Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC

502 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải
VCM2012
Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm
cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC
A Three-level Pulse Width Modulation
to balance Neutral Point Voltage in Three-level NPC Inverter
Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải
Trường Đại Học Bách Khoa Tp Hồ Chí Minh
E-mail(s): ; ; ;

Tóm tắt
Trong bài báo này, trình bày kỹ thuật điều chế chuyển mạch hai và ba bậc sử dụng hàm offset để cân bằng
điện áp giữa hai tụ điện một chiều trong bộ nghịch lưu áp 3 bậc dạng diode kẹp. Kỹ thuật này dựa trên cơ sở sử
dụng hàm offset cục bộ, thông qua các tín hiệu hồi tiếp của dòng điện tải và điện áp trên 2 tụ điện một chiều để
tính toán giá trị và chiều dòng điện chạy qua điểm giữa 2 tụ điện. Với kỹ thuật điều chế sóng mang kết hợp sử
dụng hàm offset linh hoạt, kỹ thuật này đã kiểm soát và duy trì sự cân bằng điện áp trên 2 tụ điện. Kết quả của
giải thuật được kiểm chứng qua mô phỏng và qua quá trình thực nghiệm.
Abstract
This paper presents a novel offset based two and three-level pulse width modulations to balance neutral
point voltage in three-level neutral point clamped inverter. The proposed method uses local offset voltages to
calculate the value and identify the direction of neutral point current between two capacitors through the
feedback signals of load currents and two capacitor voltages. With the pulse width modulation method and
flexible offset voltages, the proposed method can control and maintain the balance voltages between two
capacitors. Simulation and experimental results are provided in order to validate the proposed method.

Ký hiệu
Ký hiệu Ý nghĩa
v
0

Hàm offset định dạng

ζ
0,
ζ
0min
, ζ
0max



Hàm offset cục bộ và các cực
trị
i
NP

Dòng điện trung tính
0
A
d
,
1
A
d
,
2
A
d

Khoảng thời gian tác dụng của
pha A trên các mức điện áp 0,
1và 2

Chữ viết tắt
PWM Pulse width modulation
NPC Neutral Point Clamped
VSI Voltage Source Inverter
1. Giới thiệu
Biến tần đa bậc là thiết bị biến đổi điện năng có
vai trò ngày càng quan trọng trong các lĩnh vực
ứng dụng khác nhau như phục vụ biến đổi điện cơ,
giao thông vận tải, quản lý chất lượng hệ thống
điện, chuyển đổi các dạng năng lượng tái tạo như
năng lượng mặt trời, năng lượng gió về hòa lưới
điện. Hai kỹ thuật điều khiển biến tần đa bậc
thường được quan tâm là kỹ thuật điều chế vectơ
không gian và kỹ thuật điều chế sóng mang dựa
vào hàm offset. Khả năng khai thác hàm offset
trong tín hiệu điều khiển có thể làm tăng cường
các tính năng xác lập và các tính chất điện của
thiết bị như phạm vi điều khiển điện áp (và dòng
điện) tối đa, khả năng giảm tổn hao nhiệt phát sinh
trong thiết bị, khả năng giảm bớt các nhiễu do
sóng hài gây ra.

H1. Sơ đồ mạch nghịch lưu áp 3 bậc NPC
Một thực tế đáng quan tâm là trong quá trình hoạt
động, việc nạp và xả điện tích khác nhau của dòng
điện vào các tụ điện mắc phía mạch một chiều đã
gây ra sự chênh lệch điện áp trên các tụ điện, hình
thành trạng thái không cân bằng điện áp giữa các
tụ điện. Sự mất cân bằng quá mức cho phép của
điện áp giữa các tụ điện của bộ nghịch lưu áp có

