Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
Ứng dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng kỹ thuật PWM 1 trạng thái
vào mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây
Application of single-state PWM technique in multilevel inverter
for three-phase four-wire active filter
Nguyễn Quốc Thái, PGS.TS Nguyễn Văn Nhờ
PTN Hệ thống năng lượng, Trường Đại học Bách khoa Tp.HCM
e-Mail:
Tóm tắt
Bài báo này trình bày nghiên cứu mạch lọc tích cực 3
pha 4 dây bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển 1 trạng
thái. Mô hình toán của mạch lọc tích cực được xây
dựng dựa trên “Lý thuyết công suất tức thời”. Kỹ
thuật điều chế PWM 1 trạng thái đã được áp dụng cho
bộ nghịch lưu áp đa bậc nhằm làm giảm tổn hao đóng
ngắt trong các ứng dụng công suất cao. Kết quả
nghiên cứu đã được mô phỏng và kiểm chứng bằng
phần mềm Matlab/Simulink đã cho thấy rằng bộ lọc
làm việc tốt trong trường hợp nguồn mất cân bằng và
méo dạng, tải phi tuyến không cân bằng.
Abstract
This paper presents a research on the active power
filter three-phase four-wire with the carrier base
single-state PWM technique in multilevel inverters.
Mathematical model of the active power filter has
been built based on “instantaneous power theory”.
The carrier base single-state PWM technique has been
applied for NPC multilevel voltage source inverter to
reduce switching losses in high power applications.
Research results have been simulated using the
Matlab/Simulink software which reveals that the
active power filter works well in cases of unbalanced,
distorted AC sources and unbalanced non-linear loads.
Ký hiệu
Ký hiệu
Đơn vị
Ý nghĩa
v
a
, v
b
, v
c
V
Điện áp 3 pha nguồn
v
, v
, v
0
V
Điện áp 3 pha nguồn trong
hệ tọa độ 0
i
a
, i
b
, i
c
A
Dòng điện 3 pha tải
i
, i
, i
0
A
Dòng điện 3 pha tải trong hệ
tọa độ 0
**
,
CC
ii
ab
A
Dòng bù tham chiếu trong
hệ tọa độ 0
* * *
,,
Ca Cb Cc
i i i
A
Dòng bù tham chiếu trong
hệ tọa độ abc
Vrms
a, b, c
V
Trị hiệu dụng của điện áp 3
pha nguồn
0
p
W
Công suất thứ tự không
i
F-acbn
A
Dòng bù của mạch lọc
v
đk-n
V
Áp điều khiển pha N
v
đk-abc
V
Áp điều khiển 3 pha A, B, C
Chữ viết tắt
APF
Active Power Filter
AC
Alternating Current
DC
Direct current
IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor
IEEE
Institute of Electrical and Electronics
Engineers
LPF
Low Pass Filter
NPC
Neutral Point Clamped
PWM
Pules Width Modulation
SPF
Source Power Factor
THD
Total Harmonic Distortion
1. Phần mở đầu
Ngày nay, các ứng dụng rộng rãi của bộ biến đổi công
suất và biến tần trong công nghiệp đã gây nên một
vấn đề nghiêm trọng là nhiễu điện. Các tải phi tuyến
lớn sẽ gây ra hệ số công suất thấp, giảm hiệu quả của
hệ thống điện dẫn đến sự biến dạng điện áp, làm tăng
tổn thất trên đường dây truyền tải và phân phối điện
năng. Các bộ lọc tích cực đã được phát triển để giải
quyết các vấn đề này [1]–[7].
Cho đến nay các bộ lọc tích cực công suất lớn dùng
kỹ thuật PWM kinh điển cho nghịch lưu áp thực hiện
vector yêu cầu bằng trật tự chuỗi trạng thái của 3
vector đỉnh gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu. Phương
pháp này cho phép đạt kết quả vector áp trung bình
chính xác.
