tác dụng l n tín hiệu OFDM.
Hình 2.10. Hiệu quả sử dụng dải tần của hệ OFDM
Hình 3.1. Mô phỏng bằng máy tính tỷ số lỗi bít của một hệ thống OFDM
Hình 3.2 Dạng đƣờng cong BER chuẩn
Hình 3.3 Dạng đƣờng cong PER chuẩn
Hình 3.4 : Dạng khung của mô hình mô phỏng
Hình 3.5: (a)Truyền dữ liệu trên kênh I và (b) Truyền dữ liệu trên kênh Q
Hình 3.6. Tín hệu vào và ra của bộ chuyển đổi IFFT
Hình 3.7: Giản đồ PER dƣới tác động của các môi trƣờng
Hình 3.8: Giản đồ BER khi Fd=150
Hình 4.1 : Dạng khung của mô hình mô phỏng
Hình 4.2. Tín hệu vào và ra của bộ chuyển đổi IFFT
Hình 4.3: Cấu trúc khung truyền của qúa trình mô phỏng truyền dẫn OFDM
Hình 4.4. Dữ liệu truyền trên kênh I (a), Dữ liệu truyền trên kênh Q (b)
Hình 4.5. Dữ liệu truyền trên kênh I (a), Dữ liệu truyền trên kênh Q (b)
Hình 4.6. Dạng đƣờng cong BER (DATA)
Hình 4.7. Dạng đƣờng cong PER
Hình 4.8. Dạng đƣờng cong BER có DA
Hình 4.9. Dạng đƣờng cong BER ( CE+ DATA)

8
Hình 4.10. Dạng đƣờng cong PER (CE+ DATA)


9

Các bảng sử dụng trong đề tài
Bảng 3.1. Mô phỏng máy tính để tính toán BER của một hệ thống OFDM.

10
CHƢƠNG 1 : ĐƢỜNG TRUYỀN VÔ TUYẾN VÀ KỸ THUẬT MÔ
PHỎNG ĐƢỜNG TRUYỀN TRÊN MÁY TÍNH.
1.1. Các yếu tố ảnh hƣởng truyền dẫn vô tuyến
1.1.1. Đặc tính sóng vô tuyến
Đối với đƣờng truyền vô tuyến lý tƣởng, tín hiệu nhận chỉ là đƣờng
truyền tín hiệu đơn trực tiếp, nó sẽ đƣợc tái tạo hoàn chỉnh nhƣ ban đầu. Tuy
nhiên, trên thực tế tín hiệu sẽ bị thay đổi trong suốt quá trình truyền. Điều
này là do tín hiệu nhận đƣợc chịu nhiều tác động nhƣ suy giảm, phản xạ
và tán xạ từ các đối tƣợng ở gần nhƣ đồi núi, cao ốc, nhà cửa, xe cộ Sau
đây ta xem xét các đặc điểm cơ bản là vấn đề suy hao và phading.



1.1.2. Suy hao đƣờng truyền
Suy hao đƣờng truyền tăng theo khoảng cách và theo tần số. Trong không
gian tự do thì suy hao này tỷ lệ với bình phƣơng khoảng cách. Tuy nhiên các
hiệu ứng về che khuất bởi các vật cản nên biên độ tín hiệu thu đƣợc có sự thăng
giáng. Hiện tƣợng này đƣợc gọi là suy giảm logarit chuẩn. Okumura và Hata đã
xây dựng công thức thực nghiệm để mô hình hoá loại suy giảm này [2]

0
10
ps
d
L (d )(dB ) L (dB) nlg( ) X (dB )
d


  
(1.1)
với L
p
: hàm của khoảng cách d giữa nơi phát và nơi thu
d
0
: khoảng cách chuẩn từ 1m đến 1km tuỳ theo mô hình đƣợc chọn
L
s
: suy hao tại điểm có khoảng cách chuẩn d
0

