Bài giảng dụng cụ bán dẫn chương 5 BJT

ĐHBK Tp HCM-Khoa Đ-ĐT
BMĐT
GVPT: Hồ Trung Mỹ
Môn học: Dụng cụ bán dẫn

Chương 5

BJT

1

5.6 Đáp ứng tần số và hoạt động
chuyển mạch của BJT
5.6.1 Đáp ứng tần số
• Mạch tương đương tần số cao
• Tần số cắt (cutoff frequency)

2

1


Mạch KĐ CE – Hoạt động tín hiệu nhỏ

3

Mạch tương đương tần số cao

r, C (=Cbc): tương đương tín hiệu nhỏ của JC phân cực ngược
r, C (=Cbe): tương đương tín hiệu nhỏ của JE phân cực thuận
ro : điện trở của BJT CE

rx : điện trở tại miền nền trung hòa (bỏ qua trong tần số trung bình)
Các giá trị thực tế của các tham số: r rất lớn (có thể xem như hở mạch),
C =1-5pF, C=5-50pF

4

2


Hybrid-pi model
a useful small signal equivalent circuit

5

Các giới hạn tần số hoạt động
Các yếu tố làm trễ
Thời hằng tổng cộng từ E đến C hay thời gian trễ

với
thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE
thời gian đi qua miền nền
thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector)
thời gian nạp điện dung ở collector

6

3


Thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE

với
Điện trở khuếch tán tại tiếp xúc JE
Điện dung khuếch tán
Điện dung ký sinh giữa B và E
Thời gian đi qua miền nền
Với transistor NPN, mật độ dòng điện tử ở miền nền:
hay

{
7

Thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector)
Điện tử đi qua miền điện tích không gian B-C với tốc độ bão hòa
của chúng trong transistor NPN

Với xdc là bề rộng miền điện tích không gian B-C và vS là vận tốc bão hòa.
Thời gian nạp điện dung ở collector

với
Điện trở nối tiếp ở miền thu
Điện dung ở tiếp xúc JC
Điện dung từ miền thu đến đế (substrate) của transistor
8

4


Tần số cắt (cutoff frequency) của transistor
Độ lợi dòng CB

Độ lợi dòng CB tần thấp
Tần số cắt alpha

9

Tần số cắt beta

Tần số cắt fT được định nghĩa là tần số mà ở đó biên độ
của độ lợi dòng CE là 1.

Chú ý: Hiện nay BJT có fT ~ 25GHz
HBT có fT ~ 175GHz

10

5


Tính fT từ mô hình tương đương tần số cao
1
sC 

I
I
h fe  c    C
Ib
IB
I c  g mV 

Ib 

T ( ) 

1 (

V
 ( g m  sC  )V
1
sC

V
(r // C // C )

g m  sC 
I
h fe  c 
I b 1 r  s(C  C  )
 h fe 

1
s
)
0

Tần số -3dB

 

1
(C  C )r

Hiện nay BJT có ft~ 25GHz
HBT có ft~ 25GHz
ß tần số thấp

g m r
0

1  s(C  C ) r 1  s(C  C  )r

h fe 

11

Ic
0
1


I b 1  s (C  C )r
1 s 
20 log   20 log 1  (T   ) 2  0

 20dB / decade

  1  ( T   ) 2
 T        1
Băng thông độ lợi đơn vị

T     

fT 

gm
C  C

gm
2 (C  C  )

12

6


5.6.2 Hoạt động chuyển mạch của BJT
 BJT có thể hoạt động như một khóa (công tắc) giữa trạng
thái dòng thấp-áp cao và trạng thái dòng cao-áp thấp.
 Trạng thái tắt (OFF) tương ứng với chế độ tắt của BJT, trái
lại trạng thái dẫn (ON) tương ứng với chế độ bão hòa.
 Mạch tiêu biểu để đo đặc tính chuyển mạch như sau:
+VCC
RL

RS
Vin

13

Vin V1
t
V2

IB

IB1

td = thời gian trễ
tr = thời gian lên
ts = thời gian xả
điện tích chứa
tf = thời gian xuống

t
IC

ton = td + tr
toff = ts + tf

IB2
IC

0.9 ICsat

0.1 ICsat

t
d r

t=0

s

f

14

7


 Khi đưa vào điện áp V1 , dòng nền IB1 được cho bởi:
I B1  V1  VBEsat  / RS

 Khi xung vào bị chuyển sang tắt và điện áp vào giảm xuống
giá trị âm V2, dòng nền có trị số mới:
I B 2  V2  VBEsat  / RS