thể gây ra hiện tượng quá áp trên các linh kiện
công suất và các tụ điện, gây ra các sóng hài bậc
thấp ngoài ý muốn ở phía tải như hài bậc 2, 3, 4,
5 gây ra các tác hại trực tiếp trên tải động cơ,
làm giảm khả năng kiểm soát điện áp nghịch lưu
Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 503
Mã bài: 118
và dòng điện bù lọc cho mạch lọc tích cực. Do đó,
việc duy trì cân bằng điện áp giữa các tụ điện sẽ
kiểm soát chất lượng ngõ vào của bộ nghịch lưu áp
đa bậc NPC và đảm bảo chất lượng ngõ ra về độ
méo dạng THD, cho phép thiết kế bộ nghịch lưu
áp với dung lượng tụ nhỏ nhất, giảm stress điện áp
cho linh kiện.
Nội dung bài báo đề nghị một kỹ thuật điều chế
mới giúp kiểm soát cân bằng điện áp giữa 2 tụ điện
trong mạch một chiều của bộ nghịch lưu áp 3 bậc
NPC sử dụng nguyên lý phân ly hàm offset, kết
quả phân tích đã đề xuất 2 kỹ thuật thực hiện:
 Kỹ thuật chuyển mạch 2 bậc (two-level
modulation) để đạt dòng trung tính (
NP
i
) yêu
cầu.
 Kỹ thuật chuyển mạch 3 bậc (two-level
modulation) để đạt dòng trung tính (
NP
i
) yêu

cầu.
So sánh với các công bố quốc tế gần đây, kỹ thuật
điều chế đề xuất có khả năng tiết kiệm do giảm tổn
hao trong quá trình đóng ngắt và có thể điều chỉnh
đáp ứng động học quá độ dễ dàng. Kết quả đề xuất
được kiểm chứng qua mô phỏng và thực nghiệm.
2. Giải tích hàm dòng điện trung tính mạch
nghịch lưu NPC 3 bậc bằng kỹ thuật
chuyển mạch hai bậc
Giá trị điện áp cơ bản của 3 pha:

.(2 / 3).cos( )
.(2 / 3).cos( 2 / 3)
.(2 / 3).cos( 4 / 3)
a
b
c
v m
v m
v m
q
q p
q p

 
 
(1)
Định nghĩa
max
,

mid
,
min
là các giá trị điện áp
cơ bản của 3 pha được sắp xếp theo thứ tự từ lớn
nhất đến nhỏ nhất (tính theo đơn vị) và dòng điện
tải tương ứng các pha trên là
max
i
,
mid
i
,
min
i
:

0
max mid min
  
(2)

0
max mid min
i i i
  
(3)

a
( , , )

( , , )
a b c
b c
max max v v v
min min v v v
mid max min


  
(4)
Cộng điện áp offset
0
v
vào các điện áp cơ bản sẽ
thu được điện áp nghịch lưu 3 pha. Kỹ thuật điều
chế 2 bậc trong nghịch lưu áp đa bậc thực hiện tại
mỗi chu kỳ lấy mẫu sao cho điện áp tức thời thay
đổi giữa 2 mức điện áp gần nhất.
Xét kỹ thuật điều chế 2 bậc trong sector thứ 1 của
giản đồ vector không gian lục giác trên hình 2. Pha
A có giá trị điện áp trung bình lớn nhất (max), pha
C nhỏ nhất (min) và pha B có trị trung bình (mid).
Sector thứ 1 có thể chia ra làm 4 vùng, từ vùng (1)
đến vùng (4).

H2. Giản đồ vector điện áp nghịch lưu áp 3 bậc
NPC và sự phân chia các diện tích tam giác con
Trong vùng (1), có thể thực hiện kỹ thuật điều chế
2 bậc với một trong 4 nghịch lưu áp 2 bậc ảo mà
tâm tương ứng của chúng nằm tại vị trí tương ứng

là [0,0,0], [1,1,1], [1,0,0] và [1,1,0]. Với vùng (3),
có khả năng áp dụng kỹ thuật 2 bậc cho một trong
hai nghịch lưu 2 bậc ảo, tâm tương ứng là [1,0,0]
và [1,1,0]. Đối với vùng (2) và vùng (4), chỉ có
khả năng áp dụng kỹ thuật điều chế 2 bậc cho 1
nghịch lưu ảo 2 bậc, với tâm tại vị trí [1,0,0] cho
vùng (2) và [1,1,0] cho vùng (4).
Nếu hàm offset định dạng
0
v
được cho trước, thì
dòng điện đi vào điểm trung tính của nguồn một
chiều có thể điều khiển thông qua giá trị hàm
offset cục bộ
0

