tóm tắt luận văn thạc sĩ kỹ thuật méo tín HIỆU TRONG TRUYỀN dẫn vô TUYẾN số DUNG LƯỢNG lớn và các BIỆN PHÁP KHẮC PHỤC

Phụ lục số 5
Mẫu số 1. Trang bìa 1 tóm tắt luận văn Thạc sĩ (khổ 140 x 200 mm)
ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN
TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHIỆP THÁI NGUYÊN

NGUYỄN THỊ THUYÊN
MÉO TÍN HIỆU TRONG TRUYỀN DẪN VÔ TUYẾN SỐ
DUNG LƯỢNG LỚN VÀ CÁC BIỆN PHÁP KHẮC PHỤC
Chuyên ngành: Kỹ thuật điện tử
Mã số:
TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT
Thái Nguyên – 2013.
1
Công trình được hoàn thành tại: Đại học Công nghiệp Thái Nguyên
Người hướng dẫn khoa học:PGS.TS.NGUYỄN QUỐC BÌNH
Phản biện 1: PGS.TS. NGUYỄN QUỐC TRUNG
Phản biện 2: TS. TRẦN XUÂN MINH
Luận văn sẽ được bảo vệ trước Hội đồng chấm luận văn họp tại:
304_G8. Vào hồi 13 giờ, ngày 04 tháng 01 năm 2013
2
Chương 1
TỔNG QUAN HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN
VÔ TUYẾN SỐ DUNG LƯỢNG LỚN
1.1 GIỚI THIỆU CHUNG VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN VÔ TUYẾN
1.1.1 Hệ thống thông tin vô tuyến
Các hệ thống thông tin vô tuyến là các hệ thống truyền tin bằng sóng điện từ
có môi trường truyền lan tín hiệu – môi trường truyền dẫn – là khoảng không gian
giữa máy phát Tx (Transmitter) và máy thu Rx (Receiver). Sơ đồ khối đơn giản
của một hệ thống thông tin vô tuyến được cho trên hình 1.1.
Hình 1.1 Sơ đồ khối đơn giản hệ thống thông tin vô tuyến
Thông thường, thông tin cần truyền được đưa vào máy phát thực hiện điều

chế bằng sóng mang trung tần IF (Intermediate Frequency), sau đó được trộn tần
lên tần số cao RF (Radio Frequency), khuếch đại tín hiệu đủ lớn, lọc nhằm chia sẻ
băng thông rồi được bức xạ ra khoảng không vô tuyến qua hệ thống ăng-ten/phi-
đơ. Ở đầu thu, thông qua hệ thống ăng-ten thu, tín hiệu vô tuyến được thu nhận
(nhờ nguyên lý cảm ứng điện từ) và qua hệ thống phi-đơ đưa vào máy thu.
Một sóng vô tuyến được truyền đi lan truyền theo hai phương thức:
• Sóng đất;
• Sóng trời.
Hình 1.2 Các tầng khí quyển có ảnh hưởng tới truyền sóng vô tuyến
1.1.2 Phân loại các hệ thống thông tin vô tuyến
a) Phân loại theo dạng tín hiệu
3
Tx
Rx
Thông tin Thông tin
40÷400 km
10 km
Tầng ion
Tầng đối lưu
Mặt đất
+ Hệ thống thông tin vô tuyến tương tự: Tín hiệu truyền đi là tín hiệu tương
tự (analog);
+ Hệ thống vô tuyến số: Tín hiệu dùng để truyền tin là tín hiệu số (digital)
có các đặc trưng cơ bản là có số trạng thái tín hiệu hữu hạn M và có thời gian tồn
tại hữu hạn T
S
(Symbol Time interval).
b) Theo dải tần (dải sóng) công tác
Việc phân loại phổ tần vô tuyến dựa trên các tính chất truyền sóng và các
khía cạnh về hệ thống (kiểu ăng-ten). Phổ tần vô tuyến được phân chia như sau:

1. Tần số cực thấp ELF (Extremly Low Frequency): f = 300 ÷ 3000 Hz (
λ
=
1000 ÷ 100 km); và tần số rất thấp VLF (Very Low Frequency): f = 3 ÷ 30 kHz (
λ
= 100 ÷ 10 km).
2. Tần số thấp LF (Low Frequency) hay sóng dài LW (Long Wave-length): f
= 30 kHz ÷ 300 kHz (
λ
= 10 ÷ 1 km).
3. Tần số trung bình MF (Medium Frequency) hay sóng trung MW (Medium
Wavelength): f = 300 kHz ÷ 3 MHz (
λ
= 1000 ÷ 100 m).
4. Tần số cao HF (High Frequency) hay sóng ngắn SW (Short Wave-lenght):
f = 3 ÷ 30 MHz (
λ
= 100 ÷ 10 m).
5. Tần số rất cao VHF (Very High Frequency): f = 30 ÷ 300 MHz (
λ
= 10 ÷
1 m).
6. Tần số cực cao UHF (Ultra High Frequency) hay dải sóng cm: 300÷3000
MHz (
λ
= 1m ÷ 10 cm).
7. Tần số siêu cao SHF (Super High Frequency): f = 3 ÷ 30 GHz (
λ
= 10 ÷ 1
cm).