 Dòng nền giữ nguyên giá trị này gần như trong toàn bộ thời
gian xả điện tích chứa, nghĩa là, khi phân bố hạt dẫn thiểu
số trong miền nền vẫn còn tương ứng với chế độ bão hòa.
Sau thời gian xả điện tích chứa, phân bố hạt dẫn thiểu số
chuyển sang chế độ tích cực bình thường của nó.
t=0

t=s

t>s

15

 Sau t = s, điện áp emitter bắt đầu giảm và
I B  V2  VBE  / RS  I B  0 when VBE  V2
 Thời gian xả điện tích chứa là một trong những thời gian

quan trọng nhất làm giới hạn tốc độ chuyển mạch của BJT.
Để ước lượng thời gian này, ta thấy rằng BJT bị lái vào bão
hòa khi
I C  VCC  VCEsat  / RL  VCC / RL
 Từ đó, BJT bị lái vào bão hòa khi
V
I B  I ba  CC
RL h fe
 Một khi bão hòa, dòng collector là IC=VCC/RL. Trong lúc xảy
ra xả điện tích chứa, dòng collector giữ gần như không đổi
cho đến khi BJT vào miền tích cực. Thời gian xả điệntích
chứa (storage time) là thời gian cần cho điện tích trong
miền nền Qbs giảm xuống giá trị của điện tích Qba tương
ứng với chế độ tích cực.

16

8


 Khi BJT ở chế độ tích cực , IC giảm theo thời gian. Hiệu số
của dòng nền ở chế độ bão hòa và tích cực là:

I bs  I bs  I ba  I bs  VCC / h fe RL 
 Từ phương trình điều khiển điện tích
I bs  Qbs /  sr  dQbs / dt

người ta có thể ước lượng thời gian xả điện tích chứa là:

I  I 

 s   sr ln  b1 b 2 
 I ba  I b 2 
 Khi t > s, phương trình điều khiển điện tích trở thành:
Ib 

Qb dQb

 Qb  Aqn poWeV
 nl dt

BE

/ VT

/2
17

Khóa điện tử dùng BJT

18

9


BJT switch using a PNP transistor.

19

SWITCHING DELAYS IN A BJT (1/2)

20

10


SWITCHING DELAYS IN A BJT (2/2)

21

Large-signal switching

Ký hiệu

22

11


Schottky transistor
• The Schottky diode is a majority carrier device,
which means its transient response is much
faster than that of bipolar devices.
• The properties of the Schottky diode are used to
speed up the response of the BJT.
• The metal makes an Ohmic contact to the base,
but forms a Schottky barrier on the collector.
– When the transistor is in cutoff (or active) mode, the
base collector and the Schottky diode are reverse
biased. The Schottky diode thus has no influence on
the device.

– When the transistor starts to go to saturation, the
diode becomes forward biased and the voltage
across the base-collector is clamped to the forward
ON-bias of the diode.
23

Schottky transistor
• The turn-ON voltage of the Schottky diode is much
smaller than that of the base-collector junction. The
diode allows the excess base current to pass through it.
• The device will therefore not go into saturation mode
and the extraction of the excess charge becomes fast.
• The device can now be switched in a much shorter
time.
• The faster switching of the Schottky-clamped device
arises from the time needed to remove saturation
charge during device turn-OFF.
• The Schottky transistor is an important component of
the non-saturated bipolar logic and is used in
applications where speed is important.
24

12


Schottky transistor
•MOTIVATION: Do not let the transistor
go into deep saturation during switching.

25

5.7 Các mô hình của BJT
1. Mô hình tín hiệu lớn
– Mô hình Ebers-Moll
– Mô hình Gummel-Poon

2. Mô hình tín hiệu nhỏ (dùng cho chế độ
khuếch đại, tín hiệu nhỏ)

26

13


Mô hình tín hiệu lớn

27

Mô hình tín hiệu lớn của BJT – NPN (chế độ KĐ)

28

14


2.3 The BJT as an Amplifier
Device Operation:

29

30

15


The Common-Emitter Operation:

v o  v CE  VCC  R Ci C
 VCC  R C ISe v I /VT
as v CE  v CE,sat
IC,sat 

VCC  VCE,sat
RC

Figure 5.26 (a) Basic common-emitter amplifier circuit. (b) Transfer characteristic of the circuit in (a). The
amplifier is biased at a point Q, and a small voltage signal v i is superimposed on the dc bias voltage VBE. The
resulting output signal v o appears superimposed on the dc collector voltage VCE. The amplitude of v o is larger than
that of vi by the voltage gain Av.

31

As the collector current (neglect t he Early effect)
IC  ISe v BE /VT
then
v o  v CE  VCC  R CiC
 VCC  R CISe v I/VT
The Amplifier (voltage) gain is
Av 

dvo
dv I


v I  VBE

1
(ISe v BE /VT )R C
VT

I R
 C C
VT
That is, the output signal is 180 out of phase relatvie
to the input signal. The maximum available voltage gain is

A v, max  

VCC  VC,sat
VT



VCC
VT

32

16

Graphical Analysis of I-V relationships:
•Need both iB – vBE and ic – vCE plots

33

Figure 5.30 Graphical determination of the signal components vbe, ib, ic, and vce when a signal component v i is
superimposed on the dc voltage VBB (see Fig. 5.27).

34

17


Operation Point Optimization:
Voltage Clamping / Distortion / Voltage Swing

Figure 5.31 Effect of bias-point location on allowable signal swing: Load-line A results in bias point Q A
with a corresponding VCE which is too close to VCC and thus limits the positive swing of vCE. At the other
extreme, load-line B results in an operating point too close to the saturation region, thus limiting the negative
swing of vCE.