. Do đó, có thể thiết lập hàm dòng
điện
NP
i
phụ thuộc vào hàm offset cục bộ trên.
2.1 Vùng (1)
Điều kiện sau thỏa mãn
(max min 1)
 
. Ta xét 4
trường hợp:
(1a): Nghịch lưu 2 bậc ảo có vector tâm tại [0,0,0],
hàm offset định dạng
0

min
v
 
.
Giới hạn hàm offset cục bộ:

minmax1
max0
;0
min0


(5)
Vị trí 3 điện áp nghịch lưu ứng với hàm offset cục
bộ bằng 0 cho trên hình 3a. Dòng điện
NP
i
không
thay đổi khi dịch chuyển sóng điều khiển bởi tác
dụng của hàm offset cục bộ.
(1b): Nghịch lưu 2 bậc có tâm vector tại [1,0,0]
với hàm offset định dạng:
0
1 max
v
 
. Các giới
hạn của hàm offset cục bộ:

mid max

max0
;0
min0

(6)
Hàm dòng điện
NP
i
theo hàm offset cục bộ:

max
0
2
min
.min.
max
.max ii
mid
imidi
NP
i

 (7)
Trong đó
NP
i
là dòng điện chạy qua điểm giữa 2
tụ điện.

504 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải

VCM2012
(1c): Nghịch lưu 2 bậc có tâm tại [1,1,0] với hàm
offset định dạng:
0
1
v mid
 
. Các giới hạn của
hàm offset cục bộ có thể xác định như sau:

min
max0
;0
min0
 mid

(8)
Hàm dòng điện
NP
i
theo hàm offset cục bộ:
min
0
2
min
).(min
max
).max( iimidimid
NP
i



(9)

(1d): Nghịch lưu 2 bậc có vector tâm tại [1,1,1]
với hàm offset định dạng
0
1 min
v
 
, và:

minmax2
max0
;0
min0


(10)
Dòng điện
NP
i
không thay đổi khi thay đổi giá trị
hàm offset cục bộ:

min
.min.
max
.max i
mid

imidi
NP
i  (11)


H3. Các đại lượng pha max, mid và min tương
ứng với các pha A, B và C trong vùng diện tích
(1).
2.2 Vùng (2)
Điều kiện sau thỏa mãn
(max min 1)
 
;
(max ) 1
mid
 
;
( min) 1
mid
 
.
Hàm offset định dạng
0
min
v
 
, giản đồ vector
có tâm tại [1,0,0]. Các điện áp nghịch lưu nằm ở vị
trí trên hình 4a. Ta có:

minmax2
max0
;0
min0


(12)
Hàm dòng điện
NP
i
:

min0
)
0
min(
max
)
0
minmax2(
i
mid
imid
i
NP
i





(13)
2.3 Vùng (3)
Điều kiện sau thỏa mãn
(max min 1)
 
;
(max ) 1
mid
 
;
( min) 1
mid
 
. Có thể xảy ra hai
trường hợp như mô tả trên hình 4b và 4c.
(3a): Hàm offset định dạng
0
min
v
 
, giản đồ
vector có tâm tại [1,0,0]. Giới hạn hàm offset cục
bộ:

min1
max0
;0
min0
 mid


(14)
Hàm dòng điện
NP
i
:
min0
)
0
min(
max
)
0
minmax2(
i
mid
imid
i
NP
i




(15)

(3b): Hàm offset định dạng
0
1
v mid
 

, giản đồ
vector có tâm tại [1,1,0]. Giới hạn hàm offset cục
bộ:

mid max1
max0
;0
min0

(16)
Hàm dòng điện
NP
i
:

min
0
2min)(
max
3 i
mid
imidimid
NP
i

 (17)


H4. Các đại lượng pha max, mid và min trong các
vùng (2) - trường hợp (a), vùng (3) - trường hợp