Bài báo này trình bày một giải pháp gần đúng là điều
khiển PWM sử dụng 1 vector trong chu kỳ lấy mẫu,
do đó giảm công suất đóng ngắt trong chu kỳ lấy mẫu.
Điều này rất có lợi cho các ứng dụng công suất
lớn. Giải pháp có tính chính xác chấp nhận được khi
số bậc cao [8].
2. Kỹ thuật PWM 1 trạng thái
2.1 Cấu trúc bộ nghịch lưu áp đa bậc NPC
Bộ nghịch lưu áp NPC 11 bậc 4 nhánh gồm có:
10 x 4 = 40 cặp IGBT, 9 x 4 = 36 cặp Diode, 10 tụ
điện DC. Các cặp IGBT trên cùng 1 pha sẽ được đóng
ngắt theo qui tắt kích đối nghịch (Hình 1).
664
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
H. 1 Bộ nghịch lưu áp NPC 11 bậc 4 nhánh
2.2 Nguyên lý PWM 1 trạng thái
Giả sử mỗi tụ điện DC có điện áp là hằng số và bằng
1 (Vc = 1 V). Áp nghịch lưu tham chiếu giữa các ngõ
ra (A, B, C) và điểm trung tính “0” (Hình 1) bao gồm
thành phần áp cơ bản
12
, , ,
x
v x a b c
và áp common
mode tham chiếu
0ref
v
[9]:
12 0r
.
xref x ef
v v v
(1)
Điện áp thành phần cơ bản 3 pha có thể được mô tả
như sau:
12 ef
12 ef
12 ef
cos ;
cos 2 3 ;
cos 4 3 .
ar
br
cr
vv
vv
vv
q
qp
qp
(2)
Trong đó
efr
v
và
q
là độ lớn và góc pha của vector áp
tham chiếu.
Max
và
Min
là giá trị lớn nhất và nhỏ nhất của áp 3
pha được tính như sau:
12 12 12
12 12 12
( , , )
( , , )
abc
abc
Max Max v v v
Min Min v v v
(3)
Hàm
soff et
v
được giới hạn bởi
0Max
v
và
0Min
v
được tính
như sau:
0
0
( 1)
Max
Min
v n Max
v Min
(4)
()x
L
và
()x
H
lần lượt là mức áp DC thấp và cao gần
nhất với áp nghịch lưu tham chiếu
xref
v
(Hình 2(a))
được mô tả như sau:
()
()
()
( ) ( )
0 ( 1)
1 ( 1)
1
x ref
x
x ref
xx
n v n
L
n v n
HL
neáu
neáu
(5)
trong đó
()x
n
là phần nguyên của
xref
v
()
( ); , , .
x xref
n Int v x a b c
(6)
Các thành phần của vector
,,
T
a b c
L L L L
biểu thị
3 mức thấp hơn của điện áp 3 pha trong chuỗi trạng
thái đóng ngắt.
Trạng thái chuyển mạch tức thời được xác định bằng
việc so sánh giữa sóng mang tam giác và tín hiệu điều
chế
x
x
:
()
; 0 1
x ref x x
vLxx
(7)
Trạng thái chuyển mạch danh định được xác định như
sau:
1
2 2a 2 2
3 3a 3 3
4
0,0,0
,,
,,
1,1,1 .
T
T
bc
T
bc
T
s
s S S S
s S S S
s
(8)
Trong đó
1
s
và
4
s
là 2 trạng thái ở vị trí tâm tọa độ
trong nghịch lưu 2 bậc. Còn lại 2 trạng thái
2
s
và
3
s
được xác định từ vị trí tương đối giữa tín hiệu điều
chế
x
x
và 2 mức áp DC tương ứng gần nhất.
Các giá trị max, mid, min của tín hiệu điều chế
,,
abc
x x x
được xác định như sau:
( , , )
( , , )
( , , ).
