Phương pháp điều khiển FOC cho động cơ không đồng bộ ba pha

Lời nói đầu
Điều khiển vector động cơ không đồng bộ 3 pha đã và đang là giải pháp hàng đầu trong
các hệ thống truyền động điện hiện đại ngày nay. Nó dần thay thế các hệ truyền động
dùng động cơ DC với giá thành cao và độ tin cậy thấp. Cùng với sự phát triển mạnh mẽ
của công nghệ bán dẫn và kỹ thuật vi xử l{ đặc biệt là sự ra đời của máy tính số với tốc
đọ xử lý cao, việc thực hiện các hệ thống điều khiển sử dụng lý thuyết vector trở nên dễ
dàng tạo bước nhảy vọt về kỹ thuật điều khiển động cơ.
Động cơ không đồng bộ 3 pha rotor lồng sóc với những ưu điểm như giá thành thấp,
không cần bảo trì thường xuyên, khả năng làm việc cao là lựa chọn tốt nhất để ứng dụng
điều khiển vector trong các hệ truyền động công nghiệp. Điều khiển vector theo nguyên
l{ định hướng trường xác định điều kiện để điều khiển độc lập từ thông và moment
cũng như điều khiển moment tối ưu trong cả 2 trạng thái quá độ và xác lập.
Phần mềm Simulink/Matlab được sử dụng để mô phỏng, khảo sát và phân tích đáp ứng
của hệ thống điều khiển có tham số không đổi. Nó cho kết quả phù hợp với lý thuyết và
thực tiễn.
Đồ án chuyên ngành đi sâu vào nghiên cứu hai thuật toán điều chế độ rộng xung kinh
điển là điều chế vector không gian SVM và điều chế độ rộng xung sinPWM,áp dụng cho
phương pháp điều khiển vector tựa từ thông Field Oriented Control-FOC.
Được sự hướng dẫn nhiệt tình của thầy giáo TS.Nguyễn Quang Địch-Bộ môn
TĐHXNCN,trường đại học Bách Khoa Hà Nội,em đã hoàn thành xong đề tài với yêu cầu
tối thiểu nhất tuy còn khá nhiều sơ suất.Chúng em xin cân thành cảm ơn!
Sinh viên
Nguyễn Đức Phong
Nguyễn Cao Thế
Nguyễn Văn Ninh


Chương 1:Lý thuyết điều khiển vector FOC
1.Xây dựng phương trình toán học của động cơ trên hệ tọa độ vector không
gian.
a.Mô hình động cơ không đồng bộ ba trên hệ tọa độ vector:

Để dễ theo dõi ta kí hiệu:
Chỉ số trên s: xét trong hệ toạ độ stato (toạ độ ,)
f: trong toạ độ trường (field) từ thông rôto (toạ độ dq)
r: toạ độ gắn với trục rôto.
Chỉ số dưới s: đại lượng mạch stato
r: đại lượng mạch rôto
Phương trình mômen :
m
M
=


.p
p
.(ψ
r
^i
s
)=


.p.(ψ
r
^i
r
)
Phương trình chuyển động:
m
M

= m
c
.



.



Phương trình điện áp cho ba pha cuộn dây stato:
u
sa
(t)= R
s
i
sa
(t)+





u
sb
(t)= R
s
i
sb
(t)+






u
sc
(t)= R
s
i
sc
(t)+





Tương tự như vecto dòng điện ta có vecto điện áp:
u
s
(t) =


[u
sa
(t)+ u
sb
(t)e
j120
+u

sc
(t)e
j240
]
Sử dụng khái niệm vecto tổng ta nhận được phương trình vecto:



= R
s
.


+






Trong đó 


, 


, 


là các vecto điện áp, dòng điện, từ thông stato.

Đối với mạch rotor ta cũng có phương trình như trên, chỉ khác là do cấu tạo các lồng
sóc ngắn mạch nên ta có u
r
=0 (quan sát trên toạ độ gắn với trục rôto).
Từ thông stato và rôto được tính như sau:
0= R
r
.