(b) và (c) và vùng (4) - trường hợp (d).
2.4 Vùng (4)
Điều kiện sau thỏa mãn
(max min 1)
 
;
(max ) 1
mid
 
;
( min) 1
mid
 
. Bằng cách cài đặt
0
min
v
 
chuyển mạch 2 bậc xảy ra với nghịch
lưu 2 bậc với tâm vector [1,1,0]. Ba pha nghịch
lưu hình thành có vị trí tương đối như hình 4d. Các
giới hạn của hàm cục bộ:

minmax2
max0
;0
min0


(18)

Hàm dòng điện
NP
i
:

min
0
)
0
min2(
max
)
0
minmax2(
i
mid
imid
i
NP
i




(19)
Đặc điểm của kỹ thuật điều khiển cân bằng điện áp
tụ khi cài đặt hàm offset cục bộ bằng các giá trị
cực trị là tạo thành chế độ điều chế gián đoạn, qua
đó cho phép giảm tổn hao do quá trình đóng ngắt.
3. Phân tích dòng điện trung tính mạch một

chiều trong kỹ thuật điều chế 3 bậc
Khác với trường hợp kỹ thuật điều chế 2 bậc, kỹ
thuật điều chế 3 bậc cho phép dòng điện trung
tính mạch một chiều có chiều bất kỳ, do đó tạo
khả năng thuận lợi cho việc điều khiển cân bằng
các tụ một chiều.
Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 505
Mã bài: 118
Điện áp nghịch lưu, ví dụ pha A, có thể tuần tự
thay đổi giữa các mức giá trị 0, 1 và 2 trong thời
gian tương ứng là
0
A
d
,
1
A
d
,
2
A
d
.
Mẫu điều chế ba bậc với số lần chuyển mạch tiết
kiệm được mô tả trên hình 5. Tương ứng pha có
điện áp lớn nhất -
max
, pha có điện áp nhỏ nhất -
min
, có thể thực hiện điều chế dạng hai bậc. Pha

còn lại -
mid
, sẽ thực hiện chuyển mạch ba bậc.
Thời gian pha -
max
duy trì trên mức 2 và mức 1
được ký hiệu lần lượt là
1max
d
và
2max
d
. Ký hiệu
tương tự cho hai pha còn lại.
3.1. Trường hợp dòng i
NP
bằng không
Mẫu điều chế ba bậc trên hình 5 được thiết kế để
đạt dòng trung tính mạch một chiều bằng không.
Để thực hiện điều này, hàm offset tổng được thiết
lập bằng:

2/min)(max1
00
'
0


vv
(20)

Trong đó v’
0
là giá trị hàm offset tổng, v
0
là hàm
offset định dạng, ζ
0
là hàm offset cục bộ

Hệ quả, điện áp các nhánh nghịch lưu bằng:

0
0
0
max 1 (max min) / 2
1 3(max min) / 2
min 1 (max min) / 2
mid
  
  
  
(21)
Trong đó max
0
là điện áp nghịch lưu của pha max,
mid
0
là điện áp nghịch lưu của pha mid, min
0
là

điện áp nghịch lưu của pha min.



H5. Minh họa giản đồ đóng ngắt của kỹ thuật
điều chế ba bậc cho nghịch lưu ba bậc NPC
Điều kiện dòng
NP
i
bằng không:

1max max 1 1min min
0
mid mid
d i d i d i
  
(22)
Trong đó:
max1
d
: Thời gian pha max tác dụng vào mức 1.
max2
d
: Thời gian pha max tác dụng vào mức 2.
Tương tự d
0mid
d
1mid
d
2mid

là khoảng thời gian pha
mid tác dụng vào mức điện áp mức 0, mức 1, mức
2.
và d
0min
d
1min
là khoảng thời gian pha min tác dụng
vào mức điện áp mức 0 và mức 1.
Giải các phương trình trên, ta được (23):

