tóm tắt luận văn thạc sĩ kỹ thuật giới thiệu mô hình toán học đối tượng điều khiển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 1 - Chuyên ngành tự động hoá
LỜI GIỚI THIỆU
Xã hội loài người muốn tồn tại và phát triển thì một điều tất yếu không thể thiếu
được đó là phải duy trì nguồn năng lượng để nuôi sống xã hội đó. Trong đó điện
năng đóng một vai trò đặc biệt quan trọng. Hiện nay các nguồn điện năng chính là
dầu khí, than đá hoặc đang có nguy cơ cạn kiệt hoặc đã đến giới hạn khai thác.
Trong khi đó điện hạt nhân tuy đã phát triển mạnh nhưng vẫn chứa mối nguy hiểm
to lớn tiềm tàng không an toàn. Vì vậy các nguồn năng lượng sạch khác như gió,
mặt trời, thủy triều đang được nghiên cứu và phát triển, hứa hẹn một tương lai tươi
sáng hơn, được áp dụng rộng rãi hơn.
Máy điện không đồng bộ (MDKDB) được ứng dụng ngày càng nhiều vào các hệ
thống máy phát điện nói chung và đặc biệt trong các hệ thống máy phát điện chạy
sức gió. Máy phát nằm trong dải công suất điều chỉnh từ vài chục kW đến trên 7
MW và có những ưu điểm nổi bật:
 Khả năng điều chỉnh dễ dàng dòng năng lượng qua máy phát bằng biến
tần có công suất thấp hơn máy phát nhiều bằng tác động lên vành góp
rotor, giúp hạ đáng kể giá thành toàn hệ.
 MDKDB có khả năng hoạt động với hệ số trượt trong một phạm vi khá
rộng (tới ±30%), cho phép tận dụng tốt hơn nguồn năng lượng gió.
Bản luận án này giới thiệu một phương pháp tổng hợp bộ điều khiển mà không
cần một giả thiết nào gần đúng vi phạm tới bản chất phi tuyến của MDKDB, đó là
phương pháp điều khiển theo mô hình nội IMC. Luận văn được chia thành:
Chương 1 Đặt vấn đề
Chương 2 Giới thiệu mô hình toán học đối tượng điều khiển
Chương 3 Phân tích lựa chọn phương án điều khiển đối tượng.
Chương 4 Mô phỏng và kết luận.
Cuối cùng là kết luận và một số đề xuất về hướng nghiên cứu tiếp theo của đề
tài. Mặc dù có nhiều cố gắng trong quá trình nghiên cứu, song bản luận án không
thể tránh khỏi những thiếu sót. Tác giả mong nhận được sự góp ý, nhận xét của các
thầy cô giáo và các bạn quan tâm.
Thái Nguyên, ngày 20 tháng 11 năm

2011
Người thực hiện
Trần Đức Quỳnh Lâm
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 2 - Chuyên ngành tự động hoá
Chương 1
ĐẶT VẤN ĐỀ VÀ LỰA CHỌN ĐỐI TƯỢNG ĐIỀU KHIỂN
Xuất phát từ thực tế về xu hướng sử dụng nguồn năng lượng tái tạo từ gió ngày
càng tăng ở mỗi quốc gia trên toàn thế giới nói chung và ở nước ta nói riêng, vì:
- Đây là nguồn năng lượng sạch, không gây ô nhiễm môi trường.
- Nhu cầu ngày càng lớn về điện năng trên toàn thế giới nói chung và ở Việt
Nam nói riêng, đòi hỏi phải đa dạng hóa các nguồn năng lượng.
- Xuất phát từ thực tiễn nước ta là nước có chiều dài bờ biển lớn, có nhiều
hải đảo, lưu lượng gió thổi từ biển vào đất liền, hải đảo lớn, do đó tiềm năng về
năng lượng gió ở nước ta là rất lớn, vì vậy cần thiết phải tiến hành các nghiên cứu
ứng dụng nhằm phát triển lĩnh vực tái tạo năng lượng gió ở nước ta phát triển mạnh
hơn nữa.
1.1 Khái quát về các loại hệ thống năng lượng gió và đối tượng nghiên cứu của
đề tài
Cho đến nay có hai loại tuốc bin gió chính được sử dụng, đó là: tuốc bin gió
tốc độ cố định và tuốc bin gió với tốc độ thay đổi.
Loại tuốc bin gió thông thường nhất là tuốc bin gió với tốc độ cố định (Fixed
speed wind turbine), trong đó máy phát không đồng bộ được nối trực tiếp với lưới.

Hình 1.1 Tuốc bin gió với tốc độ cố định
Loại tuốc bin gió tốc độ thay đổi (variable-speed wind turbine) khắc phục
được nhược điểm trên của tuốc bin gió với tốc độ cố định, đó là nhờ thay đổi được
tốc độ nên có thể thu được năng lượng cực đại từ gió.

HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 3 - Chuyên ngành tự động hoá
Hình 1.2 Tuốc bin gió với tốc độ thay đổi có bộ biến đổi nối trực tiếp giữa stator và
lưới
Hình 1.3 Tuốc bin gió tốc độ thay đổi sử dụng MĐKĐBRTDQ
1.2 Cấu trúc điều khiển của hệ thống phát điện sức gió sử dụng máy điện
KĐBRTDQ
Hiện nay, có hai cấu trúc hệ thống PĐSG dùng MĐKĐBRTDQ được sử
dụng: hệ thống sử dụng crowbar (hình 1.4) và hệ thống sử dụng stator switch (hình
1.5).
Hình 1.4 Hệ thống PĐSG dựa trên MĐKĐBRTDQ sử dụng crowbar
Hệ thống gồm có các điều khiển thành phần sau: điều khiển tuốc bin, điều
khiển vector, điều khiển crowbar hoặc stator switch.
a) Điều khiển tuốc bin
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 4 - Chuyên ngành tự động hoá
Nhiệm vụ của điều khiển tuốc bin là điều chỉnh tốc độ tuốc bin (sử dụng
động cơ servo để điều khiển góc cánh) và cung cấp giá trị đặt của mô men (hoặc
công suất tác dụng) cho mức điều khiển vector theo chiến lược điều khiển như sau
(hình 1.6):
- Khi tốc độ gió nhỏ hơn giới hạn thấp của nó (khoảng 4 m/s), tốc độ của
máy phát được giữ ở tốc độ thấp, dưới đồng bộ 30% (1050 v/ph), công suất cực đại
nhận được từ gió bằng cách điều chỉnh góc của cánh gió.
Hình 1.5 Hệ thống PĐSG dựa trên MĐKĐBRTDQ sử dụng stator switch
- Khi tốc độ gió lớn hơn giới hạn thấp 4m/s và nhỏ hơn 8m/s, tốc độ máy
phát được duy trì trong phạm vi lớn hơn 1050 v/ph (dưới tốc độ đồng bộ 30 %) và
nhỏ hơn hoặc bằng 1950 v/ph (trên tốc độ đồng bộ 30%), công suất cực đại lấy từ
gió bằng cách điều chỉnh đồng thời tốc độ rotor tuốc bin và góc của cánh gió.