+






s
= i
s
L
s
+i
r
L
m


r

= i
s
L
m
+i
r
L
r


r
= i
s
L
m
+i
r
L
r

Trong đó L
s
: điện cảm stato L
s
= L
s
+ L
m
(L
ós

: điện cảm tiêu tán phía stato)
L
r
: điện cảm rôto L
r
= L
r
+ L
m
(L
ór
: điện cảm tiêu tán phía rôto)
L
s
: hỗ cảm giữa rôto và stato
(Phương trình từ thông không cần đến chỉ số hệ toạ độ vì các cuộn dây stato và rôto
có cấu tạo đối xứng nên điện cảm không đổi trong mọi hệ toạ độ).
b.Mô hình động cơ trên hệ tọa độ quay dq
Trước tiên,để có được hệ thống mô hình động cơ không đồng bộ quay trên hệ tọa độ
quay dq,hay còn gọi là hệ tọa độ quay dq,ta có tính toán và thiết lập một hệ tọa độ trực
chuẩn,gọi là hệ tọa độ trực chuẩn .


Ta coi vector u
s
được quay với tốc độ 

trong hệ tọa độ trực chuẩn cố định.Khi
đó ta có các mô tả của động cơ trên hệ tọa độ như sau:

 
as
( ) ( )
1
( ) ( ) ( )
3
s
s bs cs
U t U t
U t U t U t







'
'
' ' ' '
' ' ' '
' ' '
'
' ' ' '
;
rr
rr
s
s s s

s s s m r
s
s
ss
sm
s s r
r r m s
r r r p
r
rm
s
r
r p r
rr
d
U R i
dt
L i L i
d
U R i
L i L i
dt
d L i L i
U R i p
dt
L i L i
d
U R i p
dt





  


  







































  

  

Momen điện từ:

''
33
( ) ( )
22
pp
m r s s s
s r s s
pp
M L i i i i i i

   
   

   
(1.1)

Từ mô hình động cơ trên hệ tọa độ ,ta tưởng tượng ra một hệ tọa độ dq chung
gốc,sao cho,trục d trùng và quay đồng bộ với vector từ thông 

của rotor với tốc độ là


và góc pha là 

,trong khi đó trục của rotor của động cơ quay với tốc độ góc là ,với
góc pha là ,và trục q là trục vuông góc với trục d.Như vậy,khi ta coi hệ tọa độ quay dq
có vector từ thông 

trùng với trục thực d,thì ta có một hệ tọa độ quay đồng bộ với
các vector dòng i
s
,áp u
s
và từ thông

…các vector này và hệ tọa độ quay dq quay với
cùng tốc độ góc là 

Như vậy,với mọi vector quay trong hệ tọa độ trực chuẩn,ta đều có
thể phân tích được nó ra thành hai thành phần trên hệ tọa độ dq với hai thành phần d

và jq,ví dụ như vector dòng điện i
s
,như sau:

Từ đó ta xây dựng được mối quan hệ với vector i
s
trên cả hai hệ trục tọa độ như sau:


=

sin

+

cos




=

cos

-

sin


Tương tự với các thành phần vector u

s
,

,i
r
,

….

2.Ý tưởng điều khiển vector tựa từ thông FOC
Ta có phương trình cân bằng điện áp của rotor,xét trên hệ tọa quay dq.
f
rr
f
rs
f
rr
j
dt
d
iR


0

Ta xét riêng trên hai trục tọa độ quay dq:
rdr
rq
rqr
rqr

rd
rdr
dt
d
iR
dt
d
iR






0
0

Từ công thức 
r
= L
r
i
r
+ L
m
i
s
, cũng xét trên hai trục tọa độ,ta có:
r
sqmrq

rq
r
sdmrd
rd
L
iL
i
L
iL
i







Thay vào hệ phương trình phía trên,ta có được:
0
0


dqrsqr
r
m
rq
r
r
rq
rqrsdr

r
m
rd
r
r
rd
IR
L
L
L
R
dt
d
IR
L
L
L
R
dt
d





Do ta đang xét trên hệ tọa độ dq,nên các thành phần trục q là 

=0,và

=



Ta biến đổi được:
sdmr
r
r
rr
sqm
r
iL
dt
d
T
T
iL







Trong đó T
r
=





Biến đổi laplace phương trình thứ hai,của hệ phương trình mới có,ta có được:


=







Lại có,sử dụng phương trình momen điện từ của động cơ (1.1),xét trên hệ tọa độ dq,ta
có được:
M=















Vậy,ta có hệ phương trình quan trọng sau:



=







M=
















Như vậy nhìn vào mối quan hệ giữa từ thông,momen điện từ,dòng i
sd
và i

sq
,ta có nhận
xét như sau,với động cơ điện một chiều kích từ độc lập thì momen quay của ĐCMC
được điều khiển bởi dòng phần ứng : m
m
=k
1
. 
M
.i
M.
Từ thông của ĐCMC được điều
khiển bởi dòng kích từ 
M
=k
2
.i
kt
.Như vậy việc điều khiển ĐCMC là việc điều khiển hai
thành phần dòng kích từ và dòng phần ứng là ta có thể điều khiển được từ thông và
momen quay của ĐCMC kích từ độc lập.
Ở hệ phương trình trên,ta có được sự tương quan giữa từ thông rotor 

và momen
điện từ M của động cơ không đồng bộ (ĐCXC) được điều khiển bởi hai thành phần i
sd
và
i
sq
,như vậy coi như việc điều khiển từ thông rotor và điều khiển momen điện từ của

động cơ là độc lập và nếu xét trên hệ tọa độ dq,thì đó là hai thành phần dòng điện một
chiều.Vậy việc điều khiển gần như độc lập hai thành phần dòng i
sd
và i
sq
để điều khiển
tốc độ ĐCXC trên hệ tọa độ vector quay dq được gọi là phương pháp điều khiển vector
FOC-Field Oriented Control.
Việc thực hiện phương pháp điều khiển này trên thực tế là nền tảng vi xử l{ và biến
tần.Vậy trong bài báo cáo này,ta tập trung xây dựng cấu trúc điều khiển tốc độ ĐCXC
trên cơ sở đi sâu vào thuật toán điều chế vector không gian SVM và điều chế độ rộng
xung sinPWM.Từ các phương trình cơ bản đã xây dựng ở trên,và dựa vào l{ thuyết,ta có
cấu trúc đơn giản nhất của hệ truyền động ĐCKĐB rotor lồng sóc điều khiển FOC như
sau.




Chương 2:Phương pháp điều chế vector không gian SVM
2.1 Điều khiển động cơ trên cơ sở phương pháp điều chế vector không gian
Trong thực tế,việc điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha sử dụng biến tần dùng van
bán dẫn.Thông thường các đôi van được vi xử l{ điều khiển sao cho điện áp xoay chiều
ba pha với biên độ cho trước,với tần số cho trước cũng như góc pha cho trước.Biến tần
được nuôi bởi điện áp một chiều U
mc
,với đối tượng hoạt động ở đây là hoạt động theo
kiểu cắt xung với tần số cao.Các van bán dẫn ở đây được dùng là loại van IGBT


Mỗi pha của động có thể nhận một trong hai trạng thái:1 (nối + của U

mc
) hoặc 0 (nối –
của U
mc
).Do có 3 pha(3 cặp bán dẫn) nên sẽ tồn tại 2^3 là 8 khả năng nối pha của động
cơ với nguồn 1 chiều như bảng dưới đây.Trong đó vector U
0
là vector được tạo ra khi ba
cuộn dây đều nối – của nguồn 1 chiều,U
7
là khi ba cuộn dây đều nối + của nguồn 1 chiều.