;
1
0
10
;2/min)(max
min0
;2/min)(max1
min1
;2/)(max
0
;2/min)(max1
1
;2/min)(
2
;2/min)(max1
max1
;2/min)(max
max2
mid

d
mid
d
mid
d
d
d
mid
mid
d
mid
d
mid
mid
d
d
d








(23)
Phụ thuộc vào quan hệ giữa các thời gian tác dụng
của mỗi áp pha trên mỗi bậc áp trong chuỗi đóng
ngắt, ta suy ra 5 trường hợp mẫu điều chế dạng ba
bậc sau đây với đồ thị tương quan như hình 6 và

diện tích mà vector yêu cầu xuất hiện trong sector
thứ nhất trên hình 7.
(a)
)3/2(min),3/2(max),1min(max
min0100
max1

 d
mid
d
mid
dd

(24)
(b)
)3/2(min),3/2(max),1min(max
1000
max1


mid
d
mid
d
mid
dd
(25)
(c)
)3/2(min),3/2(max),1min(max
min010

max1
0

 d
mid
dd
mid
d
(26)
(d)
)3/2(min),3/2(max),1min(max
10min0
max1
0


mid
ddd
mid
d
(27)
(e)
)1min(max
10
max1
min00


mid
ddd

mid
d
(28)


H6. Minh họa 5 trường hợp của chế độ triệt tiêu
dòng i
NP
cho nghịch lưu 3 bậc NPC theo kỹ thuật
chuyển mạch 3 bậc

Ví dụ một chuỗi trạng thái đóng ngắt có dòng
trung tính i
NP
bằng không, như hình 6a: 100

200


210

220

221.
506 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải
VCM2012

H7. Phân tích các vùng hoạt động của kỹ thuật
triệt tiêu dòng i
NP

cho nghịch lưu ba bậc NPC
3.2. Trường hợp dòng i
NP
khác không
Điều chỉnh điện áp offset có thể giúp điều khiển
dòng trung tính mạch một chiều khác không. Nó
có tác dụng giống như khi ta thay đổi độ rộng của
thời gian tác dụng khi một pha tải duy trì trên một
mức điện áp nào đó; cụ thể đó là sự dịch chuyển
0
d
của pha
max
trên mức 2 và pha
min
ở mức 0.
Đối với pha
mid
, điều đó có thể thực hiện bằng cả
hai sự dịch chuyển -
01
d
trên mức 2 và
02
d
trên
mức 0, xem hình 5. Dòng điện trung tính mạch
một chiều i
NP
lúc đó bằng:

0 max min
( ) .
NP mid
i d i i i
e
  
(29)
Với:

01 02
0 01 02
d d
d d d
e
 
 
(30)
Có thể nhận thấy, tồn tại hai thành phần của dòng
i
NP
: một gây ra bởi sự thay đổi điện áp offset của
nghịch lưu đặc trưng bởi đại lượng
0
d
và một gây
ra bởi sự thay đổi không đối xứng trên pha
mid

đặc trưng bởi đại lượng

e
.

3.2.1 Điều chỉnh dòng điện iNP dựa
theo dòng điện pha-mid
Phương pháp đơn giản nhất của kỹ thuật ba bậc là
thay đổi thông số
e
để điều chỉnh dòng i
NP
.
Ta có:

mid
ie
NP
ied .,0,0
0
 (31)
Điều khiển dòng i
NP
về độ lớn và dấu có thể dựa
vào ba điểm làm việc như sau:
(i) Giới hạn 1:

0 01 02
0
d d d
e
   

(32)
(ii) Giới hạn 2:

mid
de
mid
ddd
1
2/
1
0102


(33)
(iii) Giới hạn 3: Phụ thuộc vào quan hệ
0
mid
d
và
2
mid
d

(a)
2 0
mid mid
d d

:

mid
de
mid
ddd
2
2
2
0201


(34)
(b)
2 0
mid mid
d d

:

mid
de
mid
ddd
0
2
0
0201


(35)
3.2.2 Điều chỉnh dòng điện iNP dựa

theo dòng điện pha max và pha min
Ngoài ra phương pháp điều chỉnh dòng i
NP
dựa
theo dòng điện pha max và pha min cũng được
xem xét phương pháp này thích hợp áp dụng khi
dòng điện pha mid có giá trị nhỏ làm cho khả năng
cân bằng điện áp của hai tụ một chiều không hiệu
quả. Khi đó, khả năng kiểm soát dòng i
NP
dựa vào
dòng điện pha max và pha min sẽ là phương án
thay thế hiệu quả hơn.
Khi đó điều kiện để điều khiển là ,0,0
0
 ed kết
quả thu được:
)
min
max
.(
0
iid
NP
i  (36)
Như vậy, phương pháp điều khiển với dòng trung
tính một chiều khác không có thể dẫn đến sự giảm
chuyển mạch, góp phần giảm tổn hao do quá trình
đóng ngắt so với phương pháp điều chỉnh dòng
trung tính một chiều bằng không.

4. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm
4.1 Kết quả mô phỏng
Kết quả mô phỏng được thực hiện bằng phần mềm
Matlab/Simulink. Thông số mô phỏng cơ bản:
Nguồn DC V
c1
= V
c2
= 200[V]
Tụ điện C
1
= C
2
= 1000[uF]
Tải R-L nối Y R = 16[

]; L = 50[mH]

Tần số f
0
= 50[Hz]
Tần số đóng ngắt

f
s
= 5[kHz]
Khi hệ số công suất cosφ = 0.71, chỉ số điều chế
tăng đến m = 0.7, sự chênh lệch điện áp trên hai tụ
không đáng kể (nhỏ hơn 1V) như mô tả trên hình
8.

0 5 10 15
x 10
4
140
160
180
200
220
240
260

(a)
Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 507
Mã bài: 118
0 5 10 15
x 10
4
-20
0
20
40
60
80
100
120

(b)
0 5 10 15
x 10
4

-500
-400
-300
-200
-100
0
100
200
300
400
500

(c)
0 5 10 15
x 10
4
-300
-200
-100
0
100
200
300

(d)
0 5 10 15
x 10
4
-10
-8

-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10

(e)
0 2000 4000 6000 8000 10000
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Frequency (Hz)
Fundamental (50Hz) = 2.315 , THD= 0.57%
Mag (% of Fundamental)

(f)
H8. Đồ thị từ trên xuống với kỹ thuật chuyển mạch
2 bậc: (a) Dạng điện áp trên 2 tụ; (b) Độ lệch
điện áp giữa 2 tụ (Vc1 - Vc2); (c) Điện áp dây tải;
(d) Điện áp nghịch lưu; (e) Dòng điện tải 3 pha;
(f) phân tích FFT dòng điện tải.
0
1

2
3
4
5
6
-150
-100
-50
0
50
100
150

(a)
0 1 2 3 4 5 6
-250
-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
250

(b)
0 1 2 3 4 5 6
-20

-15
-10
-5
0
5
10
15
20

(c)
0 1 2 3 4 5 6
x 10
4
99.4
99.6
99.8
100
100.2
100.4

(d)
0 1 2 3 4 5 6
4
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4

0.6
0.8

(e)
H9. Đồ thị từ trên xuống với kỹ thuật chuyển mạch
3 bậc: (a) Áp nghịch lưu; (b) Điện áp dây; (c)
Dòng tải 3 pha; (d) Điện áp trên tụ C
1
và C
2
; (e)
Độ lệch điện áp 2 tụ.

508 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải
VCM2012
4.2 Kết quả thực nghiệm
Thông số thực nghiệm:
Nguồn DC V
c1
= V
c2
= 100[V]
Tụ điện C
1
= C
2
= 1000[uF]
Tải R-L nối Y R = 16[

]; L = 50[mH]

Tần số f
0
= 50[Hz]
Tần số đóng ngắt

f
s
= 5[kHz]
Chương trình thực nghiệm được điều khiển bằng
card DSP TMS320F28335.