n : hệ số mũ suy hao
Bộ chuyển đổi
Phía phát
Tín hiệu trực tiếp
Tín hiệu phản xạ


11
X

: là một giá trị ngẫu nhiên phân bố chuẩn có phƣơng sai 
1.1.3. Phading
Trong thông tin vô tuyến, tín hiệu từ nơi phát đến nơi thu có thể đƣợc
truyền đồng thời trên hai hay nhiều đƣờng truyền sóng do các hiện tƣợng vật lý
nhƣ phản xạ, tán xạ, nhiễu xạ Tín hiệu từ các sóng đa đƣờng sẽ chịu các ảnh
hƣởng khác nhau, có biên độ và pha khác nhau, khi tổng hợp lại gây nên thăng

giáng tín hiệu một cách liên tục. Hiện tƣợng này gọi là phading.
1.1.3.1.Truyền đa đƣờng
Truyền đa đƣờng trong kênh vô tuyến tạo ra các hiệu ứng phading quy mô
nhỏ, trong đó có 3 đặc điểm quan trọng sau:
- Sự thay đổi nhanh độ mạnh của tín hiệu trên cự ly nhỏ hay trong
khoảng thời gian ngắn
- Tín hiệu bị điều tần do độ dịch Doppler trên các đƣờng truyền khác
nhau
- Sự lệch thời gian gây ra bởi độ trễ của các tín hiệu truyền đa đƣờng.
Trong các vùng đô thị, suy giảm xảy ra do chiều cao của anten di động
thấp hơn các công trình xây dựng xung quanh, nên không có đƣờng truyền thẳng
từ trạm cơ sở đến máy thu, thậm chí khi tồn tại đƣờng truyền thẳng, đa đƣờng
vẫn xảy ra do phản xạ từ mặt đất và môi trƣờng xung quanh. Tín hiệu thu đƣợc
tại máy di động gồm một số lớn sóng phẳng có phân bố biên độ, pha và góc tới
ngẫu nhiên. Thậm chí máy di động đứng yên, tín hiệu nhận đƣợc vẫn có thể suy
giảm do sự chuyển động của các vật cản trong kênh vô tuyến.
Khi các vật cản đứng yên, chỉ có máy di động chuyển động, tín hiệu thu là
một hàm của biến không gian, nếu máy thu chuyển động với vận tốc không đổi
thì có thể coi là hàm của biến thời gian. Do tính giao thoa của sóng mà máy có
thể di chuyển qua các điểm cực tiểu hay cực đại của tín hiệu, nghiêm trọng hơn
là máy thu có thể dừng lại tại một vị trí cực tiểu xác định, mặc dù xe cộ đi lại
trong vùng của máy thu làm nhiễu loạn trƣờng sóng và giảm thiểu khả năng suy
giảm sâu tín hiệu thu trong thời gian dài. Do sự chuyển động tƣơng đối giữa máy
di động và trạm gốc, mỗi sóng nhiều đƣờng truyền chịu một độ dịch chuyển rõ

12
rệt về tần số. Sự dịch chuyển tần số thu đƣợc do chuyển động đƣợc gọi là dịch
chuyển Doppler, nó tỷ lệ thuận với vận tốc và phƣơng chuyển động của máy di
động so với phƣơng tới của sóng nhiều đƣờng truyền thu đƣợc.
1.1.3.2.Các yếu tố ảnh hƣởng đến phading đa đƣờng