Bảng 3.1
Như vậy tất cả các trường hợp có thể có của 3 pha vector được nối với nguồn một chiều
ta tạo ra được 8 vector điện áp cơ bản u
0
,u
1
,… ,u
7
.Và 8 vector cơ bản này được thể hiện
trên mặt phẳng tọa độ như sau:

Hình 3.1:Tám vector chuẩn tạo ra bởi các vặp van bán dẫn.

Ta xét trường hợp đơn giản như sau,xét vector u
4
được tạo ra

Như vậy khi nhìn vào bố trí hình học của việc tạo ra điện áp u
4
như trên,ta thấy
U
su
=-2U
mc
/3
U
sv
=U
sw
=U
mc
/3
Tương tự như các trường hợp khác,thì mọi vector điện áp được tạo ra có giá trị lớn nhất
có thể là 2U
mc
/3.
2.2.Nguyên lý của phương pháp điêu chế vector không gian.
Giả sử ta cần thực hiện một vector U
s
như hình dưới đây:


Vector U
s
trên là vector nằm ở góc phần tư thứ nhất và ở sector S1,vector này được tạo
bởi 2 vector thành phần là u
l

và

u
r
tựa theo hướng chuẩn của hai vector chuẩn u
1
và
u
2.
Như ta đã biết,bản chất của nguyên tắc điều chế vector không gian là tính thời gian
đóng ngăt các van bán dẫn của hệ thống IGBT để tạo ra điện áp u
s
mong muốn không
vượt quá được điện áp cực đại 2/3U
mc
.Do vậy ta có công thức:
|u
smax
|=|u
1
|=………… =|u
6
|=2/3U
mc
Gọi thời gian trích mẫu là T,ta có những nhận xét sau:
+u
s
là tổng của 2 vector biên u
l
và u

r
:u
s
=u
l
+u
r

+Hai vector biên được tính theo công thức:
T
l
=





T và T
r
=






T
Trong đó T là chu kz điều rộng xung PWM
Như đã nói ở phần trước,việc thực hiện nguyên l{ điều chế vector không gian về mặt
bản chất đó là ta đi tính toán thời gian đóng ngắt hệ thống các van bán dẫn trong hệ

thống 6 van nghịch lưu để tạo ra điện áp u
s
mong muốn dựa trên điện áp một chiều cấp
vào,vậy công việc ở đây là ta đang đi tìm thời gian thực hiện 2 vector biên để tạo ra
vector điện áp mong muốn.
Trong phần trước,ta đã có được mẫu xung kích thích cho 2 vector u
1
va u
2
,vấn đề bây
giờ là ta cần tính được T
l
và T
r
.
Với một vector u
s
được thực hiện bởi hai vector u
l
và

u
r
cho trước và chu kz điều rộng
xung PWM là T,ta luôn có:
U
s
=u
l
+u

r
+u
0
=



u
1
+



u
2
+






u
0
Nhìn biểu thức trên ta thấy trong đó có xuất hiện thành phần u
0
và thành phần dôi ra
trong khoảng thời gian T,bản chất của vấn đề đó là khoảng thời gian
T-(T
l

+T
r
) đó là việc thực hiện hai vector đó là sự chuyển mạch của các hệ thống van bán
dẫn để tạo ra điện áp mong muốn,thời gian thực hiện việc đó được thực hiện thông qua
một động tác bắt buộc,đó là trạng thái trung gian dành cho vector u
0
và vector u
7
.Việc
thực hiện vector u
0
và vector u
7
là một vấn đề được xét đến sao cho việc thực hiện một
chuỗi các hoạt động đóng mở đó phải đạt yêu cầu là trạng thái chuyển mạch phải ít
nhất.Ví dụ:

Từ đó có thể nhận ra được thứ tự thực hiện các vector để tạo ra vector u
s
tùy vào việc
xuất hiện trạng thái cuối cùng là u
0
hay u
7
trên đó là:
u
1
->u
2
->u

7
hoặc u
0
->u
1
->u
2

Khi đó trình tự thời gian đóng ngắt sẽ là:

Xét tương tự cho các trường hợp còn lại cho các sector S
2
,S
3
,… ,S
6
2.3.Cách tính và thực hiện thời gian đóng ngắt các van bán dẫn
Bây giờ ta đi tìm công thức tính toán vector U
s
dựa vào các dữ liệu đã cho,cụ thể ở đây
là các vector 

,

,

,

và các đại lượng dòng pha cho trước.Ta có

Xét riêng trường hợp vector u
s
được biểu thị như hình trên,gọi hình chiếu của vector u
s

lần lượt lên hai trục chuẩn là 

,

,khi đó hai vector biên u
l
và u
r
được xác định bởi:
U
l
=

cos(


)=





U
r
=


-

tg(


)=

-





Do các sector trong mặt phẳng chuẩn chia nhau ra thành 6 sector với góc pha là


,nên ta
dễ dàng có công thức trên.Tương tự hoàn toàn với các sector còn lại,ta có được công
thức tổng quát của vector u
s
phụ thuộc vào hai thành phần 

,

là:
|u
r
|=|u
sα

|-





, |u
l
|=2






Dựa trên các kết quả tính toán và nghiên cứu ta có được mối quan hệ giữa sự tồn tại của
vector u
s
với các thành phần vector đơn vị,từ vị trí của vector u
s
cho trước,dựa vào vị trí
tồn tại trong không gian vector,trên sector nào và góc phần tư nào,ta có thể tính được
thành phần biên u
l
và u
r
cho vector u
s
,từ đó mà ta tính được thời gian tồn tại của hai
thành phần đó và quay ngược lại tính được thời gian đóng ngắt các van bán dẫn cần

thiết.Dưới đây là bảng modul của các vector biên liên hệ với các thành phần u
sα
và u
sβ





2.4.Đánh giá ưu nhược điểm của phương pháp điều chế vector không gian.
1.Ưu điểm.
Việc sử dụng thuật toán điều chế vector không gian SVM để điều chế được vector U
s

điều khiển tốc độ động cơ là phương pháp được sử dụng rộng rãi nhờ thuật toán tối
ưu.Như đã nói ở trên,ta có thể điều chế được vector U
s
bất kz có bán kính là 2U
mc/
3
quét toàn bộ trong vòng tròn chia bởi 6 sector u
0
,u
1
,….,u
7
,như thế việc điều chế điện áp
và điều khiển động cơ sẽ ít độ giật và việc điều khiển trở nên dễ dàng hơn.
2.Nhược điểm.
Nhìn sơ qua về mặt lý thuyết và thuật toán thì việc dử dụng phương pháp điều chế

SVM,việc thực hiện vector U
s
trên mặt phẳng chia bởi 6 sector,phục vụ cho việc điều
khiển động cơ là hoàn toàn có thể.Như thế có nghĩa là,trên vòng tròn tạo bởi 6 sector
đó,ta có thể tạo ra vector điện áp U
s
với giá trị biên độ và góc pha bất kz.
Tuy nhiên,công việc không chỉ dừng lại ở đó,việc áp dụng thuật toán SVM còn có nhược
điểm,đó là ta thực hiện vector U
s
bằng việc ta thưc hiện hai vector biên U
l
và U
r
,thay vì
thực hiện hai vector biên thì ta tính toán thời gian tồn tại cho hai vector chuẩn tương
ứng trong sector phù hợp.
Về mặt toán học,ta không thể tổng hợp vector U
s
có độ lớn vượt quá 2/3U
mc
nhờ vào
việc tính toán.
Thêm nữa,với việc thực hiện một loạt các phương trình toán học và đồng thời xử lý một
khối lượng tính toán nhiều như trê,thì phương pháp này không được lợi về mặt kinh
tế,vì nó khiến cho thời gian tính toán trở lên lâu hơn so với phương pháp sinPWM đã
nói ở trên.