(a)

(b)

(c)
H10: Kết quả thực nghiệm giải thuật điều chế Sin
PWM, với tỉ số m = 1. Từ trên xuống: (a) Điện áp tụ
Vc1, Vc2, độ lệch điện áp (Vc1-Vc2) và điện áp
nghịch lưu (5ms/div, 50V/div); (b) điện áp dây và
dòng điện tải (5ms/div, 100V/div, 1A/div); (c) phân
tích FFT dòng điện tải


(a)

(b)

(c)
H11. Kết quả thực nghiệm kỹ thuật điều chế 2 bậc,
với m=1 và cosφ = 0.71 - (a) Điện áp tụ Vc1,
Vc2(5ms/div, 50V/div), độ lệch điện áp (Vc1-
Vc2)(5ms/div, 50V/div), điện áp nghịch lưu (5ms/div,
50V/div); (b) điện áp dây, dòng điện tải (5ms/div,
50V/div, 5A/div); (c) phân tích FFT dòng điện tải.

(a)

(b)

(c)
H12. Kết quả thực nghiệm với tụ C1 = C2 =
1000µF ,tải 3 pha có R = 16[Ω], L = 50[mH]


cosφ = 0.71, chỉ số điều chế m = 1: (a) Áp 2 tụ
(5ms/div,20V/div), Độ lệch áp 2 tụ(5ms/div,20V/div),
Áp nghịch lưu(5ms/div,50V/div); (b) Điện áp dây và
dòng điện tải(5ms/div,100V/div, 5A/div); (c) Phân
tích FFT dòng điện tải.
Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 509
Mã bài: 118
5. Kết luận
Một nguyên lý mới về kỹ thuật cân bằng điện áp
của hai tụ điện một chiều cho bộ nghịch lưu 3 bậc
NPC. Nguyên lý mới đề xuất cho phép sử dụng
hàm offset kết hợp với kỹ thuật điều chế chuyển
mạch 2 bậc và 3 bậc để kiểm soát dòng điện đi qua

điểm giữa hai tụ. Kết quả mô phỏng và thực
nghiệm ban đầu đã chứng minh rằng kỹ thuật điều
chế chuyển mạch 2 bậc luôn đạt được khả năng
cân bằng điện áp trên hai tụ (Sai lệch áp tụ ∆V =
0.477V) so với kỹ thuật sin PWM thông thường
được mô tả trên hình 10 (Sai lệch áp tụ ∆V =
22.3V). Khi tăng chỉ số điều chế m=1 thì khả năng
cân bằng tụ điện vẫn đảm bảo, nhưng xuất hiện hài
bậc cao ở dòng điện tải trong trường hợp dùng kỹ
thuật điều chế chuyển mạch 2 bậc (hình 11). Trong
khi đó với kỹ thuật điều chế chuyển mạch 3 bậc thì
luôn đạt khả năng cân bằng trong toàn mặt phẳng
vector điện áp nghịch lưu kết quả trên hình 12 (Sai
lệch áp tụ ∆V = 0.499V). Giải pháp cân bằng điện
áp tụ, kết hợp với các kỹ thuật phát triển sử dụng
hàm offset mở ra khả năng kiểm soát biến tần với
dung lượng tụ nhỏ và do đó có thể giảm bớt chi
phí thiết kế phần cứng.
Tài liệu tham khảo
[1] L.G. Franquelo, J. Rodríguez, J.I. León, S.
Kouro, R. Portillo, and M.M. Prats, “The Age of
Multilevel Converters Arrives”, IEEE Ind. Electron.
Magazine, pp. 28-39, June 2008.
[2] W. Chenchen and L. Yongdong, “A new
balancing algorithm of neutral-point potential in the
three-level NPC converters”, in Proc. Industry
Applications Society Annual Meeting, 5-9 Oct. 2008,
pp. 1-5.
[3] S. Busquets-Monge, J. Bordonau, D. Boroyevich,
and S. Somavilla, “The nearest three virtual space