8. Tần số cực kỳ cao EHF (Extremly High Frequency): f = 30 ÷ 300 GHz (
λ
= 10 ÷ 1 mm), còn gọi là dải vô tuyến sóng mm.
c) Theo đặc trưng kênh truyền
+ Hệ thống thông tin vi ba: Còn gọi là các hệ thống vô tuyến chuyển tiếp,
trong đó tín hiệu được chuyển tiếp bởi các trạm trung gian qua từng chặng có cự ly
lên tới vài chục km, đôi khi lên tới ~100 km.
+ Hệ thống thông tin vệ tinh: Trong đó trạm chuyển tiếp được đặt trên vệ
tinh, thường là vệ tinh địa tĩnh có khoảng cách từ quỹ đạo nằm trên mặt phẳng xích
đạo tới mặt đất là 36000 km.
+ Hệ thống thông tin di động: Đặc điểm cơ bản là các máy thu và phát vô
tuyến có thể di động so với nhau.
4
d) Theo dung lượng của hệ thống
Các kênh vô tuyến có thể đặc trưng được một cách sơ bộ bởi độ rộng băng
kết hợp (coherence bandwidth) B
c
của kênh, là khoảng tần số mà trong đó hàm
truyền của kênh có thể xem là bằng phẳng (flat).
1.2 SƠ ĐỒ KHỐI HỆ THỐNG VÔ TUYẾN SỐ DUNG LƯỢNG LỚN
1.2.1 Sơ đồ khối tiêu biểu hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn
a) Các hệ thống vô tuyến số
Các hệ thống vô tuyến số là các hệ thống vô tuyến sử dụng tín hiệu số để
truyền tin.
b) Sơ đồ khối tiêu biểu của hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn
Tín hiệu số điều chế tổng quát (cả điều chế biên độ lẫn điều chế góc) có thể
biểu diễn được ở dạng:
( ) ( ) cos[2 ( )]
c
x t A t f t t

π ϕ
= × +
(1.1)
trong đó A(t) và φ(t) là các hàm mang thông tin cần truyền, f
c
là tần số sóng
mang. Biểu thức (1.1) có thể viết lại theo:
[2 ( )] 2
( )
( ) Re{ ( ) } Re{ ( ) }
c c
j f t t j f t
j t
x t A t e A t e e
π ϕ π
ϕ
+
= × = × ×
(1.2)
trong đó Re{.} là ký hiệu phần thực.
Có thể nhận thấy rằng, trong vế phải của (1.2) chỉ có thành phần A(t)e
jφ(t)
mang thông tin cần truyền, còn e
j2πf
c
t
chỉ biểu thị một sóng mang cao tần không
mang thông tin. Do vậy, chỉ cần quan tâm tới tín hiệu:
( )
( ) ( )

j t
x t A t e
ϕ
= ×
%
(1.3)
Tín hiệu biểu diễn theo (1.3) là tín hiệu băng gốc do không chứa thành phần
sóng mang cao tần, được gọi là tín hiệu băng gốc tương đương (equivalent
baseband signal) của tín hiệu thực tế x(t).
Hình 1.3 Sơ đồ khối tương đương băng gốc một hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn [1]
5
Bộ
điều chế
Bộ
lọc phát
M.trường
truyền
Tạp âm
Nguồn
symbol
KĐCS
C
k
Bộ
lọc thu
Bộ
san bằng
k
C
ˆ

Bộ giải
điều chế
KPSMKPĐH
Thiết bị
qu. định
Nhiễu
Chú giải:
KPĐH = Khôi phục đồng hồ; KPSM = Khôi phục sóng
mang; KĐCS = Khuếch đại công suất
1.2.2 Các sơ đồ điều chế cơ bản
a) Điều chế M-PSK
Tín hiệu điều chế M-PSK có thể biểu diễn theo:
2
( ) cos(2 ), 0,1, 2, ,( 1)
i c
s t A f t i i M
M
π
π
= + = −
(1.4)
Sơ đồ thông dụng điều chế và giải điều chế M-PSK với M = 4, còn gọi là
QPSK (Quarternary Phase Shift Keying), được thể hiện trên hình 1.4 [1].
Hình 1.4 Sơ đồ điều chế và giải điều chế QPSK
η
M-PSK
= m/(1+α) [b/s/Hz] = (log
2
M)/(1+α) [b/s/Hz] (1.6)
Hình 1.5 Chòm sao tín hiệu M-PSK

b) Điều chế M-QAM
Tín hiệu điều chế M-QAM có dạng:
( ) cos2 sin 2
k c k c
s t A f t B f t
π π
= +
(1.7)
trong đó, A
k
cos2πf
c
t và B
k
sin2πf
c
t là các thành phần đồng pha I (In-phase) và
vuông pha Q (Quadrature), A
k
, B
k
= ±1, ±3,…, ±(
M
– 1), k là chỉ số khe thời
gian của symbol cần truyền C
k
. C
k
= A
k

+ jB
k
.
6
S/P
LPF
LPF
data
từng 2 bít
90
o
~
Σ
Tín hiệu
QPSK
cos2πf
c
t
sin2πf
c
t
Tới tuyến RF
a)
b)
Tín hiệu QPSK
+ tạp âm
P/S
LPF
LPF
90

o
~
cos2πf
c
t
sin2πf
c
t
t=kT
s
A/D
A/D
Từ bộ trộn xuống
data
(từng 2 bít)
M = 4
•
••
•
d
P
sin( / )
P sPSK
d E M
π
=
0
I
Q
sPSK

E
Hình 1.6 Sơ đồ điều chế a) và giải điều chế b) tín hiệu M-QAM []
Hình 1.7 Chòm sao tín hiệu 16-QAM
c) So sánh M-PSK và M-QAM, phạm vi ứng dụng
7
S/P
§æi møc
2/L
§æi møc
2/L
m bit
m/2 bit
m/2 bit
A
k
B
k
×
×
∼
90
o
Σ
cos2
π
f
c
t
sin2
π

f
c
t
tÝn hiÖu M-QAM
A
k
a
T
(t)cos2
π
f
c
t
B
k
b
T
(t)sin2
π
f
c
t
LO
Läc
th«ng thÊp
Läc
th«ng thÊp
a)
dãy bít lối ra
90