Max a b c
Mid a b c
Min a b c
Max
Mid
Min
x x x x
x x x x
x x x x
(9)
Các thành phần của vector
2
s
và
3
s
được trình bày:
2
3
1
0
1
0
x Max
x
x Max
x Mid
x
x Mid
s
s
xx
xx
xx
xx
neáu
neáu
neáu
neáu
(10)
Chuỗi trạng thái chuyển mạch trong bộ nghịch lưu đa
bậc
1 2 3 4
, , ,S S S S
được suy ra từ biểu thức sau:
.
jj
S L s
(11)
Kỹ thuật PWM kinh điển cho nghịch lưu áp thực hiện
vector yêu cầu bằng trật tự chuỗi trạng thái của 3
vector đỉnh gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu tương ứng
với các thời gian chuyển trạng thái (
14 2 3
,,K K K
)
được mô tả:
1 1 2 2 3 3 4 4
.
ref
v K S K S K S K S
(12)
Trong đó:
665
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
12
24
14
1 2 3 4
1 ; ;
;
1
1.
Max Max Mid
Mid Min Min
Max Min
KK
KK
K
K K K K
x x x
x x x
xx
(13)
Kỹ thuật PWM 1 trạng thái được mô tả như một bước
tiến của kỹ thuật SVPWM kinh điển xác định bởi biểu
thức (12). Nguyên lý PWM 1 trạng thái được trình
bày ở Hình 4 cho thấy chỉ chọn duy nhất vector có
thời gian thực hiện trạng thái lớn nhất (
Max
K
) để thực
hiện vector tham chiếu trong chu kỳ lấy mẫu:
'
; 1, 2, 3, 4.
ref j
v S j
(14)
Vector được chọn bất kỳ trong 4 trạng thái chuyển
mạch thích hợp
1 2 3 4
, , ,S S S S
. Các trạng thái chuyển
mạch còn lại được loại bỏ.
Kỹ thuật 1 trạng thái cho sai số điện áp nhỏ nhất dựa
trên việc thực hiện vector gần nhất. Điều kiện để chọn
trạng thái chuyển mạch được trình bày ở Hình 3(a) và
(b) được mô tả như sau:
''
ref j ref j
v S e v S Min
(15)
Ví dụ: trạng thái chuyển mạch
3
S
được thực hiện, vì
vector
3
V
gần nhất với vector tham chiếu
ref
V
.
Cách xác định vector gần nhất: ta có 2 trạng thái
0
s
và
1
s
tạo ra cùng vector điện áp. Vì vậy chỉ cần đại
diện bởi 1 vector chủ chốt và thời gian chuyển trạng
thái là
14 1 4
K K K
.
Mỗi vector chủ chốt
j
V
mô tả sự đóng góp nào đó vào
vector tham chiếu
ref
V
với khoảng thời gian là
j
K
.
Sự ảnh hưởng này lớn hơn nếu
j
V
càng gần với
vector tham chiếu. Từ kỹ thuật điều chế vector không
gian ta thấy rằng nếu vector nào gần nhất với vector
tham chiếu thì sẽ có thời gian chuyển trạng thái lớn
nhất. Kết quả là, để thực hiện kỹ thuật PWM 1 trạng
thái thì cần thiết là phải đặt vector tham chiếu với thời
gian chuyển trạng thái lớn nhất:
14 2 3
( , , ).
j Max
K K Max K K K
(16)
Max
K
được xác định tại 3 vùng đối xứng
A , 1, 2, 3
j
j
trong tam giác như Hình 3a.
Ví dụ: nếu vector tham chiếu
ref
V
ở vị trí vùng A
3
thì
3 Max
KK
và sai số điện áp sẽ nhỏ nhất nếu áp
nghịch lưu được thực hiện bởi vector
'
3ref
vS
(Hình
3b). Đặc biệt nếu xảy ra trường hợp
14Max
KK
thì cả
2 vector
1
S
và
4
S
đều có cùng sai số điện áp
12
e
.