Các thừa số vật lý trong kênh vô tuyến ảnh hƣởng đến phading quy mô
nhỏ, đó là:
-Sự truyền đa đƣờng:
Nhiều phiên bản của tín hiệu truyền tới anten thu, bị dịch chuyển so với
nhau về thời gian và hƣớng không gian. Pha và biên độ ngẫu nhiên của nhiều
đƣờng truyền gây ra các thăng giáng về cƣờng độ tín hiệu, do đó dẫn đến
phading quy mô nhỏ, hoặc méo tín hiệu hoặc cả hai. Sự truyền đa đƣờng thƣờng
kéo dài thời gian cần thiết cho phần băng gốc của tín hiệu đi tới máy thu và gây
nên hiệu ứng ISI.
-Tốc độ của máy di động:
Chuyển động tƣơng đối giữa trạm gốc và máy di động đƣa đến điều chế
tần số ngẫu nhiên do sự dịch Doppler khác nhau trên mỗi đƣờng truyền.
-Tốc độ của các vật xung quanh:
Nếu các vật trong kênh vô tuyến chuyển động, chúng gây ra dịch chuyển
Doppler thay đổi theo thời gian lên các đƣờng truyền. Nếu các vật xung quanh
chuyển động với vận tốc lớn hơn máy di động, thì hiệu ứng này trội hơn phading
quy mô nhỏ. Ngƣợc lại thì chuyển động của các vật xung quanh có thể bỏ qua,
và chỉ có tốc độ của máy di động cần đƣợc xem xét.
-Độ rộng dải truyền của tín hiệu:
Nếu dải rộng của tín hiệu truyền lớn hơn độ rộng của kênh truyền, tín hiệu
thu bị méo đi, song cƣờng độ không thăng giáng mạnh. Nếu dải rộng của tín hiệu
truyền hẹp hơn độ rộng băng, tín hiệu thu đƣợc không bị méo dạng song cƣờng
độ tín hiệu bị thăng giáng mạnh.
1.1.3.3.Độ di tần Doppler
Xét một máy đi động chuyển động với vận tốc không đổi v, dọc theo một
đoạn đƣờng có độ dài d giữa các điểm X và Y, trong khi nó nhận các tín hiệu từ

13
một nguồn S ở xa. Hiệu số về độ dài đƣờng truyền mà sóng đi từ nguồn S tới
máy di động ở điểm X và Y là:

22l v t
cos




  
(1.2)
Do vậy, sự thay đổi về tần số hay dịch chuyển Doppler là f
d
, trong đó:
1
2
d
f
t





(1.3)
Phƣơng trình trên liên hệ giữa độ dịch chuyển Doppler với vận tốc của
máy di động và góc không gian giữa phƣơng chuyển động của máy di động và
phƣơng tới của sóng. Ta thấy nếu máy di động chuyển động về phía chiều tới
của sóng, thì dịch chuyển Doppler là âm [2].

1.2. Kỹ thuật mô phỏng đƣờng truyền vô tuyến
Trong phần này sẽ trình bày kỹ thuật mô phỏng kênh AWGN, kênh fading
đa đƣờng làm cơ sở cho việc xây dựng mô hình hệ thông tin vô tuyến sử dụng
Matlab.
1.2.1. Kênh AWGN
Gọi tín hiệu truyền là s(t), tín hiệu nhiễu Gauss n(t), tín hiệu nhận đƣợc sau
kênh AWGN sẽ bằng:
l
X
Y
d

S

v

Hình1.1. Độ di tần Doppler

14
r(t)=s(t)+n(t) (1.4)
Trong đó n(t) là hàm mẫu của quá trình AWGN với hàm mật độ xác suất pdf và

mật độ phổ công suất nhƣ sau:


N
0
là hằng số và thƣờng đƣợc gọi là mật độ công suất ồn. Để mô phỏng
trong Matlab, ta sử dụng hàm randn, hàm này có tác dụng tạo ra một chuỗi
ngẫu nhiên các số hoặc ma trận mà các thành phần của chúng gồm các số 0 và
1. Do đó nếu cộng nhiễu AWGN vào tín hiệu thì khi điều chế tín hiệu ta sẽ
đƣợc vectơ dữ liệu trên kênh I và kênh Q là idata và qdata,
iout(t)= idata(t)+ randn(t)
qout(t)= qdata(t)+ randn(t)
Tuy nhiên trong khi mô phỏng để tính BER ta không dùng cách thay đổi
công suất tín hiệu mà bằng cách thay đổi công suất nhiễu, ở đây ta định nghĩa
công suất nhiễu là biến npow, idata và qdata là điện thế, còn npow là công
suất. Do đó chúng ta phải chuyển npow từ công suất sang điện thế. Và khi đó
ta định nghĩa biến attn là căn của npow là