0
LPF
LPF
A/D
&
giải
mã
A/D
&
giải
mã
P/S
đồng hồ
•
•
tín hiệu lối vào
×
×
m/2
m/2
1
1
t=kT
S
b)
∼
cos2
π
f
c

t
sin2
π
f
c
t
••••
••
•
•
• • • •
••••
I
Q
1 3-1-3
1
3
-1
-3
2d
Q
M = 16
sQAM
E
sin( / )
2( 1)
sQAM
sPSK
E
E M

M
π
=
−
(1.8)
Để so sánh hai loại điều chế này, có thể xét tỷ số sau:
2 2
( ) 2( 1) sin ( / )
sQAM
sPSK
E
A M M M
E
π
= = −
(1.9)
1.3 CÁC YẾU TỐ CƠ BẢN TÁC ĐỘNG TỚI CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG
1.3.1 ISI và điều kiện truyền không méo tín hiệu
a) ISI và điều kiện truyền không có ISI
+ Nhiễu giữa các symbol ISI (InterSymbol Interference):
Hình 1.8 Sơ đồ khối đơn giản hệ thống truyền dẫn tín hiệu số
Không mất đi tính tổng quát, giả sử tín hiệu phát s(t) có dạng điều biên xung
M trạng thái (M-ary Pulse Amplitude Modulation):
( ) ( )
k S
k
s t A t kT
δ
+∞
=−∞

= −
∑
(1.10)
trong đó A
k
mang thông tin cần truyền, A
k
nhận các giá trị ±1, ±3,…, ±(M –
1).
Gọi hàm truyền của các mạch lọc phát và thu (Tx Filter và Rx Filter) lần
lượt là H
T
(f) và H
R
(f). Khi đó, hàm truyền tổng cộng của cả hệ thống là H(f) =
H
T
(f)H
R
(f) và đáp ứng xung tổng cộng của cả hệ thống h(t) = F
-1
[H(f)], với F
-1
[.] là
biến đổi ngược Fourier. Tín hiệu đầu ra w(t) khi chưa xét đến tạp âm sẽ là:
( ) ( ) ( ) [ ( )] h(t) = ( )
k S k S
k k
w t s t h t A t kT A h t kT
δ

+∞ +∞
=−∞ =−∞
= ∗ = − ∗ −
∑ ∑
(1.11)
Xét với symbol thứ 0 (k = 0), tại thời điểm lấy mẫu và quyết định đối với
symbol này t = t
0
= 0, tín hiệu đầu ra mạch lấy mẫu trên hình 1.8 là:
0
0
(0) = ( ) (0) ( )
k S k S
k k
k
w A h kT A h A h kT
+∞ +∞
=−∞ =−∞
≠
− = + −
∑ ∑
(1.12)
+ Điều kiện truyền không có ISI:
Có thể thấy từ (1.12) rằng tín hiệu số truyền được không bị méo nếu h(0) = 1
và ISI ≡ 0. Trong trường hợp như thế, chưa tính đến tạp âm, tín hiệu nhận được đối
8
MOD Tx Filter
Rx Filter
Qu. định
+

data
s(t)
w(t)
n(t) AWGN
data
t
k
=kT
S
với symbol thứ 0 sẽ đúng là A
0
. Điều này đạt được khi và chỉ khi đáp ứng xung
tổng cộng của cả hệ thống thỏa mãn:
1, 0
( )
0, , 0
S
khi t
h t
t kT k
=

=

∀ = ≠

(1.13)
Điều kiện (1.13) được gọi là tiêu chuẩn Nyquist thứ nhất [2].
b) Thiết kế thực tế nhằm truyền tin không có ISI
Đáp ứng xung của bộ lọc cosine nâng có dạng [2]:

2 2 2
sin( / ) cos( / )
( )
( / )
1 4 /
S S
RC
S
S
t T t T
h t
t T
t T
π απ
π
α
= ×
−
(1.14)
trong đó α là hệ số uốn của bộ lọc (roll-off factor) xác định theo:
/ , [0, 1]
N
f
α α
= ∆ ∈
(1.15)
với f
N
= 1/2T
S

, được gọi là tần số Nyquist.
Hàm truyền của bộ lọc cosine nâng có dạng [2]:

(1 )
1; 0
2
1 1 (1 ) (1 )
| ( )| 1 sin ( ) ;
2 2 2 2
(1 )
0 ;
2
S
S
RC
S S S
S
f
T
T
H f f f
T T T
f
T
α
π α α
α
α
−


≤ <



 
 
− +
  
= − − ≤ ≤
  
 
 
 
 


+

>


(1.16)
a) b)
Hình 1.9 Hàm truyền và đáp ứng xung bộ lọc cosine nâng
9
Δ
f
N
-f
N

f
|H
RC
(f)|
1
0
Đáp ứng xung của một bộ lọc cosine nâng với α = 0.35 tính bằng phần mềm
ASTRAS được thể hiện trên hình 1.9b. Trong thực tế, α thường nhận các giá trị
trong khoảng [0.2, 0.7].
1.3.2 Các yếu tố tác động tới chất lượng hệ thống
Các yếu tố cơ bản tác động tới chất lượng của hệ thống vô tuyến số dung
lượng lớn có thể kể ra như sau [2]:
+ Các loại méo tín hiệu, bao gồm méo tuyến tinh và méo phi tuyến.
+ Các loại can nhiễu từ các hệ thống khác tới hệ thống đang xét.
+ Các sai lệch về đồng bộ, bao gồm sai lệch pha (phase error) sóng mang
nội của máy thu so với sóng mang phát và sai lệch đồng hồ (timing error) giữa
đồng hồ máy thu và đồng hồ máy phát.
1.3.3 Mô hình kênh liên tục truyền dẫn tín hiệu số
Kênh từ đầu ra bộ điều chế phần phát tới đầu vào bộ giải điều chế của máy
thu truyền các tín hiệu dạng sóng số liên tục, được gọi là kênh liên tục, có mô hình
như trên hình vẽ 1.10 [8].
Hình 1.10 Mô hình kênh liên tục truyền dẫn tín hiệu số [1]
+ Méo tuyến tính:
Gây bởi các phần tử tuyến tính trên kênh, bao gồm các mạch lọc phát, thu và
kênh vô tuyến. Hàm truyền tổng cộng của cả hệ thống H(f) là:
H(f) = H
T
(f)H
c
(f)H