Lúc này phải xét đến điều kiện sai số
0
e
nhỏ nhất của
hàm offset. Ví dụ: vector
1
S
sẽ được chọn nếu
14
( ) ( )
ref ref
Offset S V Offset S V
(17)
Từ (17) suy ra đuợc điều kiện là:
2 3 4
2 3 1,5.K K K
(18)
Số chuyển mạch trong chu kỳ lấy mẫu và hệ số THD
kỹ thuật PWM 1 trạng thái tùy thuộc vào chỉ số điều
chế m, hàm
offset
v
và số bậc n. Bảng 1 trình bày số
chuyển mạch và THD của bộ nghịch lưu 11 bậc dùng
kỹ thuật: 1) PWM kinh điển và 2) PWM 1 trạng thái
với hàm common mode nhỏ nhất.
(a) (b)
H. 2 (a) sơ đồ thời gian chuyển mạch; (b) Sơ đồ thời
gian chuyển mạch danh định
(a) (b)
H. 3 Kỹ thuật PWM 1 trạng thái với sai số điện áp nhỏ
nhất: (a) Hàm K
max
trong vùng tam giác; (b) giải
thích nguyên lý
H. 4 Nguyên lý PWM 1 trạng thái
Bảng 1: Số chuyển mạch trong 1 chu kỳ và THD của
kỹ thuật: 1) PWM kinh điển và 2) PWM 1 trạng thái
m
0,4
0,5
0,7
0,9
1
f
sw
(Hz)
300
300
600
600
1080
N1
10
14
26
20
28
THD1
15,2
9,3
9,4
5,9
5,7
N2
8
12
24
20
28
THD2
10,2
7,7
5,9
4,4
4,1
2.3 Giải thuật PWM 1 trạng thái
Nguyên lý tạo xung kích 3 pha A, B, C được trình bày
ở Hình 5. Nguyên lý điều khiển pha N được thực hiện
như sau:
Gọi L
N
là mức áp thấp DC gần nhất với áp điều khiển
pha N (v
đk-N
) và được mô tả như sau:
0 ( 1)
1 ( 1)
ñk-N
ñk-N
neáu
neáu
N
N
N
n v n
L
n v n
(19)
666
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
N
n
là phần nguyên của
ñk-N
v
:
()
ñk-NN
n Int v
(20)
N
x
là phần dư của
ñk-N
v
sau khi lấy đi phần nguyên
; 0 1
ñk-N N N N
vnxx
(21)
Tín hiệu điều chế v
rN
được tính bởi biểu thức:
rN NN
vLx
(22)
và nguyên lý tạo xung kích pha N như Hình 6.
Max
Min
Max
v
đk-abc
å
v
0Max
+
+
Min
Chọn
v
0
v
0Max
= (n – 1) – Max
v
0Min
= – Min
v
0Min
v
0
1
v
rxv
,
x = a, b, c
x
(x)
1 Int
()
()
()
0 ( 1)
1 ( 1)
rx
rx
neáu
neáu
xv
x
xv
n v n
L
n v n
n
(x)
å
L
(x)
-
+
Max
Mid
Min
2
x
Max
x
Mid
x
Min
S
xk
, k = 1, 2, …, 10
v
rx
2
Tính
K
j
Max
Tính
v
rx
K
Max
Tính
s
xMax;
s
xMid;
s
xMin
s
xMax
, s
xMid
, s
xMin
x
(x)
L
(x)
+
+
K
j
j = 1, 2, 3, 4
H. 5 Nguyên lý tạo xung kích 3 pha A, B, C
Int
n
N
x
N
v
đk-N
å
L
N
0 ( 1)
1 ( 1)
ñk-N
ñk-N
neáu
neáu
N
N
N
n v n
L
n v n
+
S
k
,
k = 1, 2, …, 10
v
rN
+
H. 6 Nguyên lý tạo xung kích pha N
3. Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực
Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực được dựa trên
Lý thuyết công suất tức thời (Akagi, 2007) [10].