vector PWM - A modulation for the comprehensive
neutral-point balancing in the three-level NPC
inverter”, IEEE Power Electronics Letters, vol. 2, no.
1, pp. 11-15, March 2004.
[4] J. Pou, J. Zaragoza, P. Rodríguez, S. Ceballos, V.
Sala, R. Burgos, and D. Boroyevich, “Fast-
processing modulation strategy for the neutral point-
clamped converter with total elimination of the low-
frequency voltage oscillations in the neutral point”,
IEEE Trans. Indus. Electron., vol. 54, no. 4, pp.
2288-2299, Aug. 2007.
[5] J. Zaragoza, J. Pou, S. Ceballos, E. Robles, P.
Ibáñez, and J.L. Villate, “A Comprehensive Study of
a Hybrid Modulation Technique for the Neutral-
Point-Clamped Converter”, IEEE Trans. Indus.
Electron., vol.56, no. 2, pp. 294-304, Feb. 2009.
[6] J. Zaragoza, J. Pou, S. Ceballos, E. Robles, C.
Jaen, and M. Corbalán, “Voltage Balance
Compensator for Carrier-Based Modulation in the
Neutral-Point-Clamped Converter”, IEEE Trans.
Indus. Electron., vol. 56, no. 2, pp. 305-314, Feb.
2009.
[7] N. Celanovic and D. Boroyevich, “A
comprehensive study of neutral point voltage
balancing problem in three-level neutral-point-
clamped voltage source PWM inverters”, IEEE
Trans. Power Electron., vol.15, no. 2, pp. 242-249,
March 2000.
[8] J. Pou, R. Pindado, D. Boroyevich, and P.
Rodríguez, “Evolution of the low-frequency neutral-

point voltage oscillations in the three-level inverter”,
IEEE Trans. Indus. Electron., vol. 56, no. 6, pp.
1582-1588, Dec. 2005.

Nguyen Van Nho received his
M.S and Ph.D degrees in
Electrical Engineering from the
University of West Bohemia,
Czech Republic in 1988 and
1991, respectively. Since 2007,
he has been an associate
professor of Faculty of
Electrical and Electronics Engineering at Ho Chi
Minh City University of Technology, Vietnam. He
was a postdoctoral at KAIST, Korea in 2001 and
was a visiting professor in 2003-2004. He was a
visiting scholar at the Department of Electrical
Engineering, University of Illinois at Urbana-
Champaign in 2009. His research interests include
modeling and control of ac motors, active filters,
and PWM techniques. He is a member of the
Institute of Electrical and Electronics Engineers
(IEEE).
Đới Văn Môn (1974). Nhận
bằng Kỹ sư ngành Kỹ Thuật
Điện năm 2001 tại Trường ĐH
Kỹ thuật Công nghệ Tp.HCM,
bằng thạc sỹ ngành Thiết bị,
mạng và nhà máy điện năm
2011 của Trường Đại học

Bách Khoa Tp.HCM. Hiện
đang làm việc tại Công ty cổ
phần Thiết bị điện (THIBIDI). Từ năm 2009 đến
nay tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ thống năng
lượng - Trường ĐH Bách Khoa Tp.HCM. Hướng
nghiên cứu chính là điều khiển máy điện, điện tử
công suất, DSP, FPGA…
Trần Quốc Hoàn (1983).
Nhận bằng Kỹ sư ngành Kỹ
thuật điện năm 2007, bằng
Thạc sỹ ngành Thiết bị, mạng
và nhà máy điện năm 2011 của
Trường Đại học Bách Khoa
Tp.HCM. Từ năm 2007 đến
nay là giảng viên của Khoa Kỹ
thuật cơ sở, Trường Đại học Trần Đại Nghĩa -
510 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải
VCM2012
BQP. Hiện đang tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ
thống năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa
Tp.HCM. Hướng nghiên cứu chính là điện tử công
suất, điều khiển máy điện, DSP, FPGA…
Quách Thanh Hải (1972).
Nhận bằng kỹ sư ngành Kỹ
Thuật Điện của trường Đại học
Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.Hồ Chí
Minh năm 1995, bằng Thạc sỹ
của Trường Đại học Bách
Khoa Tp.Hồ Chí Minh năm
2002. Từ năm 1995 đến nay

làm việc tại Trường Đại học
Sư Phạm Kỹ Thuật Tp. Hồ Chí Minh. Hiện nay là
nghiên cứu sinh tại Trường Đại học Bách Khoa
Tp.Hồ Chí Minh. Hướng nghiên cứu chính về điện
tử công suất và kỹ thuật sóng mang.