R
(f) (1.16)
10
BPF BPF
BPF A
0
BPF
BPF
Kênh
vô tuyến
A
1
A
N
+
n(t) (AWGN)
s(t)
z
0
(t)
z
1
(t)
z
N
(t)
HPA
f
c
f

0
~f
c
f
1
~f
c
f
N
~f
c
CCI
ACI
w(t)
Từ MOD
Tới A/D
f
c
+ Méo phi tuyến:
Chủ yếu gây bởi HPA phi tuyến. Do kẹp giữa các bộ lọc phát và thu, HPA
sẽ làm thay đổi đặc tính của toàn hệ thống và vì vậy ngay cả khi hàm truyền tổng
cộng của cả hệ thống H(f) là lý tưởng (đáp ứng xung h(t) thỏa mãn tiêu chuẩn
Nyquist thứ nhất), ISI cũng sinh ra. Tín hiệu có thể bị méo lớn, dẫn đến suy giảm
trầm trọng chất lượng hệ thống.
+ Các loại nhiễu chính:
Trên kênh vô tuyến, tín hiệu có thể bị nhiễu đồng kênh CCI (CoChannel
Interference) từ các hệ thống khác có tần số gần hoặc bằng tần số công tác f
c
1.4 GIỚI THIỆU PHẦN MỀM MÔ PHỎNG ASTRAS
Phần mềm mô phỏng được sử dụng để mô phỏng kiểm chứng một số nội

dung trong luận văn là gói phần mềm ASTRAS (Analog Simulation of
TRAnsmission Systems).
Hình 1.11 Kết cấu gói chương trình ASTRAS
Gói chương trình ASTRAS gồm 3 phần chính: QINPUT, ASTRAS-QL và
ASTRAS-NL như được thể hiện trên hình 1.11 [3].
Gói trình con QINPUT (Quick INPUT) được sử dụng để xác định và mô tả cấu trúc
của hệ thống cần mô phỏng cũng như để gán thông số của các khối một cách nhanh
chóng, trực quan và thuận tiện cho việc sửa đổi.
Séc-măng ASTRAS-QL được sử dụng để mô phỏng các hệ thống M-QAM
tuyến tính. Séc-măng này được dùng để đánh giá sơ bộ chất lượng của các hệ
thống M-QAM, trong đó đòi hỏi rất ngặt nghèo về độ tuyến tính. Khi được giả định
là hoàn toàn tuyến tính, hệ thống M-QAM có thể mô phỏng được bằng ASTRAS-
QL nhằm xem xét, đánh giá tác động của hàng loạt yếu tố có ảnh hưởng tốt lẫn xấu
đến chất lượng của hệ thống.
11
Số liệu đầu vào (số liệu của hệ thống cần mô phỏng)
QINPUT
ASTRAS-QL ASTRAS-NL
P
E
(R) P
E
(R+I) Signature QA Method MC Method
Séc-măng ASTRAS-NL đã được phát triển cho các trường hợp tổng quát hơn đối
với các hệ thống phi tuyến. Kết quả mô phỏng của ASTRAS-NL là mẫu mắt của
tín hiệu thu được và BER của hệ thống được cho ở dạng bảng và đồ thị, nhận được
bằng cách sử dụng phương pháp đánh giá xác suất lỗi tựa giải tích (QA) hay
phương pháp Monte-Carlo (MC
Kết luận chương 1
Trong chương 1, những vấn đề quan trọng đối với các hệ thống vô tuyến số

dung lượng lớn đã được trình bày một cách tổng quan, bao gồm sơ đồ khối tiêu
biểu của hệ thống, các tác động cơ bản của kênh như sai lệch đồng bộ và các loại
méo, nhiễu, thể hiện qua mô hình kênh liên tục truyền dẫn tín hiệu số. Vấn đề về
ISI và tiêu chuẩn thiết kế hệ thống để truyền không méo tín hiệu, là nền tảng lý
thuyết để xem xét, phân tích các loại méo, cũng đã được đề cập đến trong chương
này. Chương 1cũng đã giới thiệu sơ bộ về phần mềm ASTRAS được sử dụng trong
luận văn nhằm mô phỏng các vấn đề về méo tuyến tính và méo phi tuyến cũng như
các phương pháp khắc phục sẽ được trình bày kỹ trong các chương 2 và 3.
Chương 2
MÉO TUYẾN TÍNH VÀ CÁC BIỆN PHÁP KHẮC PHỤC
12
2.1 CÁC NGUYÊN NHÂN GÂY MÉO TUYẾN TÍNH
+ Các đặc tính của các bộ lọc phát và thu không thể chế tạo hoàn hảo;
+ Kênh vô tuyến có hàm truyền không lý tưởng trong độ rộng băng tín hiệu
(mô-đun hàm truyền không bằng phẳng và/hoặc đặc tuyến pha không tuyến tính
trong độ rộng băng tín hiệu).
2.1.1 Méo tuyến tính do các bộ lọc chế tạo không hoàn hảo
Các bộ lọc phát và thu trong hệ thống vô tuyến số được sử dụng để hạn chế
bề rộng phổ chiếm của tín hiệu, chia sẻ băng tần số công tác (bộ lọc phát) và chọn
lọc tín hiệu, giảm tác động của tạp nhiễu tối đa (bộ lọc thu). Kênh vô tuyến số do
vậy có đặc tính của một mạch lọc, có băng thông hạn chế.
Cấu trúc mạch lọc SAW được thể hiện trên hình vẽ 2.1.
Hình 2.1 Cấu trúc mạch lọc SAW
(Nguồn: />Tuy nhiên, các mạch lọc thực tế, dù theo nguyên lý nào cũng thể hiện các
đặc tính sau [9]:
+ Đặc tính tiêu hao không thể đạt vô cùng ngoài băng chắn;
+ Đặc tính tiêu hao không bằng 0 trong dải thông và biểu lộ: a) Gợn sóng; b)
Độ dốc đặc tuyến không đồng đều có thể xấp xỉ được bằng tổng các thành phần
bậc 1 và bậc 2, có xu hướng tiêu hao lớn hơn ở phía tần số lớn hơn của dải thông
lọc;