- Khi tốc độ gió lớn hơn 8m/s và nhỏ hơn tốc độ gió định mức, 12m/s, tốc độ
máy phát khi đó được duy trì ở giá trị định mức (1950 v/ph – trên tốc độ đồng bộ
30%), công suất cực đại lấy từ gió bằng cách điều chỉnh góc của cánh gió.
- Khi tốc độ gió cao hơn tốc độ định mức (12m/s), tốc độ máy phát được giữ
ở giá trị định mức 1950 v/ph, công suất đặt của máy phát bằng công suất định mức
của nó, nghĩa là công suất lấy từ gió được giữ bằng công suất định mức thông qua
việc điều chỉnh góc của cánh gió.
- Khi tốc độ gió quá thấp, năng lượng quá nhỏ hoặc khi tốc độ gió quá cao
(trên 25m/s), thì hệ thống bảo vệ sẽ cắt máy phát ra khỏi lưới.
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 5 - Chuyên ngành tự động hoá
Hình 1.6 Các đường cong sử dụng trong chiến lược điều khiển tuốc bin
b) Điều khiển crowbar hoặc stator switch
Với hệ thống sử dụng crowbar, khi xảy ra lỗi lưới, nếu dòng rotor lớn quá
mức cho phép của bộ biến đổi, lúc này điều khiển crowbar sẽ được kích hoạt, làm
ngắn mạch rotor, rẽ mạch dòng ngắn mạch qua crowbar để bảo vệ bộ biến đổi, khi
đó máy phát bị mất điều khiển. Khi biên độ dòng quá độ đã giảm dưới mức an toàn,
“crowbar” ngừng tham gia, lúc này mới có thể điều khiển được máy phát.
c) Điều khiển vector
Bao gồm hai điều khiển thành phần: Điều khiển nghịch lưu phía máy phát và
điều khiển nghịch lưu phía lưới.
• Điều khiển nghịch lưu phía lưới (NLPL)
Mục tiêu của điều khiển NLPL là duy trì trị số điện áp một chiều trung gian
không đổi theo giá trị đặt của nó phù hợp với bộ biến đổi nghịch lưu phía máy phát
(NLMP), và điều khiển hướng, trị số công suất vô công lên lưới.
• Điều khiển nghịch lưu phía máy phát(NLMP)
Mục đích của bộ NLMP là điều khiển công suất tác dụng, và công suất phản
kháng lên lưới một cách độc lập với nhau, thông qua điều khiển các thành phần
dòng điện rotor, với việc áp dụng kỹ thuật điều khiển vector.

1.3 Nhiệm vụ và yêu cầu đối với điều khiển nghịch lưu phía máy phát
Để hệ thống phát điện sức gió sử dụng MĐKĐBRTDQ, làm việc ổn định với
lưới ( giả thiết lưới có công suất vô cùng lớn) yêu cầu đối với điều khiển nghịch lưu
phía máy phát là:
Ở chế độ làm việc bình thường, thực hiện bám lưới với tần số và điện áp lưới
không đổi; thực hiện điều chỉnh phân ly công suất tác dụng và công suất phản
kháng lên lưới.
Ở chế độ sự cố (ngắn mạch gây sụt điện áp lưới), thực hiện bám lưới; cung
cấp công suất tác dụng lớn nhất có thể lên lưới ngay sau khi lỗi lưới để cấp dòng
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 6 - Chuyên ngành tự động hoá
ngắn mạch vào vị trí bị ngắn mạch để kích hoạt các thiết bị bảo vệ hệ thống năng
lượng tác động; điều chỉnh công suất phản kháng lên lưới để hỗ trợ lưới phục hồi
điện áp, đồng thời tạo điều kiện để hệ thống trở về chế độ bình thường ngay sau khi
lỗi lưới (vì mức điện áp lưới lúc này đã được nâng lên).
Ở chế độ sự cố, một vấn đề có thể xảy ra (nhất là khi sập lưới với mức độ
lớn) với bộ điều khiển nghịch lưu phía máy phát là vấn đề mất điều khiển dòng khi
lỗi lưới. Nguyên nhân là khi lỗi lưới, từ thông stator xuất hiện thành phần quá độ
dao động, làm cảm ứng trong mạch rotor điện áp quá độ có trị số lớn (sức phản
điện động) , và nếu lớn hơn điện áp cực đại của bộ biến đổi có thể tạo ra được thì sẽ
gây mất điều khiển dòng và gây quá dòng lớn. Hậu quả là hệ thống phải kích hoạt
hệ thống bảo vệ bộ biến đổi thông qua việc điều khiển crowbar hoặc stator switch.
Máy phát bị mất điều khiển hoặc phải ngắt máy phát ra khỏi lưới,không thực hiện
được nhiệm vụ đặt ra khi lỗi lưới và có nguy cơ làm tan rã hệ thống lưới điện kiểu
“wind farm”
Xuất phát từ việc phân tích các yếu tố ảnh hưởng tới điện áp quá độ cảm ứng
trong mạch rotor, để nâng cao được chất lượng hệ thống, các yêu cầu cụ thể được
đặt ra với bộ điều khiển phía máy phát như sau:
- Điều khiển phân ly (tách kênh) công suất hữu công và công suất vô công

phát lên lưới thông qua MĐKĐBRTDQ
- Ổn định đối với dao động của điện áp lưới
- Ổn định đối với dao động của từ thông khi lỗi lưới.
- Ổn định đối với dao động, thay đổi của tốc độ máy phát và tần số góc mạch
rotor ở chế độ bình thường và lỗi lưới.
Kết luận chương 1:
Sau khi trình bày tính cấp thiết của đề tài; khái quát lại các loại tuốc bin gió;
ưu nhược điểm của từng loại, tác giả chọn đối tượng nghiên cứu là hệ thống phát
điện sức gió sử dụng MĐKĐBRTDQ. Với giải pháp điều khiển là lựa chọn phương
pháp điều khiển phi tuyến thích hợp để nâng cao khả năng làm việc ổn định của hệ
thống PĐSG với máy phát thông qua bù nhiễu, điều khiển giảm ảnh hưởng của
nhiễu đối với hệ thống, điều khiển để triệt tiêu thành phần thứ tự ngược.
Chương 2
MÔ HÌNH TOÁN HỌC ĐỐI TƯỢNG ĐIỀU KHIỂN
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 7 - Chuyên ngành tự động hoá
2.1 Khái quát về hệ thống phát điện chạy sức gió sử dụng MĐKĐBRTDQ
Hình 2.1 Sơ đồ cấu trúc hệ thống phát điện chạy sức gió sử dụng MĐKĐBRTDQ
2.2 Mối liên hệ giữa các hệ toạ độ cố định và hệ toạ độ quay
Trong trường hợp điện áp lưới không đối xứng, với hệ mạch chỉ có ba dây, ta
phân tích thành hai thành phần, là thành phần đối xứng thứ tự thuận và thành phần
đối xứng thứ tự ngược, thành phần thứ tự không không tồn tại. Để điều khiển các
thành phần này, ta sử dụng lý thuyết điều khiển vector, trong đó sử dụng hai hệ toạ
độ quay thuận dq
+
quay với tốc độ góc
2
s s
f

ω π
=
(
s
f
là tần số của lưới điện) và hệ
toạ độ quay ngược dq
-
quay với tốc độ góc
s
ω
−
.
Bây giờ trên mặt phẳng cơ học (mặt cắt ngang của máy điện), ta xây dựng
một hệ toạ độ cố định
αβ
có trục
α
trùng với trục cuộn dây pha u, một hệ toạ độ
quay thuận dq
+
có trục thực d
+
trùng với véc tơ điện áp lưới thuận u
s+
(u
N+
), nghĩa là
hệ toạ độ d,q này quay với tốc độ
2

s s
f
ω π
=
so với stator, và một hệ toạ độ quay
ngược dq
-
có trục thực d
-
trùng với vector điện áp lưới ngược u
s-
, quay với tốc độ
s
ω
−
so với stator (hình 2.2). Các thành phần của vector dòng stator trên 2 trục tọa độ
αβ
là
s
i
α
,
s
i
β
; trên hai trục toạ độ dq
+
là
sd
i