)7.1(
2
1
npowattn 

Do đó, dữ liệu nhận đƣợc sau khi bị làm nhiễu bởi công suất ồn npow sẽ trở
thành:
iout(t)= idata(t)+ attn

randn(t)
qout(t)= qdata(t)+ attn


randn(t)
Chƣơng trình sẽ cộng AWGN vào các tín hiệu điều chế vuông pha gióng nhƣ
đã đi qua kênh AWGN
1.2.2. Kênh Fading Rayleigh
Đƣờng truyền giữa trạm gốc và trạm máy thu di động của hệ thông tin di
động mặt đất có đặc điểm thay đổi theo sự phản xạ và che khuất. Ví dụ nhƣ đối
với môi trƣờng indoor có máy móc, đồ đạc, còn đối với môi trƣờng outdoor là
(1.5)(W/Hz)
2
1
)(
0
Nf
nn


(1.6)

(1.8)

15
các toà nhà cao tầng và cây cối. Tất cả những điều đó gây ra sự không chính xác
của tín hiệu thu đƣợc khi truyền thông tin từ trạm gốc đến trạm di động cơ sở.
Các sóng truyền từ trạm gốc đến máy di động không chỉ là những sóng thẳng
trực tiếp mà trong đó còn cả những sóng phản xạ, nhiễu xạ. Vì vậy, đƣờng
truyền của các sóng thẳng, sóng phản xạ, sóng nhiễu xạ là khác nhau kéo theo
thời gian đến trạm thu di động cơ sở là khác nhau. Hơn nữa pha của các sóng
đến này sẽ thay đổi do phản xạ. Kết quả là tại nơi thu sẽ nhận đƣợc các sóng có
pha khác nhau. Khi so sánh độ lệch về thời gian của các sóng tới với sóng trực
tiếp ta sẽ có một độ lệch nào đó và các sóng này đƣợc gọi là các sóng trễ. Đặc

điểm này của môi trƣờng truyền dẫn làm cho tại nơi thu ta sẽ thu đƣợc rất nhiều
đƣờng tín hiệu đến với khoảng thời gian khác nhau và chúng đƣợc gọi chung là
môi trƣờng truyền đa đƣờng. Trong môi trƣờng truyền đa đƣờng này tín hiệu
nhận đƣợc có khi đƣợc tăng cƣờng có khi bị suy giảm. Hiện tƣợng này đƣợc gọi
là fading đa đƣờng và mức tín hiệu của các sóng nhận đƣợc thay đổi một cách
liên tục. Fading đa đƣờng làm tăng tỷ số lỗi bít của tín hiệu nhận đƣợc.
Các sóng trễ với góc tới là
n

đƣợc cho bởi sóng truyền đi từ trạm gốc với
tần số mang f
c
(Hz) có thể biểu diễn là.

 
)2(exp)(Re tfjter
cnn


(1.9)
Ở đây Re[] chỉ ra rằng ta lấy phần thực của đại lƣợng thu đƣợc từ các sóng tới từ
các hƣớng n, j là số phức, e
n
(t) đƣợc cho bởi (1.10) bằng cách dùng độ dài đƣờng
truyền từ trạm gốc của các sóng tới: L
n
(m), tốc độ của trạm di động, v(m/s), và
độ dài bƣớc sóng (m).
)()(
)cos(2

exp)()( tjytx
vtL
jtRte
nnn
nn
nn













(1.10)
Trong đó R
n
và 
n
là đƣờng bao và pha của sóng tới thứ n, x
n
(t) và y
n
(t) là các
thành phần vuông pha và đồng phase của e

n
(t). Sóng tới thứ n dịch tần so với các
sóng mang một khoảng là vcos
n
/ (Hz) do hiệu ứng Doppler. Độ dịch Doppler
đƣợc mô tả là f
d
là giá trị dịch tần lớn nhất khi sóng tới đến trực tiếp từ trạm di

16
động và cos
n
=1. Các sóng trễ đến từ phía sau của trạm di động có độ dịch tần là
-fd(Hz).
Trong công thức (1.11) ta thấy các sóng nhận đƣợc r(t) nh là sóng tổng hợp của
tất cả các sóng đến khi số sóng đến là N.
 