+ Đặc tuyến pha không tuyến tính trong dải thông, cũng có thể xấp xỉ tốt
được bằng tổng các thành phần bậc 1 và bậc 2 và cũng biểu lộ các đặc điểm gợn
sóng trong băng, gây nên hiện tượng trễ nhóm (group delay) không đồng đều trong
băng thông.
2.1.2 Méo tuyến tính gây bởi kênh vô tuyến
a) Những đặc tính chung của kênh vô tuyến
13
+ Kênh vi ba số (vô tuyến chuyển tiếp) dung lượng lớn như đối với các
tuyến đường trục (backbone);
+ Kênh vô tuyến tốc độ bít cao trong thông tin di động các thế hệ sau (từ các
phiên bản sau của các hệ thống 3G hay các hệ thống 4G trong tương lai rất gần);
+ Kênh thông tin vệ tinh địa tĩnh.
Các tác động của môi trường truyền dẫn làm thay đổi các tham số đặc trưng
của sóng điện từ (biên độ, tần số và pha) tại điểm thu
+ Sự hấp thụ gây bởi các phân tử khí, hơi nước, mưa , sự hấp thụ này phụ
thuộc vào tần số công tác, đặc biệt là trong giải tần số cao (> 10GHz).
+ Sự khúc xạ gây bởi sự không đồng đều của mật độ không khí.
+ Sự phản xạ sóng từ bề mặt trái đất, đặc biệt trong trường hợp có bề mặt
nước và sự phản xạ sóng từ các bất đồng nhất trong khí quyển, đây cũng là một
yếu tố dẫn tới sự truyền dẫn đa đường.
+ Sự phản xạ, nhiễu xạ sóng tại các chướng ngại đối với các hệ thống thông
tin di động cũng gây nên hiện tượng truyền dẫn đa đường.
Do các yếu tố kể trên, hệ số suy hao đặc trưng cho quá trình truyền dẫn
không còn là hằng số nữa như trong không gian tự do mà có thể biểu diễn được
dưới dạng:
a(t,f) =
α
fs
. A(t,f) (2.1)
trong đó a(t,f) là hệ số suy hao sóng vô tuyến trong khí quyển, A(t,f) đặc

trưng cho sự phụ thuộc của suy hao năng lượng sóng điện từ vào các hiện tượng
khí quyển,
α
fs
là hệ số suy hao trong không gian tự do.
b) Pha-đinh do mưa, mù
Sự hấp thụ sóng vô tuyến do môi trường vô tuyến thì chỉ nguy hiểm với các
hệ thống có tần số công tác rất cao, cụ thể là hấp thụ do mưa rào thực sự đáng kể
với các tần số công tác lớn hơn 10 GHz còn hấp thụ do các phân tử khí và sương
mù chỉ có ý nghĩa với các tần số trên 20 GHz. Nhìn chung, trong các dải sóng công
tác thực tế hiện nay của các hệ thống vô tuyến số mặt đất, các yếu tố hấp thụ gây
bởi các phân tử khí và sương mù hầu như ít có ý nghĩa và pha-đinh do hấp thụ chủ
yếu gây bởi mưa.
c) Pha-đinh đa đường
Hiện tượng truyền dẫn sóng vô tuyến đa đường có thể dẫn đến pha-đinh đa
đường (multipath fading), về vật lý, bản chất của nó là sự giao thoa của các phiên
bản sóng truyền từ cùng 1 nguồn phản xạ, khúc xạ tới điểm thu theo nhiều tia sóng
14
khác nhau. Hình 2.2 minh họa một môi trường truyền đa đường, trong đó tín hiệu
sóng cực ngắn do phản xạ ở các chướng ngại hay khúc xạ trong khí quyển tới điểm
thu theo nhiều đường khác nhau.
Hình 2.2 Truyền sóng đa đường do khúc xạ trong
khí quyển và/hoặc phản xạ từ chướng ngại vật
Đáp ứng xung của kênh vô tuyến như trên hình 2.2 có thể nhận được là phản
ứng lối ra của kênh khi máy phát phát đi một xung Dirac
δ
(t). Do trễ khác nhau
giữa các tia sóng, đáp ứng xung lối ra có thể viết theo:
1
( ) ( )

N
c i i
i
h t a t
δ τ
=
= −
∑
(2.2)
trong đó N là số tia sóng, a
i
là hệ số tổn hao của tia thứ i còn
τ
I
là độ trễ của
tia thứ i.
Hàm truyền của kênh khi này là:
2
1
1
( ) F [ ( )]
i
N
j f
c c i
i
H f h t a e
π τ
−
−