+
,
sq
i
+
, và trên hai trục toạ độ dq
-
là
-
isd
i
,
-
sq
i
.
Ta có mối liên hệ giữa các thành phần của dòng điện stator trên các hệ trục toạ độ
và các dòng điện pha stator như sau:
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 8 - Chuyên ngành tự động hoá

Hình 2.2 Biểu diễn các vector dòng stator, điện áp stator, từ thông stator trên hệ
trục toạ độ
αβ
và d,q
1
( 2 )
3
s su

s su sv
i i
i i i
α
β
=



= +


(2.1)
0,5( 3 )
0,5( 3 )
su s
sv s s
sw s s
i i
i i i
i i i
α
α β
α β

=


= − +



= − +


(2.2)
cos sin
sin cos
sd s s s s
sq s s s s
i i i
i i i
α β
α β
ϑ ϑ
ϑ ϑ
= +



= − +


(2.3)
cos sin
sin cos
s sd s sq s
s sd s sq s
i i i
i i i
α

β
ϑ ϑ
ϑ ϑ
= −



= +


(2.4)
s
2 ej2
+ - + - -
sdq sdq sdq sdq sdq sdq
, , ,
s s s
j t j t j t t
s s
i i e i i e i i e i i e
ω ω ω ω
αβ αβ
− −
+
= = = =
(2.5)
2.3 Mô hình toán học phía máy phát
2.3.1 Mô hình trạng thái liên tục MĐKĐBRTDQ
2.3.1.1 Mô hình trạng thái liên tục của MĐKĐBRTDQ cho thành phần thứ tự
thuận

Cơ sở để xây dựng mô hình trạng thái liên tục của MĐKĐBRTDQ là các
phương trình điện áp stator, rotor trên hệ thống cuộn dây stator, rotor.
Phương trình điện áp stator:
s
s
s
s
s+
s+ s
d
u R i
dt
ψ
+
= +
(2.6)
Phương trình điện áp rotor:
r
r
r
r
r+
r+ r
d
u R i
dt
ψ
+
= +
(2.7)

HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 9 - Chuyên ngành tự động hoá
Phương trình từ thông stator và rotor:
s r+
s s m
s+ r+
r m r
i L i L
i L i L
ψ
ψ
+
+
+
= +



= +


(2.8a,b)
Do các cuộn dây stator và rotor có cấu tạo đối xứng về mặt cơ học nên các
giá trị điện cảm là bất biến đối với mọi hệ tọa độ quan sát. Do đó, (2.8) được dùng
một cách tổng quát, không cần có các chỉ số phía trên bên phải. Khi sử dụng trên hệ
tọa độ cụ thể ta sẽ điền thêm chỉ số.
Sau khi chuyển (2.6), (2.7), (2.8) sang biểu diễn trên hệ tọa độ dq
+
là hệ toạ

độ quay với vận tốc góc
s
ω
so với hệ toạ độ cố định ta thu được hệ phương trình
sau:

s
+
+
s+
s+ s s s
r
+
+
r+
r+ r r r
+ +
s+ r+
s s m
+ +
s+ r+
r m r
d
u R i j
dt
d
u R i j
dt
i L i L
i L i L

ψ
ω ψ
ψ
ω ψ
ψ
ψ
+
+
+
+
+
+
+
+ +
+
+
+
+

= + +




= + +


 = +

= +



(2.9a,b,c,d)
với
s r
ω ω ω
+
= +
(2.10)
Chỉ số phía trên bên phải “+” để chỉ hệ tọa độ quay dq
+
, chỉ số "+" phía dưới
bên phải để chỉ thành phần thứ tự thuận.
Do stator của MĐKĐBRTDQ được nối mạch với lưới nên tần số mạch stator
chính là tần số lưới, điện áp rơi trên điện trở
s
R
có thể bỏ qua được so với tổng điện
áp rơi trên hỗ cảm stator
m
L
và điện cảm tản
s
L
σ
. Phương trình (2.6) có thể viết lại
gần đúng như sau:
u
s
s

s
s
d
dt
+
+
ψ
≈
hoặc
s
s+
u
s
s
j
ω ψ
+
+
≈
(2.11)
Phương trình (2.11) cho thấy từ thông stator luôn chậm pha so với điện áp
stator một góc chừng 90
0
, hoặc diễn đạt cách khác: vector từ thông stator luôn đứng
vuông góc với vector điện áp stator, rất thuận lợi cho việc mô hình hóa.
Mặt khác, thiết bị điều khiển được đặt ở phía rotor và ta có cơ hội để sử dụng
dòng rotor làm biến điều khiển trạng thái của đối tượng MĐKĐBRTDQ. Vì vậy ta
sẽ tìm cách thông qua 2 phương trình từ thông (2.9c,d) khử dòng stator
s
i

và từ
thông rotor
r
ψ
, giữ lại dòng rotor
r
i
và từ thông stator
s
ψ
rồi thay vào 2 phương
trình (2.9a,b) và biến đổi ta có:
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 10 - Chuyên ngành tự động hoá
/ +
r+ s+
/
/ +
s+
i
1 1 1 1 1 1 1
i i u u
1 1 1
i u
r
r r
r s
r s s r m
s

r
s s
s s m
d
j j
dt T T T L L
d
j
dt T T L
σ σ σ
ω ω
σ σ σ σ
ω
+
+ +
+ +
+
+ +
+
+
+
+
+
+
+

   
− − −
= − + − + + ψ + −


 ÷  ÷
   


ψ
 

= − + ψ +
 ÷

 

(2.12)
với
/
/
s m
s
L
ψ
+
+
+
+
ψ =
Viết (2.12) dưới dạng thành phần ta sẽ thu được mô hình điện toàn phần của
MĐKĐBRTDQ như (2.13).
/ /
/ /
/

1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 1 1
1
rd
rd r rq sd sq rd sd
r s s r m
rq
r rd rq sd sq rq sq
r s s r m
sd
rd
s
di
i i u u
dt T T T L L
di
i i u u
dt T T T L L
d
i
dt T
σ σ σ
ω ψ ωψ
σ σ σ σ σ
σ σ σ
ω ωψ ψ
σ σ σ σ σ
ψ
+
+ + + + + +

+
+ + + + + +
+
+
+ + + + + +
+ + + + + + +
+
+
+
+
   
− − −
= − + + + − + −
 ÷  ÷
   
   
− − −
= − − + + + + −
 ÷  ÷
   
= −
/ /
/
/ /
1 1
1 1 1
sd s sq sd
s m
sq
rq s sd sq sq

s s m
u
T L
d
i u
dt T T L
ψ ω ψ
ψ
ω ψ ψ
+ + +
+ + +
+
+
+ + + +
+ + + +









+ +



= − − +




(2.13)
Ở trên đã nhận xét: vector từ thông stator luôn đứng vuông góc với vector điện
áp stator. Trong tương quan cố định đó, việc hướng của vector nào được chọn làm
hướng tựa cho hệ thống điều chỉnh không có ý nghĩa quyết định nữa. Nếu tựa:
•
theo hướng từ thông stator ta có:
0, 0
sd sq
u
ψ
+ +
+ +
= =
•
theo hướng điện áp stator ta có:
0, 0
sq sd
u
ψ
+ +
+ +
= =
Hệ phương trình (2.13) cũng có thể được viết lại dưới dạng mô hình trạng thái
như sau:
A B B
s r
s r
dx

x u u
dt
+
+ + +
+ + +
+
+ + +
= + +
(2.14)
Trong đó:
•
vector trạng thái
/ /T
rd rq sd sq
x i i
ψ ψ
+ + + + +
+ + + + +
 