Chương 3:Thiết kế bộ điều khiển

Động cơ không đồng bộ ba pha có rotor lồng sóc được điều khiển bằng phương pháp
điều khiển vector RFOC được thiết kế bởi hai mạch vòng điều khiển,mạch vòng ngoài
cùng là mạch vòng điều khiển tốc độ,mạch vòng trong cùng là mạch vòng dòng điện với
2 mạch vòng nhỏ,đó là mạch vòng điều khiển dòng điện i
sd
và mạch vòng điều khiển
i
sq
,tương tự như động cơ một chiều,2 dòng điện này đóng vai trò là dòng kích từ và
dòng phần ứng.Vòng ngoài cùng là vòng điều khiển tốc độ,mạch vòng này có thời gian
trễ lớn hơn rất nhiều so với 2 mạch vòng phía trong.Cụ thể ta sẽ xét trong mục sau đây.
3.1.Cấu trúc điều khiển.



Như sơ đồ trên ta thấy được hai mạch vòng điều khiển rõ ràng và riêng biệt,đó là mạch
vòng điều khiển tốc độ và mạch vòng điều khiển dòng điện,sử dụng luật điều khiển PI,sử
dụng thuật toán điều chế vector không gian(SVM) cho biến tần.

3.2.Thiết kế bộ điều khiển dòng điện.
Dựa theo mối quan hệ đã được xây dựng ở phần trên,ta có như sau:
u
sd
= R
s
.(1+s.T
s
)i
sd
-ω
s
L
s
i
sq
u
sq
= R
s
.(1+s.T
s
)i
sq
+ω
s
L
s
i
sd

+ω
s







’ (4.1)
Với s là toán tử laplace,ta đặt các đại lượng nhiễu như sau


= ω
s
L
s
i
sq
(4.2)


= ω
s
L
s
i
sd
+ω
s








’
Từ đó ta có mối quan hệ rút gọn như sau:
u
sd
= R
s
.(1+s.T
s
)i
sd
-

(4.3)
u
sq
= R
s
.(1+s.T
s
)i
sq
+


Sau khi ta tổng hợp được hệ thống mạch vòng dòng điện và mạch vòng tốc độ,ta nhận
thấy trên thực tế,mạch vòng điều chỉnh tốc độ có thời gian trễ lớn hơn nhiều lần so với
thời gian trễ của mạch vòng dòng điện,vì vậy hai thành phần -

+

là hai thành
phần được bù vào đầu ra của hai mạch vòng điều khiển dòng điện khi trong thuật toán
điều khiển RFOC ta phải tách riêng hai thành phần dòng điện hoạt động trên hệ tọa độ
quay dq.Nhưng khi tổng hợp bộ điêu khiển,thành phần -

+

chỉ được coi là
nhiễu trong quan hệ chính giữa bộ điều khiển R
i
và đối tượng,cụ thể như sau:









-
Bộ ĐK




  




 



i
dref



i
d
u
d













Ở sơ đồ trên ta thấy xuất hiện :bộ ĐK,hàm truyền của khâu nghịch lưu được thể hiện
dưới dạng hàm truyền là





,trong đó K
i
là hệ số khuếch đại của khâu nghịch lưu,T
i
là
hằng số thời gian trễ.Ta nhận thấy đối tượng thực của động cơ không đồng bộ ba pha
rotor lồng sóc trong hệ truyền động là cuộn dây stator,nên khi thể hiện với dạng hàm
truyền,động cơ chỉ còn dưới dạng là :





,trong đó L
s
và R
s

lần lượt là hằng số điện
từ và điện trở của cuộn stator.
Ta có hằng số thời gian T
i
xuất hiện ở trên được tính bởi T
i
=t
i
+T
PWM
,trong đó t
i
hằng số
thời gian trễ của khâu nghịch lưu của bộ biến đổi IGBT;T
pwm
=1/f
pwm
là hằng số thời gian
trễ của khâu băm xung,điều chế PWM.
Bộ điều khiển ở trên được chọn thông thường là bộ điều khiển PI có dạng là
R
i
=K
1
(1+




)

Khi đó hàm truyền hở của hệ là:
G
0
= K
1
(1+




).





.





=K
1




.











.