=
= =
∑
(2.3)
Hàm truyền của kênh theo (2.3) không phải là hằng số theo f.
+ Pha-đinh đa đường phẳng:
Trong trường hợp độ rộng băng tín hiệu W đủ nhỏ, nhỏ hơn nhiều so với độ
rộng băng kết hợp B
c
của kênh, khi đó hàm truyền kênh vô tuyến H
c
(f) có thể xem
như khá bằng phẳng trong băng tín hiệu W.
+ Pha-đinh đa đường chọn lọc tần số:
Khi độ rộng băng tín hiệu W lớn hơn độ rộng băng kết hợp B
c
của kênh vô
tuyến, hàm truyền của kênh vô tuyến H
c
(f) trở nên không bằng phẳng trong băng
tín hiệu W.
15
Hình 2.3 Kết quả đo băng rộng đối với truyền dẫn nhiều tia [2]
Mô hình Rummler [2]
Từ rất nhiều số liệu quan trắc trong các năm 1977 ÷ 1979, trên một chặng vô
tuyến chuyển tiếp tiêu biểu, băng tần 6 GHz, khoảng cách 26.4 dặm giữa Atlanta
và Palmetto, bang Georgia (Mỹ), W. D. Rummler đã đề xuất mô hình thống kê của
kênh, hiện được gọi rộng rãi là mô hình kênh Rummler.
Đấp ứng tần số hay hàm truyền của kênh, theo Rummler, biểu diễn được
theo:

1 2
2 2
( ) 1
j f j f
c
H f e e
π τ π τ
α β
− −
= + × + ×
(2.4)
Tiền đề của mô hình Rummler, dẫn đến việc mô hình này được gọi là
mô hình 3 tia đơn giản hoá, là một trong hai tia mô tả bằng các số hạng thứ hai và
thứ ba trong (2.4) − tia thứ nhất chẳng hạn − rất gần với tia trực tiếp, tức là W.
τ
1
<<
1. Khi đó (2.4) suy giảm thành:
2
( ) 1
j f
c
H f e
π τ
α β
−
= + + ×
(2.5)
Gọi tần số f
0

mà tại đó mô-đun hàm truyền cực tiểu là tần số khe pha-đinh
(notch frequency) và lấy đó làm điểm tham chiếu, khi đó dạng cuối cùng của mô
hình trở thành:
0
2 ( )
( ) [1 ]
j f f
c
H f a e
π τ
− −
= × −
(2.6)
trong đó a = 1+
α
và b =
−

β
/(1+
α
).
Đáp ứng biên độ bình phương và đặc tính trễ nhóm D(f) (là đạo hàm của đặc
tính pha) của hàm mô hình hoá kênh pha-đinh nhiều tia chọn lọc theo tần số theo
mô hình Rummler được xác định theo các công thức (2.7), (2.8) và một thí dụ về
đáp ứng biên độ và trễ nhóm của kênh được vẽ trên hình 2.4.
2 2
0
| ( ) | {1 2cos[2 ( ) ]}
c

H f a b f f
π τ
= × + − −
(2.7)
16
0
2
0
1 ( ) {cos[2 ( ) ] }
( )
2
1 2 cos2 ( )
d f b f f b
D f
df
b b f f
τ π τ
π
π τ
Φ − −
= − =
+ − −
(2.8)
Hình 2.4 Hàm truyền theo mô hình kênh pha-đinh của Rummler [8]
So sánh với kết quả đo thực nghiệm (hình 2.5), có thể thấy được rằng mô
hình hàm truyền của kênh pha-đinh chọn lọc do Rummler đề xuất rất sát hợp với
thực tế.
Hình 2.5 Một kết quả quét đo tiêu biểu đối với pha-đinh
đa đường trên một kênh vô tuyến ở tần số 6 GHz [2].
Khi b < 1 thì pha-đinh được gọi là pha cực tiểu (minimum phase) do hàm

truyền có các điểm không bên nửa trái mặt phẳng s. Khi b ≥ 1, kênh có pha-đinh
pha không cực tiểu (non-minimum phase) do các điểm không của hàm truyền nằm
trên nửa phải mặt phẳng s và để thuận tiện hàm truyền (2.6) được biểu diễn lại
dưới dạng:
0
2 ( )
1
( ) [ ]
j f f
c
H f ab e
b
π τ
− −
= × −
(2.9)
17
Đối với trường hợp pha không cực tiểu, các tham số tương ứng là A
2
= –
20lgab [dB], B
2
= – 20lg(1
−
1/b) [dB] và f
0
. B
1
và B
2

đều có phân bố mũ với kỳ
vọng M
B
= 3.8 dB. A
1
và A
2
đều có phân bố chuẩn với độ lệch quân phương 5 dB
và kỳ vọng
µ
A
B
B
=
+
+
24 6
500
800
4
4
, .
[dB] (2.10)
Tần số khe pha-đing f
0
, trong mô hình nguyên thủy của Rummler được tuyên
bố là có phân bố đều trong dải tần số quan tâm. Các nghiên cứu chi tiết hơn nữa
cho thấy f
0
có phân bố đều nhảy bậc [8] với hàm mật độ xác suất:

p(f
0
) =
5 3
1
4
3
1
4
1
2
0 0
0
0
0
0
0
τ
τ
τ
τ τ
/ ,
/ ,
f f
f f
c
c
− ≤
< − ≤








(2.11)
trong đó
τ
0
là giá trị được chọn của độ trễ
τ
. Điều này có nghĩa là xác suất
f f
c0
0
1
4
− ≤
τ
lớn gấp 5 lần xác suất
1
4
1
2
0
0
0
τ τ
< − ≤

f f
c
.
Do (2.10) các tham số a, b có quan hệ yếu đối với nhau. Theo kinh nghiệm,
nhìn chung có thể cho là không có pha-đinh đa đường xảy ra khi tổn hao của chặng
vô tuyến nhỏ hơn 19 dB (khoảng 80 lần) [8].
Các trường hợp pha-đing pha cực tiểu với b < 1 và pha không cực tiểu với b
> 1 như trên dẫn đến các công thức khá khác nhau và do đó không thuận tiện trong
tính toán. Theo Rummler [8], có thể định nghĩa pha-đinh pha cực tiểu khi
τ
> 0 và
pha không cực tiểu khi
τ
< 0, với b < 1 cho cả hai trường hợp. Khi này các công
thức tính toán cho cả hai trường hợp giống nhau, ngoại trừ dấu của
τ
. Các tham số
chỉ còn là A = – 20lga [dB], B = – 20lg(1 - b) [dB] và f
0
với các đặc tính thống kê
như đã nêu trên.
Như vậy, mật độ xác suất của độ trễ
τ
, do
τ
được chọn (mặc nhận) có độ lớn
là hằng số
τ
0
,