=
 
•
T
s sd sq
u u u
+ + +
+ + +
 
=
 

là vector biến vào phía stator
•
T
r rd rq
u u u
+ + +
+ + +
 
=
 
là vector biến vào phía rotor
Ma trận hệ thống A
+
, ma trận vào phía stator B
s
+
, và ma trận vào phía rotor B
r
+
có công thức như sau:
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 11 - Chuyên ngành tự động hoá
1 1 1 1 1
1 1 1 1 1
A
1 1
0
1 1
0

r
r s s
r
r s s
s
s s
s
s s
T T T
T T T
T T
T T
σ σ σ
ω ω
σ σ σ
σ σ σ
ω ω
σ σ σ
ω
ω
+
+
+
 
 
− − −
− + −
 
 ÷
 

 
 
 
− − −
 
− − +
 ÷
 
 
=
 
 
−
 
 
 
−
 
 
(2.15a)
1
0
1
0
B
1
0
1
0
m

m
s
m
m
L
L
L
L
σ
σ
σ
σ
+
−
 
−
 
 
−
 
−
 
 
=
 
 
 
 
 
 

;
1
0
1
0
B
0 0
0 0
r
r
r
L
L
σ
σ
+
 
 
 
 
=
 
 
 
 
 
(2.15b,c)
Từ phương trình (2.14) ta xây dựng được mô hình trạng thái của
MĐKĐBRTDQ như ở hình 2.3.
Hình 2.3 Mô hình trạng thái của MĐKĐBRTDQ

Hệ phương trình mô tả mô hình dòng rotor của MĐKĐBRTDQ sau khi được
tách ra như sau:
/ /
/ /
1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 1 1
rd
rd r rq sd sq rd sd
r s s r m
rq
r rd rq sd sq rq sq
r s s r m
di
i i u u
dt T T T L L
di
i i u u
dt T T T L L
σ σ σ
ω ψ ωψ
σ σ σ σ σ
σ σ σ
ω ωψ ψ
σ σ σ σ σ
+
+ + + + + +
+
+ + + + + + +
+
+

+ + + + + +
+ + + + + + +

   
− − −
= − + + + − + −

 ÷  ÷
   


   
− − −

= − − + + + + −
 ÷  ÷

   

(2.16a,b)
Đặt a =








−

+
sr
TT
σ
σ
σ
11
; b =
σ
σ
−
1
; c =
1
r
L
σ
; d =
m
L
σ
σ
−
1
; e =
s
T
σ
σ
−

1
Khi đó mô hình dòng rotor được viết dưới dạng:
/ /
/ /
rd
rd r rq sd sq rd sd
rq
r rd rq sd sq rq sq
di
ai i e b cu du
dt
di
i ai b e cu du
dt
ω ψ ωψ
ω ωψ ψ
+
+ + + + + +
+
+ + + + + + +
+
+
+ + + + + +
+ + + + + + +

= − + + − + −





= − − + + + −


(2.17a,b)
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 12 - Chuyên ngành tự động hoá
2.3.1.2 Mô hình trạng thái liên tục của MĐKĐBRTDQ cho thành phần thứ tự
ngược
Sau khi chuyển (2.6), (2.7), (2.8) sang biểu diễn trên hệ tọa độ dq
-
là hệ toạ
độ quay với vận tốc góc
s
ω
−
so với hệ toạ độ cố định ta thu được hệ phương trình
sau:
u i
u i
i i
i i
s
s
s s s s
r
r
r r r r
s r
s s m

s r
r m r
d
R j
dt
d
R j
dt
L L
L L
ω
ω
−
−
−
− −
−
− −
−
−
−
− −
−
− − −
− −
−
− −
−
− −
−

− −
−

ψ
= + + ψ



ψ

= + + ψ


ψ = +

ψ = +


(2.18a,b,c,d)
với
r s
ω ω ω
−
= − −
(2.19)
Chỉ số phía trên bên phải “-” để chỉ hệ tọa độ quay dq
-
, chỉ số "-" phía dưới
bên phải để chỉ thành phần thứ tự ngược.
Do thiết bị điều khiển được đặt ở phía rotor và ta có cơ hội để sử dụng dòng

rotor làm biến điều khiển trạng thái của đối tượng MĐKĐBRTDQ. Vì vậy ta sẽ tìm
cách thông qua 2 phương trình từ thông (2.18c,d) khử dòng stator
-
s-
i
và từ thông
rotor
r
ψ
−
−
, giữ lại dòng rotor
-
r-
i
và từ thông stator
s
ψ
−
−
rồi thay vào 2 phương trình
(2.18a,b) và biến đổi ta có:
/ -
r- s-
/
/ -
s-
i
1 1 1 1 1 1 1
i i u u

1 1 1
i u
r
r r
r s
r s s r m
s
r
s s
s s m
d
j j
dt T T T L L
d
j
dt T T L
σ σ σ
ω ω
σ σ σ σ
ω
−
− −
− −
−
− −
− − −
−
−
−
−

−
−

   
− − −
= − + − + + ψ + −

 ÷  ÷
   


ψ
 

= − + ψ +
 ÷

 

(2.20)
với
/
/
s m
s
L
ψ
−
−
−

−
ψ =
Viết (2.20) dưới dạng thành phần ta sẽ thu được mô hình điện toàn phần của
MĐKĐBRTDQ cho thành phần thứ tự ngược như (2.21).
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 13 - Chuyên ngành tự động hoá
/ /
/ /
/
1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 1 1
1
rd
rd r rq sd sq rd sd
r s s r m
rq
r rd rq sd sq rq sq
r s s r m
sd
rd
s
di
i i u u
dt T T T L L
di
i i u u
dt T T T L L
d
i

dt T
σ σ σ
ω ψ ω ψ
σ σ σ σ σ
σ σ σ
ω ω ψ ψ
σ σ σ σ σ
ψ
−
− − − − − −
−
− − − − − − − −
−
−
− − − − − −
− − − − − − − −
−
−
   
− − −
= − + + + − + −
 ÷  ÷
   
   
− − −
= − − + + + + −
 ÷  ÷
   
=
/ /

/
/ /
1 1
1 1 1
sd s sq sd
s m
sq
rq s sd sq sq
s s m
u
T L
d
i u
dt T T L
ψ ω ψ
ψ
ω ψ ψ
− − − −
− − − −
−
−
− − − −
− − − −










− + +



= − − +



(2.21)
Hệ phương trình (2.21) cũng có thể được viết lại dưới dạng mô hình trạng
thái như sau:
A B B
s r
s r
dx
x u u
dt
−
− − −
− − −
−
− − −
= + +
(2.22)
Trong đó:
•
vector trạng thái
/ /T

rd rq sd sq
x i i
ψ ψ
− − − − −
− − − − −
 
=
 
•
T
s sd sq
u u u
− − −
− − −
 
=
 
là vector biến vào phía stator
•
T
r rd rq
u u u
− − −
− − −
 
=
 
là vector biến vào phía rotor
Ma trận hệ thống A
-

, ma trận vào phía stator B
s
-
, và ma trận vào phía rotor B
r
-
có công thức như sau:
1 1 1 1 1
1 1 1 1 1
A
1 1
0
1 1
0
r
r s s
r
r s s
s
s s
s
s s
T T T
T T T
T T
T T
σ σ σ
ω ω
σ σ σ
σ σ σ

ω ω
σ σ σ
ω
ω
− −
− −
−
 
 
− − −
− + −
 
 ÷
 
 
 
 
− − −
 
− − +
 ÷
 
 
=
 
 
−
 
 
 