 














N
n
c
N
n
nn
tfjtetrtr
1 1
)2(exp)(Re)()(

(1.11)

 
 
tftytftxtfjtftjytx
cccc

2sin)(2cos)()2sin2(cos)()(Re 

Trong đó x(t) và y(t) đƣợc cho bởi

x(t), y(t) là quá trình ngẫu nhiên chuẩn hoá có giá trị trung bình của 0 và độ lệch
chuẩn  khi N là đủ lớn. Hàm mật độ xác suất liên kết p(x,y) đƣợc cho bởi công
thức (ở đây x=x(t), và y=y(t)):











2
22
2
2
exp
2
1
),(

yx
yxp
(2.13)
Ta cũng có thể biểu diễn r(t) theo biên biên độ và pha của sóng nhận đƣợc
r(t)=R(t)cos(2fct + (t)) (1.14)
R(t) và (t) đƣợc cho bởi
22
)( yxRtR 
(1.15)
]/[tan)(
1
xyt




)12.1()()(
)()(
1
1






N
n
n
N
n
n
tyty
txtx

17
Bằng cách đổi biến, p(x,y) có thể đƣợc biến đổi thành p(R,):










2
2
2
2
exp
2
),(


RR
Rp
(2.16)
Tiếp theo lấy tích phân p(R,) theo  từ 0 đến 2, ta thu đƣợc hàm mật độ xác
suất p(R)









2
2
2
2
exp)(

RR

Rp
(2.17)
Hơn nữa ta có thể nhận đƣợc hàm mật độ xác suất p() bằng cách lấy tích phân
p(R,) theo R từ 0 đến 


2
1
)( p
(2.18)
Từ các phƣơng trình trên ta thấy đƣợc sự ảnh hƣởng của các thông số theo
phân bố Rayleigh và sự thay đổi pha theo dạng phân bố của kênh fading trên môi
trƣờng truyền dẫn.
Tiếp theo ta sẽ mô phỏng kênh fading Rayleigh nhƣ sau. Ở đây trạm di
động nhận đƣợc các sóng có thời gian tới là khác nhau, góc tới phân bố đều và
số sóng các sóng đến là N. Trong trƣờng hợp này sự thay đổi do fading trong hệ
thống lọc thông thấp là [13,14].








































































t
t
N

n
t
d
tt
N
n
d
t
t
d
tt
t
N
n
f
N
n
N
j
tf
N
t
N
n
f
N
n
N
tyjtxtr
1

1
2
cos2cossin
2
)19.1()2cos(
1
12
cos2cossin
1
2
)(.)()(








Trong đó N/2 là một số lẻ và N
t
đƣợc cho bởi công thức:

)20.1(1
22
1








N
N
t

Trong trƣờng hợp này những mối liên quan đƣợc thỏa mãn
E[x
1
2
(t) ]=E[y
Q
2
(t) ]=1/2 (1.21)
E[x
1
(t) y
Q
(t) ]=0
Tiếp theo ta sẽ giải thích cách thức để có thể mô phỏng trong môi trƣờng truyền
dẫn đa đƣờng. Trong môi trƣờng truyền đa đƣờng, trạm di động không chỉ thu

18
đƣợc các sóng thẳng trực tiếp mà còn thu đƣợc các song tới do phản xạ, nhiễu
xạ, và tán xạ, chính vì thế thời gian tới của các sóng này là trễ hơn so với các
sóng trực tiếp. Mối liên quan giữa các sóng thẳng và sóng trễ đƣợc mô tả trên
hình 1.2.
Trên hình 1.2 chỉ ra biên độ và pha của tín hiệu nhận đƣợc dƣới tác động
của phân bố Rayleigh tại nơi nhận sẽ bị thay đổi. Và nó cũng chỉ ra công suất

trung bình của các sóng thẳng và song trễ. Điều này chỉ ra rằng ta có thể lấy
đƣợc mức tín hiệu liên quan và thời gian trễ của các sóng trễ khi đem so sánh
với các sóng trực tiếp.