có thể biểu diễn được theo
p(
τ
) = 0.5[
δ
(
τ

−

τ
0
)+
δ
(
τ
+
τ
0
)], (2.12)
trong đó
δ
(t) là hàm xung Dirac.
d) Trải trễ trong môi trường di động
Về mặt thời gian truyền lan, hiện tượng truyền đa đường gây nên hiện tượng
trải trễ (delay spreading), do vậy các phiên bản tín hiệu từ nguồn phát sẽ tới máy
thu với các thời gian trễ khác nhau, dẫn đến các symbol lân cận nhau lấn lên nhau
18
về thời gian, gây nên hiện tượng ISI, tức là có thể gây méo tín hiệu mạnh. Trải trễ

ΔD là lượng trễ tăng lên do truyền đa đường so với độ trễ truyền đơn đường D.
Hình 2.6 minh họa khái niệm trải trễ trong môi trường di động.
Hình 2.6 Trải trễ trong môi trường thông tin di động tế bào
Trải trễ là một đặc thù của kênh vô tuyến di động tế bào, đặc biệt quan trọng
đối với cả các mô hình kênh pico-cell, micro-cell lẫn macro-cell trong đó số
chướng ngại gây phản xạ đáng kể tín hiệu thường là một số rất lớn. Nói một cách
khác, số tia N trong mô hình truyền dẫn đa đường đối với kênh vô tuyến di động số
có thể là một số rất lớn với lượng trải trễ có thể rất lớn, lên tới vài độ rộng của
symbol T
S
.
2.2 CÁC TÁC ĐỘNG CỦA MÉO TUYẾN TÍNH
Như đã trình bày ở mục 2.1, méo tuyến tính trong các hệ thống vô tuyến số
dung lượng lớn, băng rộng về cơ bản gây bởi:
+ Chế tạo các bộ lọc không hoàn hảo;
+ Pha-đinh đa đường chọn lọc tần số;
+ Trải trễ trong các hệ thống vô tuyến di động tế bào.
2.2.1 Tác động của méo tuyến tính do chế tạo lọc không hoàn hảo
Méo tuyến tính gây bởi lọc chế tạo không hoàn hảo do vậy có thể đặc trưng
qua 10 tham số thể hiện méo biên độ và méo trễ, bao gồm [9]:
- Tham số bậc 1 của đường cong mô-đun hàm truyền trong băng thông;
- Tham số bậc 2 của đường cong mô-đun hàm truyền trong băng thông;
- Biên độ gợn sóng của mô-đun hàm truyền trong băng thông;
- Số chu kỳ gợn sóng của mô-đun hàm truyền trong băng thông;
- Pha của gợn sóng của mô-đun hàm truyền tại đầu băng thông;
- Tham số bậc 1 của đường cong trễ trong băng thông;
- Tham số bậc 2 của đường cong trễ trong băng thông;
19
t
tMS

BS
D
D
- Biên độ gợn sóng của đường con trễ trong băng thông;
- Số chu kỳ gợn sóng của đường cong trễ trong băng thông;
- Pha của gợn sóng của đường cong trễ tại đầu băng thông;
2.2.2 Tác động của trải trễ trong các hệ thống vô tuyến di động tế bào
R
S
= 1/T
S
<< 1/ΔD (2.13)
Hình 2.7 ISI gây bởi trải trễ trong môi trường vô tuyến di động
Trải trễ trung bình của kênh thì có quan hệ mật thiết, tỷ lệ nghịch với độ
rộng băng kết hợp B
c
của kênh. Do vậy, trải trễ trung bình lớn có nghĩa là B
c
nhỏ,
khi đó ngay cả với các giá trị tuyệt đối của độ rộng băng (tốc độ truyền) không lớn
lắm thì vẫn có thể gây nên ISI lớn.
2.2.3 Tác động của pha-đinh đa đường chọn lọc
a) Tác động gây méo tuyến tính của pha-đinh đa đường chọn lọc tần số
Giả sử khe pha-đinh rơi vào trong băng tín hiệu làm suy giảm mạnh hơn một
số thành phần tần số trong băng tín hiệu, nếu tăng lượng khuếch đại máy thu để
tăng độ lớn các thành phần tần số bị suy hao mạnh hơn bởi pha-đinh đa đường lên
thì các thành phần tần số khác trong băng tín hiệu không bị suy hao pha-đinh lại
còn được khuếch đại lớn lên hơn nữa, khi đó dạng phổ tín hiệu trước giải điều chế
rút cục vẫn bị méo dạng như được thể hiện trên hình 2.8.
Hình 2.8 Pha-đinh đa đường gây méo dạng phổ không khắc phục được nhờ AGC

b) Mô phỏng máy tính tác động của pha-đinh đa đường chọn lọc
20
t
tMS
BS
D
D
T
S
Để thấy rõ tác động của méo tuyến tính gây bởi pha-đinh đa đường chọn lọc,
một số mô phỏng máy tính sử dụng gói phần mềm ASTRAS đã được tiến hành cho
một chặng vi ba số có tốc độ 140 Mbps, sử dụng điều chế 64-QAM (một tuyến vi
ba số đường trục Bắc-Nam như vậy đã từng được xây dựng và hiện nay vẫn còn
nhiều tuyến như vậy trên mạng viễn thông Việt Nam, chẳng hạn làm đường trục
back-up cho các tuyến cáp quang quan trọng của các nhà khai thác dịch vụ di động
+ Trường hợp tần số khe pha-đinh trùng với tần số sóng mang (f
0
= f
c
):
Kết quả mô phỏng đối với trường hợp f
0
= f
c
, pha-đinh có độ sâu khe ở mức
trung bình B = 3.8 dB được cho trên các hình vẽ 2.9, 2.10 và 2.11.
Hình 2.9 Đáp ứng xung của toàn hệ thống, B = 3.8 dB, f
0
= f
c