−
 
 
(2.23a)
1
0
1
0
B
1
0
1
0
m
m
s
m
m
L
L
L
L
σ
σ
σ
σ
−
−
 
−

 
 
−
 
−
 
 
=
 
 
 
 
 
 
;
1
0
1
0
B
0 0
0 0
r
r
r
L
L
σ
σ
−

 
 
 
 
=
 
 
 
 
 
(2.23b,c)
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 14 - Chuyên ngành tự động hoá
Từ phương trình (2.22) ta xây dựng được mô hình trạng thái của
MĐKĐBRTDQ như ở hình 2.4.
Hình 2.4 Mô hình trạng thái của MĐKĐBRTDQ
Hệ phương trình mô tả mô hình dòng rotor của MĐKĐBRTDQ sau khi được
tách ra như sau:
/ /
/ /
1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 1 1
rd
rd r rq sd sq rd sd
r s s r m
rq
r rd rq sd sq rq sq
r s s r m
di

i i u u
dt T T T L L
di
i i u u
dt T T T L L
σ σ σ
ω ψ ω ψ
σ σ σ σ σ
σ σ σ
ω ω ψ ψ
σ σ σ σ σ
−
− − − − − −
−
− − − − − − − −
−
−
− − − − − −
− − − − − − − −

   
− − −
= − + + + − + −

 ÷  ÷
   


   
− − −


= − − + + + + −
 ÷  ÷

   

(2.24a,b)
Đặt a =








−
+
sr
TT
σ
σ
σ
11
; b =
σ
σ
−
1
; c =

1
r
L
σ
; d =
m
L
σ
σ
−
1
; e =
s
T
σ
σ
−
1
Khi đó mô hình dòng rotor được viết dưới dạng:
/ /
/ /
rd
rd r rq sd sq rd sd
rq
r rd rq sd sq rq sq
di
ai i e b cu du
dt
di
i ai b e cu du

dt
ω ψ ω ψ
ω ω ψ ψ
−
− − − − − −
−
− − − − − − − −
−
−
− − − − − −
− − − − − − − −

= − + + − + −




= − − + + + −


(2.25a,b)
2.4 Mô hình toàn học phía lưới
2.4.1 Mô hình trạng thái liên tục phía lưới cho thành phần thứ tự thuận
Hình 2.8 mô tả sơ đồ nguyên lý phía lưới điện sau khi đã tách ra từ mô hình
tổng thể toàn hệ thống:
DSP
3~
BiÕn ¸p
L íi
®iÖn

3~
3~
U
DC
L
D
R
D
CL
Filter
Hình 2.5 Sơ đồ nguyên lý phía lưới
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 15 - Chuyên ngành tự động hoá
Hình 2.6 Sơ đồ tổng quát mạch điện phía lưới
Hình 2.7 Sơ đồ thay thế
Phương trình định luật Kirchoff viết cho mạch ở đầu ra của khâu chỉnh lưu
phía lưới thành phần thứ tự thuận nhận được từ hình 2.11:
i
u i e
s
s s s
N
N
N N
D D
d
R L
dt
+

+
+ +
= + +
(2.33)
Chuyển phương trình (2.33) sang hệ tọa độ THĐAL thành phần thứ tự thuận
quay với tốc độ
N S
ω ω
=
, ta được:
i
u i i e
N
N N
N N
D D N D
d
R L j L
dt
ω
+
+ + + +
+
+ +
+ +
= + + +
(2.34)
Hình 2.8 Sơ đồ tối giản mạch điện phía lưới
Viết (2.34) dưới dạng thành phần trên hai trục tọa độ dq
+

THĐAL thành
phần thứ tự thuận, ta có hệ phương trình trạng thái mô tả hệ thống phía lưới:
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 16 - Chuyên ngành tự động hoá
1 1
- ( - )
1 1
- - ( - )
Nd
Nd N Nq Nd Nd
D D
Nq
N Nd Nq Nq Nq
D D
di
i i u e
dt T L
di
i i u e
dt T L
ω
ω
+
+ + + +
+
+ + + +
+
+
+ + + +

+ + + +

= + +




= +


(2.35)
Hệ phương trình (2.35) có thể viết dưới dạng mô hình trạng thái như sau:

+
x
A x B u
d
dt
+ + + +
= +
(2.36)
Trong đó:
1
A
1
N
D
N
D
T

T
ω
ω
+
 
−
 
 
=
 
− −
 
 
là ma trận hệ thống;
1
0
B
1
0
D
D
L
L
+
 
 
 
=
 
 

 
là ma trận đầu vào
x
Nd
Nq
i
i
+
+
+
+
+
 
=
 
 
 
là vector trạng thái;
u
Nd Nd
Nq Nq
u e
u e
+ +
+
+ +
+ +
+ +
 
−

=
 
−
 
 
là vector đầu vào
2.4.2 Mô hình trạng thái liên tục phía lưới cho thành phần thứ tự ngược
Trên hệ toạ độ quay ngược dq
-
quay với tốc độ
s
ω
−
, mô hình liên tục phía
lưới cho thành phần thứ tự ngược hoàn toàn tương tự như trên hệ toạ độ quay thuận
cho thành phần thứ tự thuân, cụ thể là:
1 1
- ( - )
1 1
- - ( - )
Nd
Nd N Nq Nd Nd
D D
Nq
N Nd Nq Nq Nq
D D
di
i i u e
dt T L
di

i i u e
dt T L
ω
ω
−
− − − −
−
− − − −
−
−
− − − −
− − − −

= + +




= +


(2.35)
Hệ phương trình (2.35) có thể viết dưới dạng mô hình trạng thái như sau:

-
x
A x B u
d
dt
− − − −

= +
(2.36)
Trong đó:
1
A
1
N
D
N
D
T
T
ω
ω
−
 
−
 
 
=
 
− −
 
 
là ma trận hệ thống;
1
0
B
1
0

D
D
L
L
−
 
 
 
=
 
 
 
là ma trận đầu vào
x
Nd
Nq
i
i
−
−
−
−
−
 
=
 
 
 
là vector trạng thái;
u

Nd Nd
Nq Nq
u e
u e
− −
−
− −
− −
− −
 
−
=
 
−
 
 
là vector đầu vào
Kết luận chương 2 : Trong chương 2 này đã đưa ra được mô hình toán học
MĐKĐBRTDQ, mô hình toán học phía lưới, đồng thời đưa ra được cấu trúc điều
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 17 - Chuyên ngành tự động hoá
khiển của hệ thống điều khiển phía lưới, vai trò và tính phi tuyến mạnh của mô
hình dòng MĐRTDQ trong trường hợp lỗi lưới làm cơ sở cho việc thiết kế bộ điều
chỉnh dòng phía máy phát.
Chương 3
PHÂN TÍCH LỰA CHỌN PHƯƠNG ÁN ĐIỀU KHIỂN ĐỐI TƯỢNG
3.1. Khái quát các phương pháp đã áp dụng và lựa chọn phương pháp điều
khiển.
Cho đến nay, thực tế đều sử dụng các phương pháp điều khiển tuyến tính [ 6]