Sơ đồ khối mô phỏng đƣờng truyền đa đƣờng đƣợc trình bày trên hình 1.4. và
thực hiện mô phỏng kênh dƣới tác động của fading Rayleigh và kênh AWGN ta
thu đƣợc đồ thị sự phụ thuộc giữa BER và ebn0 nhƣ hình vẽ sau:

Nomalized time
1
2
3
4
2
3
4
Thu
Phát
Sóng trễ
2

4
3
1
0 t
1
t
2
t
3
Delay Profile
Hình 1.2. Dạng phát tín hiệu của kênh fading đa đƣờng

19



Đồ thị trên là một ví dụ mô phỏng có thời gian mô phỏng tại một vòng lặp
là 50s độ phân giải trong vòng lặp là 0.5s. Ba sóng trễ có công suất trung bình
là -10dB, -20dB, -25dB nhỏ hơn so với các sóng trực tiếp.
Trong khi mô phỏng các biến đầu vào của kênh fading đa đƣờng đƣợc cho nhƣ
sau:
Tstp=0.5.*10.^(-6);
Itau=[0 floor (1.*10.^(-6)/tstp) floor(1.5.*10.^(-6)/tstp)
floor (2.0.*10.^(-6) / tstp)] =[0,2,3,4];
Dlvl=[0,10,20,25];
nsamp: 50.*10.^(-6) / tstp=100;
Ở đây biến itau đƣợc định nghĩa là thời gian trễ của mỗi kênh fading đa
đƣờng và Dlvl là mức suy hao đối với mỗi kênh fading đa đƣờng. Tstp là thời
gian nhỏ nhẫt để đƣa ra quyết định. Sau khi định nghĩa biến tstp ta thực hiện
tạo biến itau là một ma trận 1 hàng 4 cột, các cột dùng hàm floor để làm tròn

các số thực.
Các thông số đƣợc đặt để sử dụng cho mỗi vòng lặp. Để bắt đầu, tín hiệu
vào sẽ bị làm trễ bằng cách dùng các thông số đầu vào. Bƣớc tiếp theo fading
Hình 1.3. Đồ thị BER dƣới tác dụng của kênh AWGN và Fading Rayleigh

20
Rayleigh đƣợc cộng vào tín hiệu trễ. Chỉ có các sóng trễ đƣợc đặt các thông số
mới lặp lại cách xử lý này. Kết quả là tín hiệu lối ra đã đƣợc cộng nhiễu fading
Rayleigh đa đƣờng.
Một vấn đề còn tồn tại trong trƣờng hợp này là phân bố Rayleigh phải độc
lập đối với mỗi thời gian trễ. Tuy nhiên trong khi mô phỏng thì phân bố này lại
giống nhau bởi ví dạng sóng fading của tất cả các đƣờng truyền dẫn đƣợc tạo ra
từ một hàm. Do đó kỹ thuật để phân bố Rayleigh đƣợc sinh ra một cách độc lập
là cần thiết.
Có rất nhiều phƣơng pháp để tạo ra phân bố fading Rayleigh độc lập tại
mỗi khoảng thời gian trễ, nhƣng trong phần này phƣơng pháp tính fading đƣợc
trình bày là một ví dụ. Trong khi mô phỏng ta sử dụng bộ tạo fading do đó sẽ
không chỉ tạo ra một dạng sóng fading.
Sơ đồ mô phỏng kênh Rayleigh thực hiện nhƣ sau

For
delayed
wave # j
Start J=0
J=j+1
Shift of input
data by delayed
time
Fade for the sifted
signal by
subfunction
J=the
number of
delayed wave
# j
End

Output Ich data : iout
Output Qch data : qout

Output data
Input I ch data : i data
Intput Q ch data : q data
Delayed time : itau
Signal power of delayed waves : dlvl
Time resolution : tstp
Simulation time in one simulation : nsamp
Fading counter : itn
Input parameters
n
y

21








1.2.3. Kết luận
Kênh phding đa đƣờng gây nên hiện tƣợng trễ trải. Kênh này có một
đai lƣợng là nghịch đảo của thời gian trễ trải gọi là độ rộng băng kết hợp. Khi
truyền tín hiệu qua kênh fading đa đƣờng thì tín hiệu thu đƣợc sẽ chịu ảnh hƣởng
của nhiễu ISI, đặc biệt là khi truyền với tốc độ cao. Khi đó chu kỳ bit là nhỏ và
tƣơng đƣơng với thời gian trễ trải, hiện tƣợng chồng lấn sang tín hiệu bên cạnh