Hình 2.10 Chòm sao tín hiệu thu, B = 3.8 dB, f
0
= f
c
(chưa có tạp âm)
21
Hình 2.11 Xác suất lỗi BER, B = 3.8 dB, f
0
= f
c
Kết quả mô phỏng đối với trường hợp f
0
= f
c
, pha-đinh sâu với độ sâu khe
pha-đinh B = 9 dB được cho trên các hình vẽ 2.12, 2.13 và 2.14.
Hình 2.12 Đáp ứng xung của toàn hệ thống, B = 9 dB, f
0
= f
c
Hình 2.13 Xác suất lỗi BER, B = 9 dB, f
0
= f
c
22
Hình 2.14 Chòm sao tín hiệu thu, B = 9 dB, f
0
= f
c
(chưa có tạp âm)

Nhận xét: Từ các kết quả mô phỏng hình 2.9 đến 2.14, có thể thấy rằng độ
sâu khe pha-đinh càng lớn, đáp ứng xung càng không thỏa mãn tiêu chuẩn Nyquist
thứ nhất (đáp ứng xung càng không cắt 0 tại các điểm t = kT
S
), cụm điểm tín hiệu
thể hiện ISI có diện tích càng rộng (méo tín hiệu càng lớn). Khi pha-đinh sâu quá
mức (ở đây là 9 dB), chòm tín hiệu do ISI tản mát rất rộng đến nỗi hầu như không
phân biệt được, hệ thống đứt liên lạc ngay cả khi không có tạp âm: BER > 10
-3
ngay cả khi SNR (E
b
/N
0
) lớn vô cùng.
+ Trường hợp tần số khe pha-đinh lệch với tần số sóng mang (f
0
≠ f
c
):
Kết quả mô phỏng đối với trường hợp (f
0
– f
c
)/W
0-0
= 0.2, pha-đinh có độ sâu
khe B = 5 dB được cho trên các hình vẽ 2.15 và 2.16, W
0-0
= 1/T
S

. Hình 2.17 thể
hiện BER của hệ thống khi B = 6 dB, f
0
= f
c
để so sánh.
Hình 2.15 Đáp ứng xung của toàn hệ thống, B = 5 dB, (f
0
– f
c
)/W
0-0
= 0.2
23
Hình 2.16 Xác suất lỗi BER, B = 5 dB, (f
0
– f
c
)/W
0-0
= 0.2
Nhận xét: Khi tần số khe pha-đinh lệch đôi chút với tần số sóng mang, tác
động của pha-đing tệ hại hơn khi tần số khe pha-đinh trùng với tần số sóng mang,
điều này có thể giải thích được như sau:
Khi tần số khe pha-đinh trùng tần số sóng mang, đặc tính tổng cộng của cả
hệ thống vẫn hoàn toàn đối xứng qua tần số sóng mang, đáp ứng xung của cả hệ
thống là một hàm thực, do vậy các thành phần đồng pha I và vuông pha Q của tín
hiệu M-QAM hoàn toàn trực giao nhau. Pha-đing chỉ gây ra ISI mà không gây ra
nhiễu chéo (cross-talk) giữa các thành phần tín hiệu I và Q. Do đó tác hại chưa lớn
lắm.

Hình 2.17 Xác suất lỗi BER, B = 6 dB, f
0
= f
c
Kết quả mô phỏng với nhiều giá trị độ lệch tần số khe pha-đinh và tần số
sóng mang được trình bày trên bảng 2.1.
Bảng 2.1 Sự phụ thuộc vào độ lệch tần số khe pha-đing của lượng thiệt hại tỷ số tín
trên tạp SNRD (Signal-to-Noise Ratio Degradation) tính tại BER=10
-3
và 10
-6
(f
0
– 0 0.25 0.5 0.75 1.0 1.25 1.5 1.75 2.0
24
f
c
)/W
0-0
SNRD
[dB]
(BER=10
-
3
)
0.95 2.0 4.7 7.2 7.4 7.2 5.2 4.3 2.4
SNRD
[dB]
(BER=10
-

6
)
1.75 4.45 14.4
5
∞ ∞ ∞ ∞
14.2
5
6.0
c) Khả năng chịu đựng pha-đinh chọn lọc của hệ thống
Mức độ nhạy cảm của hệ thống đối với pha-đinh đa đường chọn lọc được
đánh giá bằng đường signature. Đường signature của hệ thống là quỹ tích của các
điểm trên mặt phẳng B-f
0
ứng với trạng thái gián đoạn liên lạc của hệ thống, tức là
ứng với xác suất lỗi bít của hệ thống lớn hơn hoặc bằng 10
-3
. Signature của một hệ
thống vô tuyến chuyển tiếp số 64-QAM/140Mbps nhận được nhờ mô phỏng được
cho trên hình 2.18 [2].
Hình 2.18 Signature của một hệ thống 64-QAM pha đing pha cực tiểu
1: Không có san bằng, 2: Có san bằng 7 mắt [2]
Xác suất gián đoạn liên lạc là xác suất sự kiện thông số B vượt quá giá trị
của đường cong signature (tức là xác suất của BER > 10
-3
). Xác suất này tính được
nhờ tích phân hàm mật độ đồng thời của các tham số mô hình trong miền gián
đoạn [8]:
P
out
=

exp[
( )
]. ( ).
/
/
−
−
+
∫
Σ
f
M
p f df
B
f
f
c
c
0
1 2
1 2
0 0
τ
τ
(2.14)
trong đó:
+ ∑(.) là hàm số đường signature, f
0
là tần số khe pha-đinh;
25