[34], [35], trong đó khâu điều chỉnh dòng được tổng hợp theo các phương pháp
tuyến tính và đã giải quyết được những vấn đề sau: Điều khiển phân ly (tách kênh)
công suất tác dụng và công suất phản kháng phát lên lưới thông qua
MĐKĐBRTDQ; Ổn định đối với dao động của điện áp lưới; Ổn định đối với dao
động của từ thông khi lỗi lưới; Vấn đề tốc độ máy phát thay đổi ở chế độ bình
thường.
Để thực hiện phân ly (tách kênh) các thành phần i
rd
(tạo công suất hữu công)
và i
rq
(tạo công suất vô công) của dòng rotor, trên cơ sở đó để thực hiện điều khiển
phân ly công suất tác dụng máy phát và công suất vô công máy phát, các tài liệu
[35], [36], [39] đã thực hiện bù thành phần liên kết ngang và .
Về vấn đề ổn định đối với dao động của điện áp lưới, cho đến nay các biện
pháp sau đã được thực hiện: bù trực tiếp điện áp lưới và bù thông qua sức phản điện
động cảm ứng trong mạch rotor E (được ước lượng) và sử dụng “active resistance”
để làm tăng sự tắt dần của E.
Để nâng cao tính ổn định của hệ thống PĐSG sử dụng MĐKĐBRTDQ khi
làm việc với lưới có công suất vô cùng lớn, trên cơ sở các phương pháp, giải pháp
điều khiển đã áp dụng. Trong luận văn này, tác giả lựa chọn phương pháp điều
khiển theo mô hình nội IMC để:
+ Thực hiện tách kênh P,Q.
+ Bù nhiễu thông qua bù sức phản điện động.
+ Giảm ảnh hưởng của nhiễu hệ thống thông qua sức phản điện động.
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

r rd
i
ω

r rq
i
ω
Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 18 - Chuyên ngành tự động hoá
+ Thực hiện tách các thành phần đối xứng và điều khiển để triệt tiêu thành
phần thứ tự ngược.
3.1.1 Sơ đồ cấu trúc điều khiển phía máy phát
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

DFIG
NLMP
SVPWM
( )
s
j
e
θ θ
−
DCDT
Tính
toán
dòng
điện
đặt
DCDN
( )
s
j
e
θ θ

− −
TTTT&N
TTTT&N
r
u
αβ
+
+
*
s
Q
*
s
P
Mục
tiêu
Encoder
PLL
dt
∫
sabc
u
sabc
i
ω
θ
s
θ
Quan sát
từ thông

sdq
ψ
+
+
sdq
ψ
−
−
rrst
i
rdq
i
+
+
rdq
i
−
−
sdq
u
+
+ sdq
u
−
−
sdq
i
+
+ sdq
i

−
−
*
rdq
i
+
+
*
rdq
i
−
−
*
rdq
u
+
+
*
rdq
u
−
−
s
ω
DCDT: Khâu điều chỉnh dòng
thứ tự thuận
DCDN: Khâu điều chỉnh dòng
thứ tự ngược
TTTT&N: Tính toán các
thành phần thứ tự thuận và

ngược
PLL: Đo góc pha và tần số
góc điện áp stator
Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 19 - Chuyên ngành tự động hoá
Hình 3.1 Cấu trúc điều chỉnh máy phát trong hệ thống phát điện chạy sức gió sử
dụng MĐKĐBRTDQ có sử dụng khâu điều chỉnh IMC và kể đến lưới không cân
bằng
3.1.2 Tính toán giá trị đặt cho điều khiển phía máy phát
Theo (2.5), các vector dòng điện, điện áp, từ thông staor và rotor được phân
tích thành các thành phần thứ tự thuận và ngược trong các hệ toạ độ quay thuận và
ngược như sau:
2 2
+ + + + + + + +
sdq sdq+ sdq- sdq+ sdq sdq+ sdq- sdq+
2 2
+ + + + + + + +
sdq sdq+ sdq- sdq+ rdq rdq+ rdq- rdq+
2
+ + + +
rdq rdq+ rdq- rdq+
; ;
;
s s
s s
j t j t
sdq sdq
j t j t
sdq rdq
j
rdq

u u u u u e i i i i i e
e u u u u u e
i i i i i e
ω ω
ω ω
ψ ψ ψ ψ ψ
− −
− −
− −
− −
− −
− −
−
−
−
= + = + = + = +
= + = + = + = +
= + = +
2
+ + + +
rdq rdq+ rdq- rdq+
; ;
s s
t j t
rdq
e
ω ω
ψ ψ ψ ψ ψ
−
−

−
= + = +
(3.1)
Các phương trình cân bằng điện áp stator và rotor trong hệ toạ độ quay thuận
dq+ của MĐKĐBRTDQ được mô tả như sau:

+
sdq
+
+ +
sdq
sdq s s sdq
+
rdq
+
+ +
rdq
rdq r r rdq
d
u R i j
dt
d
u R i j
dt
ψ
ω ψ
ψ
ω ψ
+


= + +




= + +


(3.2a,b)
Từ (3.1), phương trình (3.2a) được viết lại như sau:
2 2
2 2 2
( ) ( )
2 ( ) ( )
s s
s s s
sdq sdq
j t j t
+
sdq sdq
r s s sdq+ sdq s sdq sdq
sdq sdq
j t j t j t
s sdq s sdq sdq s sdq s rdq
d d
d
u R i j j e j e
dt dt dt
j e j e j e
ω ω

ω ω ω
ψ ψ
ω ψ ω ψ ψ ψ ω ψ ψ
ω ψ ω ψ ψ ω ψ ω ψ
+ +
+ + + +
− −
− + −
− + −
− − −
− + − + −
− + − + −
= + + ≈ + = + + +
= − + + = −

(3.3)
Từ (3.1), phương trình (3.2b) được viết lại như sau:
2
2 2 2
2
( )
( ) 2 ( )
( )
s
s s s
s
rdq rdq
j t
+
rdq rdq

r r r rdq+ rdq
rdq rdq
j t j t j t
r rdq rdq s rdq r rdq rdq
j t
r rdq r rdq
d d
d
u R i j j e
dt dt dt
j e j e j e
j e
ω
ω ω ω
ω
ψ ψ
ω ψ ω ψ ψ ψ
ω ψ ψ ω ψ ω ψ ψ
ω ψ ω ψ
+ +
+ + + +
−
−
+ + −
− − −
+ − − + −
+ + − − + + −
−
+ −
+ + − −

= + + ≈ + = + +
+ + = − + +
= +
(3.4)
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 20 - Chuyên ngành tự động hoá
Công suất hữu công và vô công stator mà máy phát phát ra có thể được xác
định như sau:
s0 sin 2 cos2 s
s0 sin 2 cos2 s
ˆ
3 [P sin(2 ) os(2 )]
+j[Q sin(2 ) os(2 )]
s s sdq sdq s s s
s s s
P jQ u i P t P c t
Q t Q c t
ω ω
ω ω
+ +
+ = − = + +
+ +
(3.5)
Trong đó:
ˆ
sdq
i
+
- là vector phức liên hợp của

sdq
i
+
Có thể viết lại (3.5) dưới dạng ma trận như sau:
0
0
sin 2
cos 2
sin 2
os2
1
3
s
sd sq sd sq
s
sq sd sq sd
s
sq sd sq sd
s
sd sq sd sq
s
s
sd sq sq sd
sc
sq sd sq sd
P
u u u u
Q
u u u u
P

u u u u
P
u u u u
L
Q
u u u u
Q
u u u u
+ + − −
+ + − −
+ + − −
+ + − −
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
 
 
 
 
− −
 
 
 
 
− −

= −
 
 

 

 
− −

 
− −
 

 
 
3
sd
sq
sd
sq
sd sq sd sq
sq sd sq sd rd
sq sd sq sd r
m
sd sq sd sq
s
sd sq sq sd
sq sd sq sd
u u u u
u u u u i

u u u u i
L
u u u u
L
u u u u
u u u u
ψ
ψ
ψ
ψ
+
+
+
+
−
−
−
−
+ + − −
+ + − −
+ + − − +
+ + − − +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +
− − + +

 
 
 
+
 

 

 
 