Công suất tác dụng
L
p
và công suất phản kháng
L
q
của tải 3 pha 4 dây phi tuyến được phân tích thành:
L L L
L L L
p p p
q q q
(23)
L
p
,
L
p
: Thành phần trung bình và dao động của công
suất tác dụng tải.
L
q
,
L
q
: Thành phần trung bình và dao động của công
suất phản kháng tải.
L
p
,
L
q
: Công suất tác dụng, công suất phản kháng
của tải yêu cầu và được cung cấp bởi mạch lọc:
AF
AF
L
LL
p p p
q q q
(24)
p
: là thành phần công suất trung bình mà mạch lọc
lấy từ nguồn để cung cấp công suất tổn hao đóng ngắt
các linh kiện của bộ nghịch lưu
ossl
p
và công suất thứ
tự không
0
p
khi hệ thống không cân bằng (xuất hiện
thành phần thứ tự không).
0 ossl
p p p
(25)
Thành phần công suất trung bình của tải
L
p
và thành
phần
p
được cung cấp bởi nguồn AC.
source L
p p p
(26)
Như vậy, nguồn AC chỉ cung cấp cho tải thành phần
công suất trung bình và công suất tổn hao bộ nghịch
lưu. Còn mạch lọc sẽ cung cấp thành phần công suất
dao động
p
, công suất trung bình thứ tự không
0
p
và
công suất phản kháng q (Hình 7).
H. 7 Luồng công suất tối ưu của mạch lọc tích cực
Các điện áp và dòng điện tải được chuyển trục tọa độ
theo biểu thức chuyển đổi Clarke:
0
1 1 1
2 2 2
2 1 1
. 1 .
3 2 2
33
0
22
a
b
c
vv
vv
vv
a
b
(27)
0
1 1 1
2 2 2
2 1 1
. 1 .
3 2 2
33
0
22
a
b
c
ii
ii
ii
a
b
(28)
Công suất tải được xác định bằng biểu thức:
0 0 0
00
0.
0
p v i
p v v i
q v v i
a b a
b a b
(29)
Dòng điện yêu cầu của mạch lọc trong hệ trục tọa độ
0 được tính toán theo biểu thức:
0
22
1
.
C
C
iv
v
pp
iv
v
q
vv
aa
b
bb
a
ab
(30)
Dòng điện yêu cầu của mạch lọc trong hệ trục tọa độ
abc được chuyển đổi bằng biểu thức Clarke ngược:
*
0
*
*
1
10
2
2 1 1 3
3 2 2
2
1 1 3
22
2
Ca
Cb C
Cc C
ii
ii
ii
a
b
(31)
Từ các biểu thức (27)–(31), tác giả đã xây dựng được
sơ đồ tính toán dòng điện yêu cầu của mạch lọc tích
cực và được trình bày ở Hình 8.
667
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
H. 8 Nguyên lý tính toán dòng yêu cầu của mạch lọc
Các dòng điện yêu cầu
*
Ca
i
,
*
Cb
i
,
*
Cc
i
(I
ref-abc
) và các dòng
điện hồi tiếp của mạch lọc tích cực (i
F-abcn
) được đưa
vào khâu hiệu chỉnh PI tạo ra điện áp điều khiển yêu
cầu v
đk-abc
và v
đk-n
(Hình 9). Áp điều khiển này được
đưa vào bộ điều chế độ rộng xung, thực hiện giải
thuật 1 trạng thái để tạo xung kích cho bộ nghịch lưu.
Tham số Kp và Ki của khâu hiệu chỉnh PI được điều
chỉnh theo phương pháp thủ công: Kp = 100, Ki = 20.
H. 9 Khối tạo áp điều khiển trong Matlab
4. Kết quả mô phỏng
Mô hình mô phỏng mạch lọc tích cực được xây dựng
bằng phần mềm Matlab/Simulink (Hình 15) và các
thông số mô phỏng được trình bày ở Bảng 2.