sẽ xảy ra.
Đối với mô hình đa sóng mang, luồng dữ liệu đƣợc chia làm nhiều luồng con và
truyền song song. Mỗi luồng con đƣợc truyền với tốc độ thấp hơn nên không
nhạy với trễ trải về thời gian của kênh. Do trễ trải cùng bậc với chu kỳ bít nên
nhỏ hơn chu kỳ ký hiệu và do đó triệt đƣợc ISI. Về phƣơng diện tần số, có thể
coi mỗi dải con là có fading phẳng. Mỗi dải con chiếm 1/N dải thông nên nhỏ
hơn so với độ rộng băng kết hợp, do đó fading trên mỗi dải con có thể coi là
fading phẳng và vì vậy triệt đƣợc ISI. Trong chƣơng này đã trình bày về đặc
điểm của kênh truyền AWGN và kênh fading Rayleigh. Dựa vào các đặc điểm
đó để có thể mô phỏng kênh truyền vô tuyến dƣới tác động của kênh fading
Rayleigh và AWGN. Khi mô phỏng kênh truyền ta sẽ thu đƣợc dạng đồ thị của
tỷ số lỗi bit khi truyền và từ đó rút ra đƣợc những vấn đề còn tồn tại khi mô
phỏng kênh truyền trên máy tính so với khi truyền sóng vô tuyến trong môi
trƣờng truyền thực.


22
CHƢƠNG 2: NGUYÊN LÝ HOẠT ĐỘNG CỦA HỆ THÔNG TIN ĐIỀU
CHẾ TRỰC GIAO
Kỹ thuật điều chế phân chia theo tần số trực giao OFDM với những ƣu
điểm nổi bật của mình nhƣ: khả năng đáp ứng truyền thông với tốc độ cao, ổn
định, khả năng chống nhiễu tốt đặc biệt là chống ISI trên những môi trƣờng
khác nhau hữu tuyến cũng nhƣ vô tuyến, với hiệu quả sử dụng phổ tần cao…
đã trở thành một kỹ thuật quan trọng, đƣợc nghiên cứu và triển khai trên
nhiều hệ thống khác nhau với các chỉ tiêu kỹ thuật cao, nhằm đáp ứng nhu cầu
ngày càng cao của xã hội về loại hình thông tin đa phƣơng tiện trong thời gian
hiện nay.
2.1 Cơ sở thực hiện mô hình điều chế OFDM
Thực ra, kỹ thuật điều chế OFDM đã đƣợc nghiên cứu và đƣa ra từ đầu
những năm 60 và là một đề tài quan trọng của những nghiên cứu của phòng

thí nghiệm Bell-Mỹ. Tuy nhiên, đây mới chỉ là mô hình điều chế tƣơng tự
(hình 2.1). Vì vậy, mô hình này đòi hỏi phải có các băng lọc hoàn hảo và
nhiều bộ dao động cao tần với độ ổn định tần số rất cao. Chính bởi những yêu
cầu rất khắt khe đó, đã làm cho việc thực hiện theo kỹ thuật này gặp rất nhiều
khó khăn và đã hạn chế chất lƣợng cũng nhƣ khả năng ứng dụng rộng rãi của
hệ trên thực tế.






Hình 2.1:Mô hình điều chế OFDM tƣơng tự
Đế n nă m 1971, có mộ t đ óng góp rấ t quan trọ ng, phả i kể đ ế n trong
việ c phát triể n củ a kỹ thuậ t đ iề u chế OFDM đ ó là đ óng góp củ a