 
 
− −
 
 
− −
+
 
 
 
− −
 
− −
 
 
q
rd
rq

i
i
+
+
−
−
−
−
 
 
 
 
 
 
 
(3.6)
Kết hợp với (3.6), ta xác định được các giá trị đặt của thành phần thứ tự
thuận của dòng rotor như sau:
*
0
1
*
0
1 1
3
3
sd
srd sq
s
srq sd

m s
sq
Pi
L
M N
Qi
L L
ψ
ψ
ψ
ψ
+
+
+ +
+ +
−
+ −
+ −
−
−
 
 
 ÷
 
 
 
 ÷
 
= +
 

 
 ÷
 
 
 
 
 ÷
 
 ÷
 
 
 
(3.7)
Trong đó:
,
sd sq sd sq sd sq
sq sd sq sd sq sd
u u u u u u
M N
u u u u u u
+ + + + − −
+ + + + − −
+ + + + − −
+ + + + − −
   
= =
   
− − −
   
   

3.2. Giới thiệu phương pháp điều khiển theo mô hình nội IMC
Hiện nay về phương diện lý thuyết có nhiều phương pháp thiết kế phi tuyến,
như phương pháp tuyến tính hoá chính xác, phương pháp tựa phẳng, điều khiển mờ,
mạng nơ ron Trong đề tài này áp dụng phương pháp điều khiển theo mô hình nội
IMC cho DFIG.
Có rất nhiều trang trại phong năng sử dụng các tuốc bin gió dùng
MĐKĐBRTDQ (DFIG); loại này cho một số ưu điểm so với các máy phát có tốc độ
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 21 - Chuyên ngành tự động hoá
cố định. Bộ biến đổi của mạch kích từ (DFIG) bao gồm một bộ biến đổi nguồn áp
sử dụng các phần tử bán dẫn điều khiển hoàn toàn. Bộ biến đổi ở phía máy phát đưa
dòng kích từ với tần số thay đổi được vào trong dây quấn Roto thông qua vành
trượt. Điều này cho phép duy trì dòng stato bằng với tần số của lưới trong khi bộ
biến đổi phía lưới được cung cấp điện áp một chiều ổn định cho bộ biến đổi.
Để đạt được các mục tiêu này, đề xuất ra một sơ đồ điều khiển tổng thể dựa
trên hệ thống DFIG. Bao gồm phần điều khiển cho tuốc bin gió và phần điều khiển
cho DFIG. Trong thực tế giải pháp điều khiển tỉ lệ tích phân (PI) đã được sử dụng
rộng rãi. Tuy nhiên việc thiết lập các thông số cho bộ điều khiển PI vẫn là một vấn
đề đáng quan tâm.
Bộ điều khiển theo mô hình nội là một giải pháp điều khiển quá trình được
đề xuất vào năm 1982 và đã được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp. [48] Sử dụng
IMC để chế ngự các lỗi trong DFIG. [49] Mô tả bộ điều khiển mô hình nội thích
nghi mẫu - mô hình trực tiếp cho DFIG.
Trong phần này giới thiệu phương pháp điều khiển cho cả hai bộ biến đổi
cho DFIG. Áp dụng cách thức điều khiển vòng kép dựa trên IMC. Đối với (MVSC
- Bộ biến đổi nguồn áp phía máy phát) bộ biến đổi sử dụng vòng phân ly là vòng
bên trong. Đối với (GVSC - Bộ biến đổi phía lưới) điện áp một chiều và công suất
phản kháng được điều khiển ở vòng ngoài. Vòng trong vẫn dùng để điều khiển
dòng điện. Trình tự thiết kế chi tiết được mô tả và các kết quả mô phỏng được đưa

ra để khẳng định tính đúng đắn của giải pháp điều khiển.
Cấu trúc kinh điển của IMC được trình bày trong hình. Các hàm truyền
G
p
(s), G
m
(s), G
c
(s), G
f
(s) và G
w
(s) biểu diễn cho đối tượng, mô hình, bộ biến đổi,
mặch lọc và tính hiệu đặt đầu vào; w(s), y(s), e(s) lần lượt là các hàm đầu vào, đầu
ra và hàm nhiễu. F(s) là hàm điều khiển của IMC. Gỉa thiết G
w
(s) = 1 khi đó theo
hình 3. 2 ta có:

( ) ( )
( ) ( )
1 ( ) ( )[ ( ) ( )]
( )[1 ( ) ( ) ( )]
( )
1 ( ) ( )[ ( ) ( )]
c p
c f p m
p c f m
c f p m
G s G s

y s w s
G s G s G s G s
G s G s G s G s
e s
G s G s G s G s
= +
+ −
−
+ −
(3.8)
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 22 - Chuyên ngành tự động hoá
Hình 3.2 Cấu trúc bộ điều khiển theo mô hình nội
Nếu mô hình có thể biểu diễn cho đối tượng một cách chính xác. Điều đó có
nghĩa là G
p
(s) = G
m
(s) thì hàm truyền đầu vào của vòng kín hệ thống chỉ phụ thuộc
vào nhánh truyền thẳng F
o
(s) = G
c
(s) G
p
(s) . Điều này có nghĩa là mô hình chính
xác, phân tích tính ổn định chỉ để cập đến ổn định vòng hở của cấu trúc IMC.
Theo như thuộc tính của IMC, BĐK lý tưởng G
c

(s) = G
-1

p
(s) có thể thu được
dưới điều khiển là đối tượng dịch và mô hình chính xác. Do vậy điều khiển tiên
quyết là mô hình chính xác. Để giữ cho bộ điều khiển G
c
(s) là ổn định thì G
c
(s) có
thể được định nghĩa như sau.

1
( ) ( )
n
c m
G s G s
s
α
α
−
 
=
 ÷
+
 
(3.9)
Trong đó n được chọn bởi mô hình của hàm truyền nhằm đảm bảo cho tính
ổn định của G

c
(s). Giả thiết rằng e(s) = 0 thì G
f
(s) = 1, hàm truyền vòng kín G
cl
(s)
là:

( ) ( )
( )
1 ( )[ ( ) ( )]
c p
cl
c p m
G s G s
G s
G s G s G s
=
+ −
(3.10)
Nếu mô hình là chính xác, thay (3.2) vào (3.3) dẫn đến:

( )
n
cl
G s
s
α
α
 

=
 ÷
+
 
(3.11)

( )
( )
1 ( ) ( )
c
c m
G s
F s
G s G s
=
−
(3.12)
Đối với hệ thống bậc một, tức là n=1. IMC khi đó được biến đổi sang dạng
điều khiển (PI)

( )
( )
i
p
m
k
F s k
sG s s
α
= = +

(3.13)
Do vậy, dựa trên nguyên tắc IMC ta có thể dễ dàng thu được thông số bộ
điều khiển (PI): K
P,
K
I
của hệ thống bậc một. Khi đó hàm truyền giữa nhiễu đầu vào
và đầu ra được viết như sau:
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 23 - Chuyên ngành tự động hoá

( )[1 ( ) ( )] ( ) ( )
( )
1 ( )[ ( ) ( )] 1 ( ) ( )
p c m p p
e
c p m p
G s G s G s G s sG s
G s
G s G s G s F s G s s
α
−
= = =
+ − + +
(3.14)
Nếu tín hiệu đầu vào nhiễu là hàm bước nhảy e(s) = 1/s đáp ứng xác lập của
nhiễu có thể được tính toán như sau:

0 0 0

( ) ( )
1
lim ( ) ( ) lim lim 0
p p
e
s s s
sG s sG s
sG s e s s
s s s
α α
→ → →
= = =
+ +
(3.15)
Phương trình (3.15) chỉ ra rằng đặc tính đáp ứng động của nhiễu đầu vào liên
quan đến hàm truyền của đối tượng G
p
(s). Trên thực tế đặc tính đáp ứng động của
đối tượng không được tốt như hàm truyền của vòng kín.
Do đó đầu vào nhiễu sẽ gây ra một tác động lên đáp ứng của hệ thống. Lý do
là vì phản hồi âm trạng thái được đưa vào ở đây nhằm hạn chế ảnh hưởng của nhiễu
và cải thiện độ bền vững của hệ thống điều khiển. Giả thiết rằng G
f
(s) =1 và G
w
(s)
=1, mô hình IMC nâng cấp được thể hiện như hình (3)
Hình 3.3 Bộ điều khiển nâng cấp dựa trên nguyên tắc IMC

( )

( )( )
i
p
m
m
k k
k
F s k
sG s s ssG s
α
α α α
+
= = + = +
%
(3.16)
Từ hình (3) hàm truyền giữa e(s) và đầu ra là:

1
( )
1
( )
1 ( ) ( )
p
e
p p
G s
s s
G s
s kG s s G s k
α α

−
= =
+ + + +
(3.17)
Bằng cách lựa chọn thông số K phù hợp. Đặc tính động của nhiễu có thể
được loại bỏ đi đáng kể trong khi phản hồi âm không làm thay đổi thuộc tính sai
lệch tĩnh của hệ thống. Nếu hệ thống là bậc một thì phương trình (3.10) của hệ
thống được rút gọn như (3.11).

2
( )
( )
e
s
G s K
s
α
=
+
(3.18)
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 24 - Chuyên ngành tự động hoá
So sánh (3.11) với (3.4) ta dễ dàng kết luận hàm truyền vòng kín của hệ
thống có cùng điểm cực vòng kín với của nhiễu. Do đó lựa chọn thông số phản hồi
K phù hợp có thể giữ nguyên đặc tính đáp ứng hệ thống giữa nhiễu và tín hiệu đặt.
Và đảm bảo hệ thống không có sai lệch tĩnh khi có nhiễu ở đầu vào.
Mục đích của điều khiển dòng điện bên trong là để bám theo giá trị đặt của
Roto và điện áp đầu ra kích thích các phương trình thu được như sau:

1
sd s
sd s rd sd sq
m
d R
V R I
dt L
ψ
ψ ωψ
′
= − + + +
′
(3.19)

1
sq s sq
sq s rq sd
m
d R
V R I
dt L
ψ ψ
ωψ
′
= − + + −
′
(3.20)

2 2
2

( )
rd sd
rd r rd rq rq
rd
r s rd rq d
dI d
V R I L L I
dt dt
dI
R R I L L I E
dt
σ σ
σ σ
ψ
ω ω ψ
ω
′
′ ′ ′ ′ ′
= + + + +
′
′ ′ ′
= + + + +
(3.21)

2
( )
rq
rq r s rq rd q
dI
V R R I L L I E

dt
σ σ
ω
′
′ ′ ′ ′
= + + − +
(3.22)

s sd
d sd r sq
m
R
E V
L
ψ
ω ψ
= − +
′
(3.23)

s sq
q sq r sd
m
R
E V
L
ψ
ωψ
= − −
′

(3.24)
Trong đó E
d
; E
q
được dùng để định nghĩa cho thành phần dq của sức phản
điện động phía Roto.
Theo nguyên tắc IMC bộ điều khiển có thể được thiết kế như trong hình (4).
Để đưa ra điều khiển tách kênh. Các bộ điều khiển dòng điện của trục d ,q biểu diễn
như :

1
( )
p
r s
G s
L s R R
σ
=
′
+ +
%
(3.25)
Bộ điều khiển trình bày trong hình 4 có bộ đánh giá trục d ,q của sức phản
điện động và có thể được
xem như là nhiều.
Do đăc trưng của IMC là sẽ không tạo ra sai lệch tĩnh với đầu vào nhiều,do
đó nó được dùng để loại bỏ sức phản điện động E (BMF) lên chất lượng làm việc
xác lập của DFIG. Để đạt được điều này bộ điều khiển dòng điện sử dụng phản hồi
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

ˆ
ˆ ˆ
ˆ ˆ
s sd
d sd r sq
m
R
E V
L
ψ
ωψ
= − +
′
ˆ
ˆ ˆ
ˆ ˆ
s sq
q sq r sd
m
R
E V
L
ψ
ω ψ
= − −
′
d q r s
k k k L R R
σ

α
′
= = = − −
p pd pq
k k k L
σ
α
′ ′ ′
= = =
Luận văn thạc sỹ kỹ thuật - 25 - Chuyên ngành tự động hoá
âm K
d
;K
q
để tạo ra hàm truyền vòng kín cho hệ thống và nhiều sẽ củng cố các điểm
cực của vòng kín. Điều này góp phần cải thiện đặc tính động DFIG

( ) ( ) ( )
i
p r s p
k
F s G s L s R R k
s s s
σ
α α
′
′ ′
= = + + = +
%
(3.26)

Các thông số và
của bộ điều khiển PI ;α có thể rút ra từ những điểm cực mong muốn của hàm truyền
vòng kín trong phương trình 4. Trong khi đó K
d
;K
q
có thể thu được bằng cách giải
hàm truyền vòng kín (11) của đầu vào nhiều.

( )
2
1
1
( )
( )
e
p
s s
G s K
s
G s k
s
α
α
−
= =
+
+
+
%

(3.27)
Từ (3.27) có thể thu được
3.3. Áp dụng phương pháp điều khiển IMC cho điều khiển mạch vòng dòng
điện phía máy phát
3.3.1 Áp dụng phương pháp IMC trong thiết kế điều kiển thành phần trục d
phía máy phát.
a) Phương trình mô tả mô hình dòng điện trên trục d:
22
2
1
.
1
mrs
m
m
mrs
m
m
LLL
L
L
LLL
L
L
−
=
−
=
−
σ

σ
)(
.
1
2
2
2
2
mrss
ms
s
s
msr
m
s
LLLR
LL
R
L
LLL
L
T
−
=
−
=
−
σ
σ
sd

msr
m
rd
mrs
s
sq
mrs
m
sd
mrss
ms
rqrrd
mrss
mssrrd
U
LLL
L
U
LLL
L
LLL
L
LLLL
LR
ii
LLLL
LRLR
dt
di
222

2
2
2
2
22
' '
)(
.
)(
−
−
−
+
−
−
−
++
−
+
−=⇒
ψωψω
(3.28)
sd
mrs
m
rd
mrs
s
sq
mrs

m
sd
msrs
ms
rqrrd
mrss
mssrrd
U
LLL
L
U
LLL
L
LLL
L
LLLL
LR
ii
LLLL
LRLR
dt
di
22222
22
.
)(
.
)(
)(
−

−
−
+
−
−
−
++
−
+
−=⇒
ω ψψω
(3.29)
2
2 2 2 2
2 2
( )
( ) ( )
rd
s s r m
r s s m rd s s r m r rd s m sd s m sq s rd s m sd
s s
di
L L L L
R L R L i L L L L i R L L L LU L L U
dt
L L
ω ψ ω ψ
−
− + + − + − + −
⇒ =

rdarsrd
rd
iRRRU
dt
di
L )'('
++−=
σ
(3.30)
∫
+=⇒
edtKeKU
iprd
.'
(3.31)
HV: Trần Đức Quỳnh Lâm HDKH TS. Cao Xuân Tuyển

( )
i id iq r s
k k k R R k
α
′ ′ ′ ′
= = = + +