Bảng 2: Thông số mô phỏng
Nguồn AC không cân
bằng và méo dạng
(Hình 10)
Vrms
a
= 221 V;
Vrms
b
= 242,4 V;
Vrms
c
= 200 V;
f = 50 Hz
Tải 1 pha RL
R = 30 ; L = 5 mH
Tải 3 pha RL
R = 20 ; L = 2 mH
Cuộn kháng tải
Lf_load = 5 mH
Cuộn kháng mạch lọc
Lf_APF = 10 mH
Thời điểm mạch lọc
tác động
t = 0,04 s
Tần số sóng tam giác
f
sw
= 1080 Hz
Trước khi mạch lọc tác động, dòng điện 3 pha nguồn
méo dạng và mất cân bằng, dòng điện trung tính
nguồn bằng dòng điện tải 1 pha và có giá trị xấp xỉ
10 A, hệ số công suất nguồn thấp.
Sau khi mạch lọc tác động, dòng điện 3 pha nguồn trở
nên sin và cân bằng (Hình 11), dòng điện trung tính
tải được bù hoàn toàn làm cho dòng điện trung tính
nguồn bằng 0 (Hình 12), hệ số công suất nguồn được
cải thiện đáng kể, xấp xỉ 1 (Hình 13).
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-400
-200
0
200
400
600
Magnitude (V)
Time (s)
vS-abc
vSa
vSb
vSc
H. 10 Điện áp 3 pha nguồn
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-60
-40
-20
0
20
40
60
Time (s)
Magnitude (A)
iS-abc
iSa
iSb
iSc
Start
H. 11 Dòng điện 3 pha nguồn
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-15
-10
-5
0
5
10
15
Magnitude (A)
Time (s)
iS-n
Start
H. 12 Dòng điện trung tính nguồn
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
SPF
Magnitude
Time (s)
Start
H. 13 Hệ số công suất nguồn
Hệ số THD của
dòng điện nguồn pha a trước khi
mạch lọc tác động là 14,93 %, sau khi mạch lọc tác
động là 1,25 % (Hình 14) và thỏa mãn tiêu chuẩn
IEEE 519-1992 (Bảng 3).
(a) (b)
H. 14 Phân tích FFT: (a) dòng tải; (b) dòng nguồn
Bảng 3: THD dòng điện nguồn
Pha
Trước khi mạch
lọc tác động
Sau khi mạch
lọc tác động
IEEE
519
a
14,93 %
1,25 %
5 %
b
21,64 %
1,28 %
c
24,15 %
1,27 %
668
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
H. 15 Sơ đồ khối mô hình mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây nguồn không cân bằng và méo dạng, tải phi tuyến không cân bằng
5. Kết luận
Bài báo đã trình bày những kết quả mô phỏng của mô
hình mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây bằng hệ biến tần
NPC 11 bậc 4 nhánh. Kết quả cho thấy giải thuật điều
khiển đúng đắn của kỹ thuật PWM 1 trạng thái và mô
hình hệ thống mạch lọc tích cực. Với những kết quả
đạt được thì hoàn toàn có thể áp dụng bộ nghịch lưu
áp đa bậc điều khiển 1 trạng thái vào mạch lọc tích
cực song song nhằm làm giảm tổn hao đóng ngắt đối
với các ứng dụng công suất lớn.
Tài liệu tham khảo
[1] Alfredo S. N., Gerado A. M., Four-Branches-
Inverter-Based-Active-Filter for Unbalanced 3-
Phase 4-Wires Electrical Distribution System,
Industry Applications Conference 2000, vol. 4,
pp. 2503–2508, October. 2000.
[2] Chen C. C., Hsu Y. Y., A Novel Approach to the
Design of a Shunt Active Filter for an
Unbalanced Three-Phase Four-Wire System
under Nonsinusoidal Conditions, IEEE
Transactions. On Power Delivery, vol. 15, no. 4,
pp. 1258–1264, October. 2000.