35

Small-Signal Model Development:

The above analysis suggests that for small signals
v be  VT
the transistor behaves as a " voltage controlled current source"
with the transconductance g m .

Output Resistance :
Ideally, the output resistance is " infinite".
Due to the Early effect, the output resistance is finite.
The output resistance ro , as we know, is
ro 

VA
IC

36

18


Base current and

Input resistance

The total base current i B 
iB 

at the base :

iC
, that is,
β

IC 1 IC

v be  I B  i b

β β VT

Therefore, the small - signal base current is
ib 

1 IC
g
v be  m v be
β VT
β

The small - signal input resistance, denoted as rπ , is
rπ 

v be
β
β
V


 T
ib
g m (IC /VT ) I B

 i 
On the other hand, rπ   B 
 v be 

1



VT
.
IB
37

Emitter current and the Input Resistance at the Emitter :
The total emitter current i E is
iC IC i c

  I E  ie
α
α α
That is, the small - signal emitter current is
i
I
I
i e  c  C v be  E v be
α α VT
VT
iE 

If we denote a small - signal resistance between base
and emitter, looking into the emitter, by re , it can be
defined by
v
v
V
α

1
re  be ( eb )  E 

ie
 ie
IE g m g m

38

19


Since v be  i b rπ  i e re
thus we have rπ 

ie
re  (β  1) re
ib

Voltage Gain : (small - signal)
The total collector voltage v C is
v C  VCC  i C R C
 VCC  (IC  i c )R C
 (VCC  I C R C )  i c R C  VC  i c R C
The small signal voltage vc is
v c  i c R C  (g m v be )R C  (g m R C )v be
Thus the voltage gain of this amplifier A v is
Av 

vc

 g m R C
v be



ICR C
VT

39

Small-Signal Models: Hybrid- Model and T Model
•From the above analysis, we find that we can separate
the signal and the DC quantities to simplify the analysis.
[ Hybrid- Model ]

Figure 5.51 Two slightly different versions of the simplified hybrid- model for the smallsignal operation of the BJT. The equivalent circuit in (a) represents the BJT as a voltagecontrolled current source (a transconductance amplifier), and that in (b) represents the BJT
as a current-controlled current source (a current amplifier).

40

20


[ T Model ]

Note: both models can be viewed as
(a) voltage-controlled current source, and
(b) current-controlled current source types.

Figure 5.52 Two slightly different versions of what is known as the T model of the BJT. The circuit

in (a) is a voltage-controlled current source representation and that in (b) is a current-controlled
current source representation. These models explicitly show the emitter resistance re rather than the
base resistance r featured in the hybrid- model.

41

Steps to doing small-signal analysis:

1. Determine the dc operation point (for a given  )
and get the DC collector current I C .
2. Calculate the parameter values of
I

V

g m  C ; r 
; re  T 
VT
gm
I E gm
3. Eliminate the DC sources by :
Voltage source  short circuit
Current source  open circuit
4. Replace the BJT with one of its small - signal model.
5. Analyze the resulting circuit to determine the
required quantities, say, the voltage gain
A v   g m RC
42

21

Ex 5.14: Assume =100. Find the small-signal voltage gain vo/vi.
•Obey |VBE|=0.7V
in active mode.

gm 
rπ 

I C 2.3mA

 92mA/V
VT 25mV

β 100

 1.09KΩ
g m 92

v be 

rπ
vi  0.011vi
rπ  R BB

v o  g m v be R C  3.04vi

43

Small-Signal Model accounting for the Early Effect:

ro 

VA  VCE VA

IC
Ic

voltage-controlled current source

Ω 

current-controlled current source
44

22


Model transformation

45

AC Emitter Resistance r’e or re
re 

25mV
IE

where r’e = ac emitter resistance
IE = the dc emitter current, found as VE / RE for

example.

46

23


Graphical determination of ac emitter
resistance.

re 

VBE
I E

47

The determination of ac beta.
IC

 ac 

IC

IC ic

I B ib

hFE = dc beta

Q

hfe = ac beta

IB
IB
48

24


Các đại lượng AC
trong bảng dữ liệu
Bốn tham số h truyền thống:
• hfe là độ lợi dòng AC (mắc CE)
• hie = r là tổng trở vào (mắc CE)
•  ac = hfe
• re’ = hie/hfe
• hre và hoe không cần cho các thiết kế
cơ bản và troubleshooting
49

Mô hình pi hỗn hợp
(tín hiệu nhỏ) của BJT
Hỗ dẫn:

• Mô hình tín hiệu nhỏ pihỗn hợp là biểu diễn tần số
thấp của BJT.
• Các tham số tín hiệu nhỏ
bị điều khiển bởi điểm Q.

I
gm  C  40I
C
V
T
Điện trở vào (hay hie):
 V

r  o T  o
I
gm
C
Điện trở ra (hay 1/hoe)
V V
ro  A CE
I
C

với VA là điện áp Early
50

25