23
hai tác giả : Weinstein và Ebert thuộ c phòng thí nghiệ m Bell. Hai tác
giả nà y đ ã đưa ra ý tưởng thay thế các bă ng lọ c hoà n hả o và các
bộ dao đ ộ ng cao tầ n RF bằ ng việ c xử lý bă ng gố c thông qua bộ
biế n đ ổ i DFT có sử dụ ng thuậ t toán biế n đ ổ i Furier nhanh FFT và
chính ý tưởng trên củ a Weinstein và Ebert cùng với sự phát triể n rấ t
nhanh củ a công nghệ VLSI tố c đ ộ cao đ ã tạ o cơ sở cho sự phát
triể n và ứng dụ ng rộ ng rãi các kỹ thuậ t đ iề u chế OFDM trong
nhiề u hệ thố ng khác nhau. Bởi vậ y, đ ể có thể hiể u được sâu sắ c
kỹ thuậ t đ iề u chế OFDM cùng với những ưu đ iể m củ a nó thì ta
phả i tìm hiể u ý nghĩ a và vai trò củ a bộ FFT/IFFT trong mô hình xử
lý số và quan hệ củ a nó với mô hình xử lý tương tự.
Trong trƣờng hợp tổng quát, tín hiệu sóng mang con trên mỗi nhánh
thành phần trong sơ đồ điều chế tƣơng tự (hình 2.1) có thể đƣợc biểu diễn

dƣới dạng sóng mang phức nhƣ sau:
)]([
).()(
ttj
nc
nn
etAtS



(2.1)
Trong đó: An(t) và 
n
(t) là biên độ và pha của sóng mang con trên
nhánh thứ n, 
n
= 
0
+ n , các sóng mang con tại các nhánh khác nhau thì
trực giao, khi đó tín hiệu OFDM thu đƣợc từ phép điều chế sẽ là tổng của các
sóng mang con trên các nhánh thành phần và có dạng:





1N
0n
)]t(t[j
nOFDM

nn
e)t(A
N
1
)t(S
(2.2)
Điều mà ta thƣờng phải quan tâm khi phân tích tín hiệu thu đƣợc sau
khi thực hiện điều chế OFDM chính là các kí hiệu OFDM (OFDM symsols),
với các đặc điểm và khoảng thời gian kéo dài TS = TOFDM
symbol
=T của nó.
Nếu ta xét trong khoảng thời gian kéo dài T của một kí hiệu OFDM thì các
biến A
n
(t) và 
n
(t) sẽ cố định và chỉ phụ thuộc vào tần số của mỗi sóng mang
con. Vì vậy ta có thể viết:

n
(t)  
n
A
n
(t)  An

24
Thực hiện lấy mẫu tín hiệu trên với tần số 1/ T
0
ta có:






1
0
]).[(
0
0
).(
1
)(
N
n
kTonj
nOFDM
n
etA
N
kTS







1
0

) [(
0
00

1
)(
N
n
kTn
j
j
nOFDM
eeA
N
kTS
n


(2.3)
Không mất tính tổng quát, giả sử 
0
= 0 và
N
T
T
0










1N
0n
N
kT.n
j
j
n0OFDM
e.e.A
N
1
)kT(S
n








1N
0n
N
T.fnk2
j

j
n0OFDM
e.e.A
N
1
)kT(S
n
(2.4)
So sánh (2.4) với phép biến đổi ngƣợc Furier rời rạc của N điểm rời rạc
S(kT) ở tại N đầu ra của bộ IFFT là:












1N
0n
N
nk2
j
c0IFFT
e.
NT

n
S
N
1
)kT(S
(2.5)
Với N là kích thƣớc của bộ FFT/IFFT
Ta có thể nhận thấy: giữa (2.4) và (2.5) có một sự tƣơng đƣơng thú vị
và rất có ý nghĩa trong việc thiết kế hệ thống. Cụ thể là: ta hoàn toàn có thể
thực hiện việc điều chế tín hiệu OFDM bằng cách sử dụng bộ IFFT thay cho
việc phải sử dụng các bộ dao động tần số cao đơn thuần mà vẫn đảm bảo
đƣợc tất cả những điều kiện mà một hệ OFDM tƣơng tự yêu cầu. Trong đó,
điều kiện quan trọng nhất đó là tính trực giao giữa các sóng mang trên các
nhánh con. Điều kiện này đƣợc thoả mãn khi: khoảng cách tần số giữa các
sóng mang con:
NToT
F
11
2






Với T là khoảng thời gian kéo dài của một symsol OFDM hay còn gọi
là chu kỳ của mỗi ký hiệu OFDM.
T
0
là chu kỳ lấy mẫu tín hiệu OFDM của mỗi một kí hiệu OFDM.