[3] Chiang K. H., Lin R. B., Yang T. K., and Wu
W. K., Hybrid Active Power Filter for power
quality Compensation, International Conference
on Power Electronics and Drives Systems, pp.
949–954. November. 2005.
[4] Iannuzzi D., Piegari L., and Tricoli P., An Active
Filter Used for Harmonic Compensation and
Power Factor Correction: a Control Technique,
Power Electronics Specialists Conference, pp.
4631–4635, June. 2008.
[5] Lin R. B., Wei C. T., A Novel NPC Inverter for
Harmonics Elimination and Reactive Power
Compensatio, IEEE Transactions. On Power
Delivery, vol. 19, no. 3, pp. 1499–1456, July.
2004.
[6] Lamich M., Balcells J., Gonzalez D., Gago J.,
New Structure for Three-Phase, Four-Wires
Shunt Active Filter, Compatibility in Power
Electonics, pp 1–7, May/June. 2007.
[7] Msigwa J. C., Kundy J. B., and Mwinyiwiwa M.
M. B., Control Algorithm for Shunt Active
Power Filter using Synchronous Reference
Frame Theory, World Academy of Science,
Engineering and Technology 58, pp. 472–478,
2009.
[8] Nguyen Van Nho, Quach Thanh Hai, and Lee
H. H., Carrier Based Single-State PWM
Technique for Minimizing Vector Errors in
Multilevel Inverters, Journal of Power
Electronics, vol. 10, no. 4, pp. 357–364, July.
2010.
[9] Nguyen Van Nho, Youn J. M., Comprehensive
study on Space vector PWM and carrier based
PWM correlation in multilevel invertors, IEE
Proceedings Electric Power Applications,
vol.153, no.1, pp.149–158, January. 2006.
[10] Akagi H., Wantanabe H. E., and Aredes M.,
Instantaneous Power Theory and Applications
to Power Conditioning, IEEE Press Series on
Power Engineering, 400 pages, John Wiley &
Sons, USA, 2007.
669
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
- 7 -
Biographies
Nguyễn Văn Nhờ sinh năm
1964. Ông nhận bằng Thạc sỹ
và Tiến sỹ Kỹ thuật điện tại
Trường Đại Học West
Bohemia, Cộng hòa Séc năm
1988 và 1991. Từ năm 2007
ông là Phó Giáo sư tại Khoa
Điện–Điện tử Trường Đại Học
Bách Khoa, Đại Học Quốc Gia
Tp.Hồ Chí Minh. Ông làm việc với tư cách là hội viên
tại Viện Phát triển Khoa học và Kỹ thuật Hàn Quốc
(KAIST) năm 2001 và là giáo sư thỉnh giảng năm
2003–2004. Ông là chuyên gia tham quan Khoa Điện
Trường Đại Học Illinois tại Urbana–Champaign năm
2009. Hướng nghiên cứu chính là mô hình hóa và
điều khiển động cơ AC, mạch lọc tích cực, kỹ thuật
PWM. Hiện ông là thành viên của Viện Kỹ sư Điện
và Điện tử (IEEE).
Nguyễn Quốc Thái sinh năm
1977. Anh nhận bằng Kỹ sư
Điện–Điện tử của Trường Đại
Học Sư Phạm Kỹ Thuật
Tp.Hồ Chí Minh năm 2000.
Anh tham gia giảng dạy và
phụ trách Khoa Điện–Điện tử,
Trường Trung Cấp Nghề Tỉnh
Bình Thuận từ năm 2005 đến
nay. Hiện anh là học viên Cao
học ngành Kỹ thuật Điện tử của Trường Đại Học Sư
Phạm Kỹ Thuật Tp.Hồ Chí Minh. Đang nghiên cứu
về lĩnh vực biến tần đa bậc và mạch lọc tích cực.
670