Áp dụng tiêu chuẩn tối ưu module cho hệ hở trên,hằng số thời gian T
1
được chọn sao
cho khử được hằng số thời gian lớn nhất của mẫu số trong hàm truyền hở của hệ.
Ta có được:
T
1
=T
s

K
1
=













u
q

Bộ ĐK




  




 



i
qref
_
i

q
Như vậy,hàm truyền kín của hệ đã cho tổng hợp được là:
G
k
=





=










Với T
i
ở đây đóng vai trò là hằng số thời gian nhỏ,do T
i
nhỏ không đáng kể,ta có thể xấp
xỉ hàm truyền về như sau:
G
k
















=





Trong quá trình mô phỏng,các hệ số k
p
,k
i
được tính chọn sao cho kết quả đáp ứng được
tốt nhất.

3.2.Thiết kế bộ điều khiển tốc độ.
Đối với động cơ không đồng bộ ba pha,sự chênh lệch giữa hai đại lương :momen điện từ
M và momen cản M

C
là nguyên nhân gây ra gia tốc quay của rotor.Ta có phương trình
chuyển động của động cơ không đồng bộ thể hiện bởi:
M-M
C
=J



Chuyển sang không gian laplace,ta có



=



Momen sinh ra được tính toán bởi công thức đã thiết lập,cụ thể ta có:
M=















=K
T



Mặt khác,ta thấy trong cấu trúc điều khiển tốc độ,có vòng trong cùng là vòng điều khiển
dòng điện i
sq
,nên theo công thức đã xác lập,ta có cấu trúc điều khiển tốc độ động cơ
như sau:



PI tốc
độ
Khâu đk
dòng iq
K
T

1/Js


_
i
q
*

M
M
C
Bộ điều khiển tốc độ được chọn là bộ điều khiển PI có dạng G
c
=K
1
(






)
Như vậy,hàm truyền hở của mạch vòng điều khiển tốc độ có dạng:
G
ow
= K
1
(






)









Tương tự như khâu điều chỉnh dòng điện,các hằng số P và I của bộ điều khiển phụ thuộc
vào hệ thống điều khiển.
Áp dụng tiêu chuẩn tối ưu đối xứng cho hàm truyền hở của hệ,việc tính chọn các tham
số của bộ điều khiển khi áp dụng tiêu chuẩn tối ưu đối xứng nhằm nâng cao độ dự trữ
ổn định cho hệ kín,các tham số điều khiển được chọn sao cho tại tần số cắt góc pha là
lớn nhất.
Do đối tượng ở trên là khâu quán tính bậc nhất,áp dụng chuẩn tối ưu đối xứng,ta có
được:

T
1
=4T
n

K
1
=










Việc tính chọn hệ số cho bộ điều khiển PI tốc độ sao cho đáp ứng của hệ thống đạt trạng
thái tốt nhất.

Chương 4:Mô phỏng và đánh giá kết quả.
4.1.Mô phỏng
Tham số động cơ được chọn:
Công suất định mức (P)
3 Hp.
Điện áp định mức ( Udm )
380 V.
Tần số ( F )
60 Hz.
Điện trở stator ( Rs ) và rotor ( Rr )
Rs = 0.485 Ohm – Rr = 0.816 Ohm.
Điện cảm stator ( Ls ) và rotor ( Lr )
Ls = Lr =2e-3 H và Lm = 69.31e-3 H.
Momen quán tính động cơ ( J )
J = 0.089 Kg.m
2
.
Số đôi cực ( P )
P = 2.
4.2.Mô hình tổng quan



a.Các khối điều khiển,điều chế,biến tần.
-Khối chuyển tọa độ dq-:

-Khối chuyển tọa độ abc-dq:

-Khối điều chế vector không gian:








-Khối biến tần sử dụng van đóng cắt IGBT:


4.3.Kết quả mô phỏng
-Tần số điều chế PWM là 10000Hz.
-Đáp ứng tốc độ:900rpm

-Đáp ứng dòng:







-Đáp ứng từ thông:

-Dạng điện áp pha AB: