NGHIÊN CỨU ỨNG DỤNG BIẾN TẦN ĐA MỨC TRONG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN

ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN

THÁI NGUYÊN - 2009

TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP

NGUYỄN TIẾN LUẬT

NGHIÊN CỨU ỨNG DỤNG BIẾN TẦN ĐA MỨC
TRONG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN

Chuyên ngành: TỰ ĐỘNG HOÁ
Khoá học: K10

TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên




Công trình được hoàn thành tại:
KHOA SAU ĐẠI HỌC - ĐẠI HỌC CÔNG NGHIỆP

THƯ VIỆN TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP
TRUNG TÂM HỌC LIỆU - ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN

Người hướng dẫn khoa học: PGS.TS NGUYỄN VĂN LIỄN

Phản biện 1: PGS.TS NGUYỄN NHƯ HIỂN
Phản biện 2: TS. TRẦN TRỌNG MINH

Luận văn được bảo vệ trước Hội đồng chấm luận văn họp tại:
TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP
Vào hồi 11h ngày 22 tháng 11 năm 2009

Có thể tìm hiểu luận văn tại:
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên




Chƣơng I

1.2. Phƣơng trình đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ:

ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ VÀ PHƢƠNG PHÁP
ĐIỀU KHIỂN TẦN SỐ

- Sơ đồ thay thế của động cơ không đồng bộ:
Để thành lập phương trình đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ ta sử dụng sơ đồ thay
thế. Trên hình 1.2 là sơ đồ thay thế gần đúng một pha của động cơ không đồng bộ với các

1.1. Mô tả chung về động cơ không đồng bộ.

giả thiết sau:

- Ở đây ta chủ yếu nghiên cứu động cơ không đồng bộ ba pha.

+ Ba pha động cơ là đối xứng, khe hở không khí là đồng đều.

- Động cơ không đồng bộ ba pha là máy điện quay không đồng bộ ba pha. về cấu tạo, động
cơ không đồng bộ gồm 2 phần chính là phần tĩnh hay là stato và phần quay là rôto. Stato
thường gồm 3 cuộn dây đặt lệch nhau 120° trong không gian.

+ Các thông số của động cơ không đổi, nghĩa là không phụ thuộc vào nhiệt độ, tần số,
dòng điện rôto, mạch từ không bão hoà. Nên điện kháng X1, X2 không đổi.
+ Dòng điện từ hoá không phụ thuộc vào tải mà chỉ phụ thuộc vào điện áp đặt ở stato động

Rôto phân làm 2 loại chính: rôto dây quấn và rôto lồng sóc. Rôto dây quấn là kiểu rôto có
dây quấn giống ở stato, dây quấn rôto được đặt và các rãnh của lõi sắt rôto. Còn rôto lồng
sóc thì không dùng dây quấn mà dùng các thanh dẫn bằng đồng hay nhôm, các thanh dẫn

cơ.
+ Bỏ qua cả tổn thất ma sát, tổi thất trong lõi thép.
+ Điện áp lưới hoàn toàn sin và đối xứng 3 pha.

này được nối ngắn mạch với nhau ở mỗi đầu bằng vòng ngắn mạch.
I2

I1
a

b

c

a

b

c

X1

X'2

R1

Xm

I3

U1

R'2/s

Rm

Hình 1.1. Động cơ không đồng bộ. a) Rô to lồng sóc, b) Rôto dây quấn
Hình 1.2. Sơ đồ thay thế động cơ không đồng bộ

- Động cơ không đồng bộ được sử dụng rộng rãi trong thực tế sản xuất. Ưu điểm nổi bật

của loại động cơ này là cấu tạo đơn giản đặc biệt là động cơ rôto lồng sóc; so với động cơ
một chiều động cơ không đồng bộ có giá thành hạ, vận hành tin cậy, chắc chắn. Ngoài ra

- Trong sơ đồ:

động cơ không đồng bộ có thể dùng trực tiếp lưới điện xoay chiều 3 pha nên không cần bộ

+U1: Trị số hiệu dụng của điện áp pha stato.

biến đổi như động cơ điện 1 chiều.

+Iµ, I1, I2: Các dòng điện từ hoá, stato và rôto đã quy đổi về stato.

Nhược điểm của động cơ không đồng bộ là điểu chỉnh tốc độ và khống chế các quá
trình quá độ khó khăn; riêng với động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc thì các chỉ tiêu khởi
động xấu hơn.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

+Xσ, X1σ, X2σ : Điện kháng mạch từ hoá, điện kháng tản stato và rôto đã quy đổi về stato.
+ s: Độ trượt của động cơ: S 

1  
1

+ f1: Tần số của điện áp nguồn đặt vào stato.
1



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

2




Mặt khác: ΔP2=3.I’22.R2’

+ω: Tốc độ góc của động cơ.
+Pp: Số đôi cực từ động cơ.
Từ sơ đồ thay thế ta có:

M 





1
1


I1  U f 1.

2

2
2
'
R


X


R


2
2

 R1    X nm 


s 


(1.1)

Trong đó: Xnm=X1σ+X’2σ: Điện kháng ngắn mạch

R X
2
0

2
0

 I

+ I1nm: Dòng điện ngắn mạch stato.

+ I: Dòng điện từ hoá có tác dụng tạo ra từ trường quay từ hoá lõi sắt động cơ. Ta cũng
tìm được dòng điện rôto quy đổi về stato:
I 
'
2

1

3U12 .R2'

(1.3)

2


R' 
2
.s
1  R1  2   X nm
s




dM
0
ds

+

S th  

+

M th  

R2'

(1.4)

2
R12  X nm

U 12f

(1.5)

2
21 ( R1  R12  X nm
)

Trong hai biểu thức trên dấu + ứng với trạng thái động cơ. Dấu - ứng với trạng thái máy

U f1

R

Từ đó ta có: M 

Từ đó suy ra:

+ Khi ω=0, s=1 thì I1=I1nm
+ Khi ω=ω1, s=0 thì: I 1 

1

R2'
s

Xác định cực trị bằng cách tính

Biểu thức (1) là phương trình đặc tính của dòng điện stato.

U f1

3.I 2'2 .

(1.2)



2

2
 R2' / 2  X nm

phát. Do đó Mth ở chế độ máy phát lớn hơn ở chế độ động cơ.
Ở đây nghiên cứu hệ truyền động với động cơ không đồng bộ nên ta quan tâm nhiều tới

- Phương trình đặc tính cơ của động cơ:

trạng thái làm việc động cơ nên đường đặc tính cơ lúc này thường biểu diễn trong khoảng

Để tìm phương trình đặc tính cơ của động cơ ta dựa vào điều kiện cân bằng công suất
trong động cơ.

0Phương trình đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ có thể biểu diễn đơn gian hơn bằng

Công suất điện từ chuyển từ stato sang rôto:

các lập tỉ số giữa (1.3) và (1.5) ta có:

P12=Mdt.ω1

M 

Trong đó: Mdt: là mômen điện từ của động cơ
Bỏ qua các tổn thất phụ thì : Mdt=Mcơ =M
Công suất đó chia làm hai phần:

Trong đó: a 

Pcơ: Công suất cơ đưa ra trên trục động cơ

2.M th (1  a.sth )
s sth

 a.sth
sth

s

R1
R 2'

ΔP2: Công suất tổn hao đồng trong rôto.
P12=Pcơ+ΔP2
=>M.ω1=M.+ΔP2
Do đó: ΔP2=M(ω1-ω)=M.ω1.s
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

3



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

4




Trong đó: k là thứ tự cuộn dây A, B, C rôto và a,b,c stato.



U k  I k Rk  d
Sdm

k

dt

Ψk là từ thông móc vòng của mỗi cuộn dây thứ k.Ψk=∑Ljkij.
nếu i=k: ta có điện cảm tự cảm , j≠k: ta có điện cảm hỗ cảm.

Sth

Ví dụ: Ψa=La aia+Labib+Lacic+LaAiA+LaBiB+LaCiC
L là điện cảm chính của dây quấn pha động cơ không đồng bộ.
Lσ là điện cảm tản
M
Mdm Mkd

Mth

Ns là số vòng dây quấn stato
Nr là số vòng dây quấn rôto
s 

Ls Ls

1
L
L

r 

Lr .N r2 Lr

1

L
LN s2

Hình 1.3. Đặc tính cơ động cơ không đồng bộ
Từ phương trình đặc tính cơ ta thấy các thông số ảnh hưởng tới đặc tính cơ:
-

Ảnh hưởng điện trở, điện kháng mạch stato

-

Ảnh hưởng điện trở mạch rôto

-

Ảnh hưởng điện áp lưới cấp cho động cơ

-

Ảnh hưởng của tần số lưới cấp cho động cơ f1.

 a 
   b 
 c 

1.3. Mô hình động cơ không đồng bộ.

 A 
   B 
 C 

 a 
 
 b 
 
   c 
 A 
 
 B

 C 


1.3.1. Mô hình động cơ không đồng bộ trong không gian ba pha.
- Quy ước: A,B, C chỉ thứ tự pha các cuộn dây rôto và a,b,c chỉ thứ tự các cuộn dây stato.
Giả thiết:
-

Cuộn dây stato, rôto đối xứng 3 pha.

-

Dây quấn stato được bố trí sao cho từ thông khe hở có phân bố dạng hình sin dọc
theo chu vi khe hở không khí.

ia 
i s  ib 
ic 
 RS

Rs    0

-

Tham số không đổi.

-

Mạch từ chưa bão hoà.

-

Khe hở không khí δ đồng đều.

-

Nguồn 3 pha cấp hình sin và đối xứng (lệch pha góc 2л/3).

 0

i A 
ir  i B  ,
iC 
0
RS
0

0
0 
RS 

u 
u s  a  ,
u 
 Rr

Rr    0
 0

u A 
u r  u B 
u C 
0
Rr
0

0
0 
Rr 

Phương trình cân bằng điện áp của mỗi cuôn dây k như sau:
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

5



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

6

1
1 

 
1   s  2
2


Ls   L.  1 1   s  1 
2 
 2
1
 1

1  s 
 2

2

1
1 


 
1   r
2

2


Ls   N L.  1 1   r  1 
N
2 
 2
1
 1

1 r 
 2

2

+1(

2
r
2
s

is

Ia
i s

+j(
cos
cos(  2 3) cos(  2 3) 


Lm ( )  M .cos(  2 3)
cos
cos(  2 3)
cos(  2 3) cos(  2 3)

cos

is 
a ib
.

 s   Ls 
   
t
 r  Lm ( )

Lm ( ) 
Lr  

2

a . ic

i 

x  s
i
 r

Hình 1.4 Tương quan giữa hệ toạ độ αβ và toạ độ pha a,b,c
Ba vectơ dòng điện stato i a, ib, ic tổng hợp lại và đại diện bởi một vectơ quay tròn is. Véctơ

d

u s  R S  LS dt
u    d t
 r 
Lm ( )
 dt

M  ist

d

Lm ( )  i 
dt
x s
d  
R r  Lr  ir 
dt 

không gian của dòng điện stato:
is 



2
ia  aib  a 2 ic
3



ae

j

2
3

Muốn biết is cần biết các hình chiếu của nó lên các trục toạ độ: isα , isβ.

d
{Lm ( )ir }
d

Các hệ phương trình trên là các hệ phương trình vi phân phi tuyến có hệ số biến thiên theo
thời gian vì góc quay θ phụ thuộc thời gian:
   0    t dt

Kết luận: nếu mô tả toán học như trên thì rất phức tạp nên cần đơn giản giảm bớt đi.
Tới năm 1995 Kôvacs(Liên Xô) đề xuất phép biến đổi tuyến tính không gian vectơ và

is=isα + jisβ
isa  Reis  
i s  Imi s  

1
2ia  ib  ic 
3

3
ib  ic 
3

Theo cách thức trên có thể chuyển vị từ 6 phương trình (3rôto, 3 stato) thành nghiên
cứu 4 phương trình.

Park(Mỹ) đưa ra phép biến đổi d,q.

Phép biến đổi từ 3 pha (a,b,c) thành 2 pha(α,β) được gọi là phép biến đổi thuận. Còn

1.3.2. Phép biến đổi tuyến tính không gian vectơ:
Trong máy điện ba pha thường dùng cách chuyển các giá trị tức thời của điện áp thành
các vectơ không gian. Lấy một mặt phẳng cắt động cơ theo hướng vuông góc với trục và

phép biến đổi từ 2 pha thành 3 pha được gọi là phép biến đổi ngược.
Đơn gian hơn, khi chiếu is lên một hệ trục xy bất kỳ quay với tốc độ ω k:

biển diễn từ không gian thành mặt phẳng. Chọn trục thực của mặt phẳng trùng với trục pha

θk = θ 0 + ω k t

a.

+ Nếu ωk=0, θ0=0: đó là phép biến đổi với hệ trục (biến đổi tĩnh)
+ Nếu ωk=ω1, θ0 tự chọn bất kỳ (để đơn giản một phương trình x trùng ψ r để ψry=0): phép
biến đổi d,q.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

7



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

8




Hình 1.6. Các đại lượng is và r của động cơ trên các hệ toạ độ

Chuyển sang hệ toạ độ quay bất kỳ:
Các hệ toạ độ được mô tả như sau:

- Các phương trình chuyển đổi hệ toạ độ:
a, b, c -> αβ

i sa  ia
x

Ia



is 

k

1
ia  ib 
3

αβ  d,q

is

Isd=isαcosθ +isβsinθ
Isq = isβcosθ +isαsinθ
αβ  a,b,c
ia = isa

2

a

a.ib









1
 i sa  3.i s
2

1
ic   i sa  3.i s
2
ib 

y
Hình 1.5 Hệ toạ độ quay bất kỳ.

D,q → αβ
is  isd cos  isq sin 
is  isd sin   isq cos



- Hệ phương trình cơ bản của động cơ trong không gian vectơ:
Để dễ theo dõi ta ký hiệu:

d

Pha B
q

i s

Chỉ số trên s: Xét trong hệ toạ độ stato(toạ độ α,β)

i

s

f: trong toạ độ trường (fied) từ thông rôto(toạ độ dq)

isd
isq

r

s

r: toạ độ gắn với trục rôto
Pha A



is

Chỉ số dưới: s: đại lượng mạch stato
r: toạ độ gắn với trục rôto.
Phương trình mômen:
mM 

Pha C

3
p( r  i )
2

Phương trình chuyển động:

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

9



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

10




mM  mc 

J d
p dt

M 

Phương trình điện áp cho ba cuộn dây stato:

u sc (t )  Rs i sc (t )  d



dt

R2'
s

2

R2' 
2
  X nm

s 


Ta có thể dựa vào đó để điểu khiển mômen bằng cách thay đổi các thông số như điện áp

 sb (t )

cung cấp, điện trở phụ, tốc độ trượt và tần số nguồn.

dt

Tới nay đã có các phương pháp điều khiển chủ yếu sau:

 sc (t )
dt

Tương tự như vectơ dòng điện ta có vectơ điện áp:





1  R1 

 sa (t )

u sa (t )  Rs i sa (t )  d
u sb (t )  Rs i sb (t )  d

3U 12

u s (t )  2 / 3 u sa (t )  u sb (t ).e

j120

Tổn thất



 u c(t ).e 240

Sử dụng khái niệm vectơ tổng ta nhận được phương trình vectơ:
u ss  Rs .iss  d

-

Kinh tế

 ss

Điều chỉnh
điện áp
Stato

stato

dt

Điều chỉnh
tần số
nguồn cấp
Stato

~
=

Khi quan sát ở hệ toạ độ α,β:

Đối với mạch rôto ta cũng có được phương trình như trên, chỉ khác là do cấu tạo các lồng
=

sóc là ngắn mạch nên ur=0(quan sát trên toạ độ gắn với trục rôto)

~

Từ thông stato và rôto được tính như sau:
 rr
dt

 s  i s L s  i r Lm

Điều
chỉnh
bằng pp

xung điện
trở rôto

 r  i s Lm  i r Lr

Trong đó Ls: điện cảm stato Ls=LσS +Lm(LσS: Điện cảm tiêu tán phía stato)

Rô to

Lr: điện cảm rôto Lr=Lαr+Lm(Lσr: Điện cảm tiêu tán phía rôto)

Điều chỉnh
công suất
trượt
P

8

0  Rr irr  d

(Phương trình từ thông không cần đến chỉ số hệ toạ độ vì các cuộn dây stato và rôto có cấu
tạo đối xứng nên điện cảm không đổi trong mọi hệ toạ độ).

Pn

1.4. Điều khiển tần số động cơ không đồng bộ:

NL

CL

1.4.1.Các phƣơng pháp điểu khiển tốc độ động cơ không đồng bộ:
Từ phương trình đặc tính cơ của động cơ:

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

Pn

K

Hình 1.7. Các phương pháp điều khiển
a. Điều khiển điện áp stato:

11



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

12




Do mômen động cơ không đồng bộ tỉ lệ với bình phương điện áp stato, do đó có thể
điều chỉnh được mômen và tốc độ không đồng bộ bằng cách điều chỉnh điện áp stato trong
khi giữ nguyên tần số. Đây là phương pháp đơn giản nhất, chỉ sử dụng một bộ biến đổi

Xuất phát từ công thức: 1 

2f
P

;

  1 (1  s)

Trong đó: ω1 tốc độ đồng bộ
f tần số nguồn

điện năng(biến áp, tiristor) để điều chỉnh điện áp đặt vào các cuộn stato. Phương pháp này

p số đôi cực

kinh tế nhưng họ đặc tính cơ thu được không tốt, thích hợp với phụ tải máy bơm, quạt gió.

s hệ số trượt

b. Điều khiển điện trở rôto:



Sử dụng trong cơ cấu dịch chuyển cầu trục, quạt gió, bơm nước: bằng việc điểu khiển
tiếp điểm hoặc tiristor làm ngắn mạch/hở mạch điện trở phụ của rôto ta điều khiển được

f > f dm

tốc độ động cơ, phương pháp này có ưu điểm mạch điện an toàn, giá thành rẻ. Nhược
điểm: đặc tính điểu chỉnh không tốt, hiệu suất thấp, vùng điều chỉnh không rộng.

f = f dm

c. Điều chỉnh công suất trượt:
f < f dm

Trong các trường hợp điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ bằng cách làm
mềm đặc tính và để nguyên tốc độ không tải lý tưởng thì công suất trượt ΔP s=sPdt được
tiêu tán trên điện trở mạch rôto, ở các hệ thống truyền động điện công suất lớn, tổn hao

M

này là đáng kể, vì thế để vừa điều chỉnh được tốc độ truyền động, vừa tận dụng được công
suất trượt người ta sử dụng các sơ đồ công suất trượt(sơ đồ nối tầng/nối cấp).
P1=Pcơ+Ps=P1(1-s)+sP1=const.

Hình 1.8. Đặc tính cơ động cơ không đồng bộ khi điều chỉnh tần số.
Với một động cơ khi đã chế tạo thì số đôi cực (Pp) cố định do đó khi thay đổi tần số f

Nếu lấy Ps trả lại lưới thì tiết kiệm được năng lượng.

thì dẫn đến tốc độ thay đổi và sẽ dẫn đến tốc độ động cơ thay đổi.

- Khi điều chỉnh với ω<ω1: được gọi là điều chỉnh nối cấp dưới đồng bộ(lấy năng lượng P s

Khi điều chỉnh tần số động cơ không đồng bộ thường phải điều chỉnh cả điện áp, dòng

ra phát lên lưới).

điện hoặc từ thông trong mạch stato do trở kháng, từ thông, dòng điện…của động cơ bị

- Khi điều chỉnh với ω>ω1 (s<0): điều chỉnh công suất trượt trên đồng bộ (nhận năng lượng
Ps vào) hay còn gọi là điều chỉnh nối cấp trên đồng bộ hoặc truyền động động cơ hai
nguồn cung cấp.

thay đổi.
- Khi điều chỉnh tần số, giả sử điện áp là điện áp định mức(Udm):
+ Nếu giảm tần số f < fđm(trong khi giữ U=Udm) thì từ thông ψ tăng lên, dẫn đến dòng từ

- Nếu tái sử dụng năng lượng Ps để tạo Pcơ: được gọi là truyền động nối câp cơ. Phương

hóa tăng lên, lúc này lõi thép bị bão hoà làm cho máy nóng làm việc sẽ kém đi, dẫn đến

pháp này không có ý nghĩa nhiều vì khi ω giảm còn 1/3.ω 1 thì Ps=2/3.P1 tức là công suất

hiệu suất thấp, nóng mạch từ. Vì vậy, để đảm bảo một chỉ tiêu mà không làm động cơ bị

một chiều dùng để tận dụng Ps phải gần bằng động cơ chính(xoay chiều), nếu không thì lại

quá dòng, cần phải điều chỉnh cả điện áp động cơ, cụ thể là giảm điện áp cùng với việc

không nên điều chỉnh sâu ω xuống. Trong thực tế không sử dụng phương pháp này.
d. Điều khiển tần số nguồn cấp stato:

giảm tần số theo quy luật nhất định.
+ Nếu tăng tần số vì điện áp U1=Udm(điện áp định mức là lớn nhất). Lúc này từ thông θ

Nguyên lý chung của điều khiển tần số:

động cơ sẽ giảm xuống làm cho momen động cơ giảm, dẫn đến tốc độ động cơ giảm rất
nhiều. Trường hợp mômen động cơ yếu có thể làm cho động cơ không quay được.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

13



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

14




Khi tần số tăng (f > fdm )thì mômen tới hạn giảm.

nhiên từ thông động cơ, trên mỗi đặc tính, còn phụ thuộc vào rất nhiều vào độ trượt s, tức
là phụ thuộc mômen tải trên trục động cơ. Vì thế trong các hệ điều chỉnh yêu cầu chất

1
M th  2
f1

lượng cao cần tìm cách bù từ thông.

- Điều chỉnh tần số động cơ không đồng bộ là phương pháp điều chỉnh kinh tế, tuy vậy nó
đòi hỏi kỹ thuật cao và phức tạp. Điều này xuất phát từ bản chất và nguyên lý làm việc của

Do đó I s 

r
Lm

1  (T1r ) 2 nên nếu muốn giữ từ thông ψr không đổi thì dòng điện phải

động cơ là phần cảm và phần ứng không tách biệt. có hai hướng tiếp cận là:

được điều chỉnh theo tốc độ trượt. Phương pháp này có nhược điểm là mỗi động cơ phải

+ Hướng thứ nhất coi stato là phần cảm tạo ra từ thông ψ s, còn mômen là do tác động của

cài đặt một sensor đo từ thông không thích hợp cho sản xuất đại trà và cơ cấu đo gắn trong

từ thông ψs và dòng điện ir.

đó bị ảnh hưởng bởi nhiệt độ và nhiễu.

+ Hướng thứ hai coi rôto là phần cảm tạo ra từ thông ψ r còn mômen là do tác động của ψr

Nếu điều chỉnh cả biên độ và pha của dòng điện thì có thể điều chỉnh được từ thông rôto

và dòng điện stato is.

mà không cần cảm biến tốc độ.

Lịch sử điều khiển tần số động cơ không đồng bộ xuất phát từ thông số ψ s, thông qua
các giá trị biên độ của đại lượng điện áp và dòng điện stato, ngày nay gọi là điểu khiển vô

-Điều chỉnh tần số nguồn dòng điện.
Phương pháp điều chỉnh này sử dụng biến tân nguồn dòng. Biến tần nguồn dòng có

hướng.

ưu điểm là tăng được công suất đơn vị máy, mạch lưc đơn giản mà vẫn thực hiện hãm tái

- Luật điều chỉnh giữ khả năng quá tải không đổi:

sinh động cơ. Nguồn điện một chiều cấp cho nghịch lưu phải là nguồn điện điều khiển. Để

Để đảm bảo một số chỉ tiêu điều chỉnh mà không làm động cơ bị quá dòng thì cần phải

tạo nguồn điện một chiều thường dùng chỉnh lưu điều khiển hoặc băm xung áp một chiều

điều chỉnh cả điện áp. Đối với biến tần nguồn áp thường có yêu cầu giữ cho khả năng quá

có bộ điều chỉnh dòng điện có cấu trúc tỷ lệ-tích phân(PI), mạch lọc là điện kháng tuyến

tải về mômen là không đổi trong suốt dải điều chỉnh tốc độ. Luật điều chỉnh là u s  f

1 x / 2
s

với x phụ thuộc tải. Khi x=0 (Mc=const, ví dụ cơ cấu nâng hàng) thì luật điều chỉnh là us/fs

tính có trị số điện cảm đủ lớn.
1.4.2. Điều khiển vectơ động cơ không đồng bộ:
Một số hệ thống yêu cầu chất lượng điều chỉnh động cao thì các phương pháp điều

=const.
- Luật điều chỉnh tần số-điện áp giữ từ thông không đổi:

khiển kinh điển khó đáp ứng được. Hệ thống điều khiển định hướng theo từ trường còn gọi

Ở hệ thống điều khiển điện áp/tần số, sức điện động stato động cơ được điều chỉnh tỉ lệ với

là điều khiển vectơ, có thể đáp ứng các yêu cầu điều chỉnh trong chế độ tĩnh và động.

tần số đảm bảo duy trì từ thông khe hở không đổi. Động cơ có khả năng sinh mômen như

Nguyên lý điều khiển vectơ dựa trên ý tưởng điều khiển vectơ động cơ không đồng bộ

nhau ở mọi tần số định mức. Có thể điều chỉnh tốc độ ở hai vùng:

tương tự như điều khiển động cơ một chiều. Phương pháp này đáp ứng được yêu cầu điều

Vùng dưới tốc độ cơ bản: giữ từ thông không đổi thông qua điều khiển tỷ số sức điện động

chỉnh của hệ thống trong quá trình quá độ cũng như chất lượng điều khiển tối ưu mômen.

khe hở/tần số là hằng số.

Việc điều khiển vectơ dựa trên định hướng vectơ từ thông rôto có thể cho phép điều khiển

Vùng trên tốc độ cơ bản: giữ công suất động cơ không đổi, điện áp được duy trì không đổi,

tác rời hai thành phần dòng stato, từ đó có thể điều khiển độc lập từ thông và mômen động

từ thông động cơ giảm theo tốc độ.

cơ. Kênh điều khiển từ thông thường gồm một mạch vòng điều chỉnh dòng điện sinh từ

- Điều chỉnh từ thông:

thông. Do đó hệ thống truyền động điện động cơ không đồng bộ có thể tạo được các đặc

Trong chế độ định mức, từ thông là định mức và mạch từ có công suất tối đa. Luật điều

tính tĩnh và động cao, có thể so sánh được với động cơ một chiều.

chỉnh tần số-điện áp là luật giữ gần đúng từ thông không đổi trên toàn dải điều chỉnh. Tuy

- Nguyên lý điều khiển vectơ:

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

15



16




Dựa trên ý tưởng điều khiển động cơ không đồng bộ tương tự như điều khiển động cơ
một chiều. Động cơ một chiều có thể điều khiển độc lập dòng điện kích từ và dòng phần

Hình 1.10. Điều khiển độc lập hai thành phần dòng điện: Mômen và kích từ

ứng để đạt được mômen tối ưu theo công thức tính mômen:
M  KI -  KI kt I -

- Điều khiển trực tiếp mômen:
Ra đời vào những năm cuối thập kỷ 90 của thế kỉ XX, thực hiện được đáp ứng nhanh. Vì

Iu

Iu

ψr có quán tính cơ nên không biến đổi nhanh được, do đó ta chú trọng thay đổi ψ s không

Ids*
Uu

ĐM

Mạch điều
khiển và mạch
nghịch lưu

Iqs*

CKT

thay đổi ψr. Phương pháp này không điều khiển theo quá trình mà theo điểm làm việc. Nó

ĐK

khắc phục nhược điểm của điều khiển định hướng trường vectơ rôto ψ r cấu trúc phức tạp,
đắt tiền, độ tin cậy thấp(hiện nay đã có vi mạch tích hợp cao, độ chính xác cao), việc đo
dòng điện qua cảm biến gây chậm trễ, đáp ứng momen của hệ điều khiển vectơ chậm(cở
10ms) và ảnh hưởng của bão hoà mạch từ tới Rs lớn.
1.4.3. Luật điều chỉnh giữ khả năng quá tải không đổi.
Luật điều chỉnh giữ khả năng quá tải không đổi hay điều chỉnh điện áp-tần số với từ thông

Hình 1.9 Sự tương quan giữa điều khiển động cơ một chiều và điều khiển vectơ
Tương tự ở điều khiển động cơ không đồng bộ, nếu ta sử dụng công thức:

là hàm của mômen tải thuộc phương pháp điều chỉnh vô hướng. Phương pháp này sử dụng

M=KmψrIqs=KmIdsIqs(khi chọn trục d trùng với chiều vectơ từ thông rôto)

bộ biến tần-động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc. Ta giả thiết điện áp và dòng điện đầu ra

Thì có thể điều khiển M bằng cách điều chỉnh tốc độ đôc lập các thành phần dòng điện

của bộ biến tần là hình sin, có biên độ và tần số có thể thay đổi được thì nhìn vào sơ đồ

trên hai trục vuông góc của hệ toạ độ quay đồng bộ với vectơ từ thông rôto. Lúc này vấn

thay thế và các biểu thức tính toán mômen, dòng điện…ta thấy khi điều chỉnh tần số thì trở

đề điều khiển động cơ không đồng bộ tương tự như dòng điều khiển động cơ điện một

kháng của động cơ thay đổi, do đó khi điều chỉnh tần số thì ta phải điều chỉnh cả điện áp

chiều. Ở đây thành phần dòng điện ids đóng vai trò tương tự như dòng điện kích từ động cơ

để đảm bảo động cơ không bị quá dòng và đảm bảo khả năng sinh mômen theo yêu cầu

một chiều(ikt) và thành phần dòng iqs tương tự như dòng phần ứng động cơ một chiều(iu).

đặc tính tải.

Các thành phần có thể tính được nhờ sử dụng khái niệm vectơ không gian. Với ý tưởng

Mômen lớn nhất mà động cơ không đồng bộ sinh ra được(với tần số và điện áp nhất

định nghĩa vectơ không gian dòng điện của động cơ được mô tả ở hệ toạ độ quay với tốc

định)chính là mômen tới hạnh, như vậy khả năng quá tải về mômen là λM=Mth/Mc

độ ωs, các đại lượng dòng điện điện áp, từ thông sẽ là các đại lượng một chiều.

nếu bỏ qua điện trở dây quấn stato thì biểu thức mômen tới hạn tính như sau:

q

U 
M th  K th  
 f 

q

Trong đó Kth là hằng số phụ thuộc vào thông số của động cơ.

Is2

Iqs1

Is1

Is1
Iqs2

Điều kiện để giữ hệ số quá tải về mômen không đổi là:
Is2

 M  M th / M c 

Iqs

s1

2

s2
d

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu
Ids – Đại học Thái Nguyên

r

s2

17

M thdm
M cdm

s1


Ids1 Ids2

r

d

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

18




Trong đó C1: hệ số phụ thuộc vào kết cấu máy điện.



f1đm: tần số định mức, f1* : tần số đơn vị tương đối
dm

Nếu bỏ qua thành phần sụt áp trên điện trở stato ta có  * 

dm

U 1*
tương ứng với quy luật
f1*

U1
= hằng số đã nêu ở mục (3-2), bị suy giảm ở vùng tần số thấp khi sụt áp trên điện trở
f1




stato có thể so sánh với điện áp stato U1. Điều này dẫn đến momen động cơ suy giảm theo
*

M
Mc

0

Mcdm

Mth

0

U sdm

 0 dm

.

(3-2), bị suy giảm ở vùng tấn số thấp khi sụt áp trên điện trở stato có thể so sánh với điện
áp stato U1. Điều này dẫn đến mômen động cơ suy giảm theo tần số. Để đảm bảo từ thông

Từ hai biểu thức trên ta có thể tính được:


1

Mthdm

Hình 1,11. Đặc tính cơ điều chỉnh tần số theo luật giữ khả năng quá tải không đổi.

Uó

U1
U
tần số. Để đảm bảo từ thống ψσ*  f * tương ứng với quy luật 1 =hằng số đã nêu ở mục
1
f

ψσ không đổi ta cần bù điện áp rơi trên điện trở stato.

M

Giải pháp thực hiện trong thực tế hay dùng là phát hàm U1(f1) với dòng điện không

M thdm

Dạng đặc tính cơ thống kê của các máy sản xuất dạng gần đúng:

tải I10. Khi động cơ mang tải bù thêm lượng điện áp tỷ lệ với sụt áp trên điện trở stato ct.
Như vậy tại giá trị tần số đầu vào f1 giá trị điện áp sẽ có hai thành phần:

Khi hệ ổn định thì M=Mc và động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc có đặc tính cơ cứng nên
có thể xem ω=ω1, từ đó ta có:
 
Us
 1
U ódm  1dm





1 x / 2

 f 

 
 f dm 

Thành phần thứ nhất U11 lấy từ hàm quan hệ U1(f1), thành phần thứ 2 tỷ lệ với dòng
điện tả U12~I1.
Dạng đặc tính cơ theo luật điều khiển điện áp tần số giữ từ thông động cơ không đổi

1 x / 2

được vẽ trên


Hay ở dạng đơn vị tương đối:
U *  f *(1 x / 2 )



nếu gần đúng thì ta có

U1
  s nên có thể coi luật điều khiển này là luật từ thông là hàm
f1

của mômen tải:
 s*  M c*

1.4.4. Điều khiển điện áp-tần sô giữ từ thông động cơ không đổi.
Từ thông móc vòng qua khe hở không khí ψ δ được tính.
 

M

1  U1
R1 
  I1 ( jX1  * )
C1 f1dm  f1*
f1 

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

19

Mth

0



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

20




Hình 1.12. Đặc tính cơ điều khiển điện áp - tần số giữ từ thông động cơ không đổi
Nhận xét: Phương pháp điều khiển U1(f1) giữ từ thông không đổi đơn giản dễ thực hiện.
Vì vậy, phần lớn biến tần công nghiệp thường sử dụng giải pháp này.

Chƣơng II
CẤU TRÚC BỘ BIẾN TẦN ĐA MỨC DÙNG TRONG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN
TRUNG ÁP
A. Cấu trúc bộ biến tần đa mức.
2.1. Khái niệm
Bộ nghịch lưu có nhiệm vụ chuyển đổi năng lượng từ nguồn điện một chiều sang
dạng năng lượng điện xoay chiều để cung cấp cho tải xoay chiều. Bộ nghịch lưu áp là một
bộ nghịch lưu có nguồn một chiều cung cấp là nguồn áp và đối tượng điều khiển ở ngõ ra
là điện áp.
Linh kiện trong bộ nghịch lưu áp có vai trò như một khóa dùng để đóng, ngắt dòng
điện qua nó. Trong các ứng dụng với công suất vừa và nhỏ, có thể sử dụng transitor BJT,
MOSFET, IGBT làm khóa và ở phạm vi công suất lớn có thể sử dụng GTO, IGCT …

2.2. Phân loại bộ nghịch lƣu áp
Bộ nghịch lưu áp dựa theo các tiêu chí khác nhau có thể phân loại như sau:
- Theo số pha điện áp đầu ra: một pha, ba pha.
- Theo số bậc điện áp giữa một đầu pha tải và một điểm điện thế chuẩn trên mạch
(phase to pole voltage): hai mức (two level), đa mức (multilevel).
- Theo cấu trúc của bộ nghịch lưu: dạng nối tầng (cascade inverter), dạng điôt kẹp
(diode clamped inverter), dạng flying capacitor …
- Theo phương pháp điều chế:
+ Phương pháp điều rộng.
+ Phương pháp điều biên.
+ Phương pháp điều chế độ rộng xung dùng sóng mang (CBPWM).
+ Phương pháp điều chế độ rộng xung cải biến (SFO-PWM).
+ Phương pháp điều chế vectơ không gian (SVPWM).
2.3. Nghịch lƣu áp đa mức
Sự tiến bộ gần đây trong việc nâng cao tính năng dòng, áp của các thiết bị chuyển
mạch như IGBT, IGCT, GTO đã thúc đẩy việc sử dụng các bộ nghịch lưu nguồn áp trong
lĩnh vực công suất lớn. Các bộ nghịch lưu với dòng điện lớn và điện áp cao ngày càng ứng

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

21



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

22

dụng rộng rãi trong truyền động xoay chiều, trong truyền tải điện xoay chiều như bộ bù

ra điểm trung tính ảo (neutral point) Z. Điện áp đặt lên mỗi tụ điện bằng E, thường bằng

tĩnh (static var compensator).

một nửa điện áp nguồn một chiều đưa vào Vd. Các điôt Dz1, Dz2 nối với điểm trung tính ảo

Cấu trúc chung của bộ nghịch lưu áp nhiều mức (đa mức) là có nhiều bộ gồm sáu

Z gọi là các điôt chốt điểm trung tính. Khi các khóa S2 và S3 đều đóng, đầu ra pha A của

chuyển mạch thông thường trong nghịch lưu ba pha để tổng hợp điện áp hình sin từ một số

bộ nghịch lưu được nối với điểm trung tính ảo thông qua một trong hai điôt chốt.

mức điện áp từ nguồn áp của tụ điện. Lý do sử dụng các khóa chuyển mạch này là dòng

2.4.1.2. Trạng thái của các khóa chuyển mạch

điện bị phân chia trong các khóa chuyển mạch và cho phép làm việc với công suất định

Trạng thái của các chuyển mạch trong bộ nghịch lưu điôt kẹp 3 mức được cho dưới

mức lớn hơn công suất từng khóa riêng rẽ.

dạng bảng 2.1. Trạng thái P (positive) tương ứng với hai khóa chuyển mạch S1, S2 đều

2.4. Các cấu trúc cơ bản của bộ nghịch lƣu áp đa mức

đóng và lúc đó điện áp ra U AZ có giá trị bằng E. Ngược lại trạng thái N (negative) tương

2.4.1. Bộ nghịch lưu điôt kẹp (diode clamped multilevel inverter)

ứng với hai khóa chuyển mạch S3, S4 đều đóng và điện áp ra UAZ có giá trị bằng -E. Trạng

2.4.1.1. Cấu trúc

thái O (zero) tương ứng với hai khóa chuyển mạch S2, S3 đều đóng và lúc này điện áp U AZ

Bộ nghịch lưu điôt kẹp sử dụng các điôt kẹp và các tụ điện một chiều mắc nối tầng để

sẽ có giá trị bằng 0 do các điôt chốt. Phụ thuộc theo chiều của dòng điện tải mà một trong

tạo ra điện áp có nhiều mức. Bộ nghịch lưu này có thể có cấu trúc: 3, 4 hay 5 mức, nhưng

hai điôt chốt sẽ dẫn dòng. Ví dụ, với dòng điện tải dương (i A > 0) làm DZ1 đóng, đầu ra pha

thường sử dụng nhiều nhất trong các truyền động công suất lớn, điện áp trung bình

A được nối với điểm trung tính Z thông qua sự dẫn dòng của DZ1 và S2.

(medium voltage drives) là bộ nghịch lưu 3 mức (three level neutral point clamped: 3L-

Bảng 2.1: Bảng trạng thái chuyển mạch (pha A) của bộ nghịch lưu 3L-NPC

NPC).
Trạng

Trạng thái các khóa chuyển mạch

Điện áp ra

thái

S1

S2

S3

S4

UAZ

P

Đóng

Đóng

Ngắt

Ngắt

E

O

Ngắt

Đóng

Đóng

Ngắt

0

N

Ngắt

Ngắt

Đóng

Đóng

-E

Các khóa chuyển mạch S1, S3 và S2, S4 hoạt động theo nguyên tắc đối nghịch, có
nghĩa là khi một khóa đóng thì khóa còn lại sẽ ngắt. Hình 1.2 biểu diễn một ví dụ về trạng
thái khóa chuyển mạch, tín hiệu điều khiển các chuyển mạch và điện áp ra U AZ có 3 mức
E, 0 và -E.
Hình 2.1: Bộ nghịch lưu điôt kẹp 3 mức
Cấu trúc của một bộ nghịch lưu điôt kẹp 3 mức như hình 2.1. Pha A của bộ nghịch
lưu gồm có 4 khóa bán dẫn S1 đến S4 và 4 điôt mắc song song ngược D1 đến D4. Điện áp
vào một chiều của bộ nghịch lưu thường được chia bởi 2 tụ điện nối tầng C d1 và Cd2, để tạo

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

23



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

24




- Trường hợp 1: dòng điện tải iA > 0 (hình 1.4a)

Hình 2.2: Trạng thái, điện áp điều khiển các chuyển mạch và điện áp ra

Trạng thái O

Tương tự ta cũng có điện áp pha U BZ, UCZ có dạng giống U AZ nhưng có sự dịch
chuyển pha đi 2/3. Điện áp dây U AB U AZ U BZ sẽ có 5 mức điện áp: 2E, E, 0, -E và 2E (hình 2.3).

Trạng thái P

Hình 2.4a: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O sang
trạng thái P với dòng điện tải iA > 0

Bộ nghịch lưu đang ở trạng thái O tương ứng với các khóa chuyển mạch S1, S4 đều
ngắt, còn S2 và S3 đang đóng. Điôt chốt D Z1 đang dẫn dòng điện iA > 0. Điện áp đặt trên
hai khóa chuyển mạch S2, S3: US2  US3  0 , còn điện áp đặt lên hai khóa S1,

S4: U S1  US4  E . Sau khi S3 ngắt hoàn toàn, S1 đóng lại (trạng thái P) tương ứng với điện
áp rơi U S1  0 , điôt chốt DZ1 bị phân cực ngược nên khóa lại, dòng điện chuyển từ D Z1 sang
S1. Do cả hai khóa chuyển mạch S3 và S4 đều đã ngắt nên điện áp rơi trên chúng:
U S3  U S4  E .

- Trường hợp 2: dòng điện tải iA < 0 (hình 2.4b)

Hình 2.3: Điện áp pha và điện áp dây của bộ nghịch lưu 3L-NPC
2.4.1.3. Quá trình chuyển mạch
Để nghiên cứu sự chuyển mạch của các khóa trong bộ nghịch lưu 3L-NPC, coi như
có sự chuyển đổi trạng thái từ trạng thái O sang trạng thái P bằng cách ngắt S3 và đóng S1
với thời gian chết bỏ qua. Với giả thiết rằng dòng điện pha i A không đổi chiều trong quá
trình chuyển mạch do tải có tính cảm, giá trị hai tụ điện Cd1 và Cd2 đủ lớn để điện áp đặt
lên mỗi tụ điện giữ giá trị bằng E và các khóa chuyển mạch coi như lý tưởng.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

25



Trạng thái O

Trạng thái P

Hình 2.4b: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O sang
trạng thái P với dòng điện tải iA < 0
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 26

+

Bộ nghịch lưu đang ở trạng thái O, S2 và S3 đang đóng, điôt chốt DZ2 đang dẫn dòng điện

+
E_

chạy qua (iA < 0). Điện áp đặt trên hai khóa chuyển mạch S1, S4: US1 = US4 = E . Do tải có
tính cảm nên dòng điện không đổi chiều ngay lập tức mà làm điôt D 1 và D2 mở, dẫn đến

+
E_

Tương tự ta có thể khảo sát quá trình chuyển mạch từ trạng thái P sang trạng thái O,
từ trạng thái O sang trạng thái N hay ngược lại dưới dạng bảng 2.2.

Z

U dc

US1  US2  0 . Lúc này dòng điện tải iA chuyển mạch từ S3 qua D1, D2 (trạng thái P).

Cd1

S1

D1

S2

D2

A

C1

Cd2

B

S3

D3

S4

D4

C

_

Bảng 2.2: Quá trình dẫn dòng của các khóa trong pha A
của bộ nghịch lưu 3L-NPC
Trạng thái

S1

D1

S2

D2

S3

D3

S4

D4

DZ1

O

DZ2

Dòng điện tải iA > 0
P

x

Hình 2.5: Bộ nghịch lưu dạng flying capacitor 3 mức

x

O

x

2.4.2.2. Trạng thái của các khóa chuyển mạch

x

N

x

Để tạo ra 3 mức điện áp, các khóa chuyển mạch được điều khiển sao cho tại mọi

x

thời điểm chỉ có hai trong bốn khóa ở mỗi pha được đóng. Trạng thái của các chuyển

Dòng điện tải iA < 0
P

x

mạch trong bộ nghịch lưu 3L-FLC được cho dưới dạng bảng 2.3. Nó chỉ khác so với bộ

x

nghịch lưu 3L-NPC là có hai trạng thái O tương ứng với S 1 đóng, S2 ngắt và S1 ngắt, S2

O

x

N

x

x

đóng. Tùy theo chiều dòng điện qua tụ thay đổi mà nạp hay xả tụ điện.

x
Bảng 2.3: Bảng trạng thái chuyển mạch (pha A) của 3L-FLC

2.4.2. Bộ nghịch lưu dạng flying capacitor
2.4.2.1. Cấu trúc
Cấu trúc bộ nghịch lưu dạng flying capacitor tương tự như bộ nghịch lưu điôt kẹp chỉ
khác không có điôt kẹp mà thay bằng tụ điện. Ở đây ta khảo sát cấu trúc bộ nghịch lưu
dạng flying capacitor 3 mức (3L-FLC inverter) gồm có 12 khóa chuyển mạch, điôt ngược
mắc song song và 3 tụ điện thay đổi (hình 2.5). Trong quá trình hoạt động tụ điện thay đổi

Trạng thái
P
O

được nạp đến 1/2 điện áp cung cấp từ nguồn một chiều.
N
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

27

Trạng thái các khóa chuyển mạch
UAZ

ic1

Ngắt

E

0

Đóng

Ngắt

0

iA

Đóng

Ngắt

Đóng

0

-iA

Ngắt

Đóng

Đóng

-E

0

S1

S2

S3

S4

Đóng

Đóng

Ngắt

Đóng

Ngắt

Ngắt
Ngắt

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

28




Bộ nghịch lưu ở trạng thái O tương ứng với các khóa S1, S3 đang đóng và S2, S4 đang

2.4.2.3. Quá trình chuyển mạch
Để nghiên cứu sự chuyển mạch của các khóa chuyển mạch trong bộ nghịch lưu 3LFLC, coi như có sự chuyển đổi từ trạng thái O sang trạng thái P bằng cách ngắt S3 và đóng
S2 với thời gian chết bỏ qua.

ngắt. Điôt D1 đang dẫn dòng iA < 0 chạy qua. Sau khi S3 ngắt hoàn toàn, S2 đóng lại (trạng
thái P), dòng điện chuyển qua D1 và D2.
Tương tự ta có thể khảo sát quá trình chuyển mạch từ trạng thái P sang trạng thái O,

- Trường hợp 1: dòng điện tải iA > 0 (hình 2.6a)
+

từ trạng thái O sang trạng thái N hay ngược lại dưới dạng bảng 2.4.

+
iC

+
E_

Cd1

Z

U dc

+
E_

S1

D1

S2

D2

A

C1

iA

Cd2

S3

D3

S4

D4

_

Cd1

Z
+
E_

D1

S2

D2

Bảng 2.4: Quá trình dẫn dòng của các khóa trong pha A
của bộ nghịch lưu 3L-FLC

+
E_

U dc

S1

Trạng thái

S1

D1

A

C1
S3

D3

S4

D4

P

x

D3

S4

D4

x

x

O
x

Trạng thái O

Trạng thái P

x

N

x

Hình 2.6a: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O
sang trạng thái P với dòng điện tải iA > 0

x

Dòng điện tải iA < 0

Bộ nghịch lưu ở trạng thái O tương ứng với các khóa S1, S3 đang đóng và S2, S4 đang

P

ngắt. Điôt D3 đang dẫn cho dòng điện i A > 0 chạy qua. Sau khi S3 ngắt hoàn toàn, S2 đóng

x

x

x

x

O

lại (trạng thái P) dòng điện chuyển từ D3 qua S2.

x

- Trường hợp 2: dòng điện tải i A < 0 (hình 2.6b)

N

x
x

x

+
iC

+
E_

Cd1

Z

U dc

+
E_
_

S3

x

_

+

D2

Dòng điện tải iA > 0

iA

Cd2

S2

S1

D1

S2

D2

A

C1

Cd2

iA
S3

D3

S4

D4

+
E_

Cd1

Z

U dc

+
E_

S1

D1

S2

D2

inverter)
2.4.3.1. Cấu trúc

A

C1

Cd2

2.4.3. Bộ nghịch lưu nhiều mức kiểu cầu H nối tầng (cascade H-bridge multilevel

iA

Bộ nghịch lưu nhiều mức kiểu cầu H nối tầng (CHB) bao gồm nhiều cầu H một pha

S3

D3

mắc nối tiếp để tạo ra điện áp xoay chiều. Nó sử dụng nhiều nguồn một chiều cách ly để

S4

D4

cung cấp cho cầu H một pha. Ở đây ta nghiên cứu cấu trúc một bộ nghịch lưu kiểu cầu H

_

Trạng thái O
Trạng thái P
Hình 2.6 b: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O
sang trạng thái P với dòng điện tải iA < 0
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

29



nối tầng có 5 mức (5L-CHB) gồm có 2 cầu H mắc nối tiếp trong mỗi pha (hình 2.7). Điện
áp một chiều cung cấp cho bộ cầu H một pha thường từ bộ chỉnh lưu điôt nhiều mức. Để

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

30




tạo ra điện áp có 5 mức thì tại mội thời điểm các khóa chuyển mạch được điều khiển sao

5

Đóng

Ngắt

Ngắt

Ngắt

E

0

cho chỉ có 2 trong 4 khóa của mỗi cầu H được đóng.

6

Ngắt

Ngắt

Đóng

Đóng

0

0

7

Đóng

Đóng

Đóng

Đóng

0

0

8

Đóng

Đóng

Ngắt

Ngắt

0

0

9

Ngắt

Ngắt

Ngắt

Ngắt

0

0

10

Đóng

Ngắt

Ngắt

Đóng

-E

E

11

Ngắt

Đóng

Đóng

Ngắt

E

-E

12

Đóng

Đóng

Ngắt

Đóng

0

-E

13

Ngắt

Ngắt

Ngắt

Đóng

0

-E

14

Ngắt

Đóng

Đóng

Đóng

-E

0

15

Ngắt

Đóng

Ngắt

Ngắt

-E

0

16

Ngắt

Đóng

Ngắt

Đóng

-E

-E

O

A
S11

D11 S31

B

D31
U h1

E
S41

D 41 S21

C

E

E

D 21

H1
S12

D12 S32

D32
U h2

E
S42

D 42 S22

E

E

D 22

H2

N

0

-E

-2E

Hình 2.7: Bộ nghịch lưu 5 mức kiểu cầu H nối tầng
2.4.3.3. Quá trình chuyển mạch

2.4.3.2. Trạng thái của các khóa chuyển mạch
Khi các khóa chuyển mạch S11, S21, S12 và S22 dẫn dòng thì điện áp ra của cầu H1 và

Hình 2.8 biểu diễn sự chuyển mạch giữa các mức điện áp ra, số lượng chuyển mạch

H2 lần lượt: U h1  U h2  E nên điện áp ra tổng hợp trên pha A của bộ nghịch lưu:

giữa 2 mức điện áp kề nhau được đánh dấu trong hình vẽ. Để nghiên cứu sự chuyển mạch

U AN  U h1  U h2  2E . Tương tự với S31, S41, S32 và S42 dẫn thì điện áp ra U AN   2E . Còn 3

giữa các trạng thái, ta khảo sát sự chuyển mạch một trường hợp (theo đường nét đậm trong

mức điện áp còn lại E, 0, -E tương ứng với các vị trí khác nhau của các khóa sẽ được tổng

hình 2.8).

hợp trong bảng 2.5.
Bảng 2.5: Bảng trạng thái chuyển mạch (pha A) của 5L-CHB
Trạng thái

Trạng thái các khóa chuyển mạch
Uh1

Uh2

UAN

Ngắt

E

E

2E

Đóng

Ngắt

0

E

Ngắt

Đóng

Ngắt

0

E

Ngắt

Đóng

Đóng

E

0

(State)

S11

S31

S12

S32

1

Đóng

Ngắt

Đóng

2

Đóng

Đóng

3

Ngắt

4

Đóng

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

31

E



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

32

Hình 2.8: Quá trình chuyển mạch giữa các trạng thái
S11

- Trường hợp 1: dòng điện tải iA > 0 (hình 2.9a)

D11 S31

A

E
S11

D11 S31

S11

D31

A

E

D11 S31

D31

S11

D31

S41

D 41 S21

D 21

S41

D 41 S21

D 21

S12

D12 S32

D32

S12

D12 S32

D32

S41

D 41 S21

D 21

S41

D 41 S21

D 21

S12

D12 S32

D32

S12

D12 S32

D32

S42

D 42 S22

D 22

S42

D 42 S22

D 22

E

E
S42

D 42 S22

S42

D 22

Trạng thái 1

D 42 S22

Trạng thái 1

D 22

S11

Trạng thái 4

D11 S31

S11

D31

A

E

D11 S31

S11

D31

A

E

D11 S31

A

A

E

D 41 S21

D 21

S41

D 41 S21

D 21

S41

D 41 S21

D 21

S12

D12 S32

D32

S12

D12 S32

D32

S12

D12 S32

D32

E
S42

D 42 S22

Trạng thái 7

D 22

E
S42

D 42 S22

D 22

Trạng thái 14

S42

D 42 S22

D11 S31

D31

A

E

S11

D11 S31

D31

E

D31

S41

E

Trạng thái 4
S11

D31

E
D11 S31

A

E

E

S11

D31

A

E

E

D11 S31

S41

D 41 S21

D 21

S41

D 41 S21

D 21

S41

D 41 S21

D 21

S12

D12 S32

D32

S12

D12 S32

D32

S12

D12 S32

D32

S42

D 42 S22

D 22

S42

D 42 S22

D 22

S42

D 42 S22

D 22

E

E

Trạng thái 7

D 22

Trạng thái 16

E

Trạng thái 14

Trạng thái 16

Hình 2.9b: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái 1  4  7  14  16
với dòng điện tải iA < 0

Hình 2.9a: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái 1  4  7  14  16

Tương tự trường hợp dòng điện tải i A > 0, quá trình chuyển mạch cũng xảy ra theo

với dòng điện tải iA > 0
Bộ nghịch lưu ở trạng thái "1" tương ứng với S11, S21, S12 và S22 đang dẫn dòng với

chu trình trên nhưng với chiều dòng điện chạy như trong hình 2.9b.

điện áp ra U AN  2E . Sau khi S22 ngắt hoàn toàn, S32 đóng lại bộ nghịch lưu chuyển sang
trạng thái "4" với điện áp ra U AN  E . Sau khi S21 ngắt hoàn toàn, S31 đóng lại bộ nghịch lưu

chuyển sang trạng thái "7" tương ứng với điện áp ra U AN  0 . Sau đó bộ nghịch lưu chuyển
sang trạng thái "14" với S11 ngắt và S41 đóng lại, tương ứng với điện áp ra U AN   E . Sau

2.5. Nhận xét
Bộ nghịch lưu áp đa mức ngày càng được sử dụng nhiều trong các ứng dụng có điện
áp cao và hiệu suất cao. Ưu điểm chính của nó: công suất của bộ nghịch lưu áp tăng lên,
điện áp đặt lên các linh kiện giảm xuống nên công suất tổn hao do quá trình đóng cắt của

khi S12 ngắt hoàn toàn, S42 đóng lại bộ nghịch lưu chuyển sang trạng thái "16" tương ứng

linh kiện cũng giảm theo, với cùng tần số đóng cắt các thành phần sóng hài bậc cao của

với điện áp ra U AN   2E . Dòng điện chạy trong các trạng thái biểu diễn bằng đường nét

điện áp ra nhỏ hơn so với trường hợp bộ nghịch lưu 2 mức.

đậm trong hình 2.9a.

Trong các cấu trúc của bộ nghịch lưu đa mức, cấu trúc dạng flying capacitor (FLC)

- Trường hợp 2: dòng điện tải iA < 0 (hình 2.9b)
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

33

khó thực hiện bởi vì mỗi tụ điện được nạp với điện áp khác nhau khi số mức điện áp tăng


Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

34




lên. Bộ nghịch lưu cầu H nối tầng (CHB) có khả năng mođun hóa, vấn đề không cân bằng
của điện áp liên lạc một chiều không xảy ra, do đó dễ mở rộng ở nhiều mức, tuy nhiên cần
phân tách nguồn một chiều. Cấu trúc có điôt kẹp (NPC) khó mở rộng sang nhiều mức bởi
vì vấn đề liên lạc một chiều không cân bằng, số điôt chốt tăng lên. Vì vậy trong phạm vi
luận văn tác giả chỉ tập trung nghiên cứu cho bộ nghịch lưu áp 3 mức (3L-NPC).
B. Phƣơng pháp điều chế cho bô nghịch lƣu áp đa mức.
2.6 Khái niệm.
Phương pháp điều chế vectơ không gian (space vector modulation method -SVM)
xuất phát từ những ứng dụng của vectơ không gian trong máy điện xoay chiều, sau đó
được mở rộng triển khai trong các hệ thống điện ba pha. Phương pháp điều chế vectơ

Hình 2.10: Bộ nghịch lưu áp 3 mức NPC
Xét hệ số ka:
ka =

không gian và các dạng cải biến của nó có tính hiện đại, giải thuật chủ yếu dựa vào kỹ

P : khi S1 và S2 đóng ("1"), UAZ = E
O : khi S2 và S3 đóng ("1"), UAZ = 0
N : khi S3 và S4 đóng ("1"), UAZ = -E

thuật số và là các phương pháp được sử dụng phổ biến nhất hiện nay trong lĩnh vực điện tử
công suất liên quan đến điều khiển các đại lượng xoay chiều ba pha như truyền động điện
xoay chiều, điều khiển các mạch lọc tích cực, điều khiển các thiết bị công suất trên hệ
thống truyền tải điện.

Phương pháp điều chế vectơ không gian là phương thức thay thế ba vectơ điện áp ba
pha thành một vectơ quay trong không gian. Như vậy thay vì phải tính toán trên ba pha ta

 2
va  vb e j  vc e j 2 ;
3







Dựa vào độ lớn (mođun), người ta chia các vectơ này thành 4 nhóm:


- Vectơ không (zero vector) V 0 : tương ứng với 3 trạng thái của khóa bán dẫn là






(2.1)

- Vectơ nhỏ (small vector) V1 ÷ V6 : có môđun bằng Vdc/3, mỗi vectơ này có trạng thái



khóa bán dẫn tương ứng với hai loại vectơ P (chứa trạng thái P) và vectơ N (chứa trạng

Phép chuyển đổi từ các đại lượng ba pha v a , v b , v c sang đại lượng vectơ quay v
theo công thức: v 

vectơ và trạng thái đóng cắt của bộ nghịch lưu áp 3 mức NPC (bảng 2.1)

[PPP], [OOO] và [NNN]. Môđun của vectơ V 0 bằng không.

chỉ cần tính toán trên hệ trục hai pha theo độ lớn và góc pha của đại lượng vectơ quay.
Giả thiết cho đại lượng ba pha cân bằng v a , v b , v c thỏa mãn hệ thức: va  vb  vc  0

Sx1 +Sx3 =1
, trong đó x = a, b,c ta xây dựng được các
Sx2 +Sx4 =1

và cùng với quy tắc đối nghịch 

thái N).

2
3

(2.2)





- Vectơ trung bình (medium vector) V7 ÷ V12 : có môđun bằng 3Vdc /3 .




2.7. Phƣơng pháp điều chế cho bộ nghịch lƣu áp ba mức NPC

- Vectơ lớn (large vector) V13 ÷ V18 : có môđun bằng 2Vdc /3 .

2.7.1. Vectơ không gian của bộ nghịch lưu áp ba mức NPC

Các trạng thái đóng ngắt này tạo thành một vectơ không gian điện áp có các trạng thái

Với bộ nghịch lưu áp ba mức NPC (hình 2.10), trên mỗi pha ví dụ pha A điện áp U AZ
sẽ có ba trạng thái điện áp khác nhau tương ứng với các trạng thái đóng ngắt của các khóa
bán dẫn. Do đó có tất cả 27 trạng thái đóng ngắt của các khóa bán dẫn trên ba pha tạo ra
điện áp ba pha ở tải, với mỗi trạng thái được minh họa bởi tổ hợp ka, kb, kc.

trùng lặp (redudant states). Khi thực hiện điều chế vectơ không gian cho bộ nghịch lưu áp


3 mức, thông thường người ta tạo ra vectơ tham chiếu ( V ref ) từ 3 vectơ gần nó nhất. Do
vậy để thuận tiện ta chia vectơ không gian của bộ nghịch lưu áp 3 mức thành 6 vùng
(sector) như hình 2.11.
Bảng 2.6: Các vectơ tương ứng với các trạng thái của khóa bán dẫn

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

35

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

36




Không gian vectơ Trạng thái khóa bán dẫn Phân loại vectơ Môđun vectơ

V0

[PPP], [OOO], [NNN]
Loại P

V1P

V1N

V 2P

V 2N

V 3P

V3N

V 4P

V 4N


V 5P

V5N

V 6P

V 6N


V1


V2

V3

V4

V5

V6


V7

V8

V9

V10


V11

V12

V13

V14

V15

V16

V17

V18

Vectơ không

Sector
 II
V8


V15

0

V2

Sector III 
V9

Loại N

[POO]
[ONN]


V10
Sector IV

[PPO]


V0


V4


V16

[OON]


V5


V17

Vectơ nhỏ

1
Vdc
3

[OPP]

Sector I
V7

V1


V6


V11
Sector V

[OPO]
[NON]


V14


V13


V12

Sector VI


V18

Hình 2.11 : Vectơ không gian điện áp của bộ nghịch lưu 3 mức NPC
2.7.2. Phương pháp điều chế vectơ không gian
Ý tưởng của phương pháp điều chế vectơ không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên

[NOO]

tục của vectơ không gian tham chiếu trên quỹ đạo đường tròn của vectơ điện áp bộ nghịch

[OOP]

lưu tương tự như trường hợp vectơ không gian của đại lượng sin ba pha tạo được. Vectơ
[NNO]

tham chiếu ở đây chính là vectơ trung bình trong thời gian một chu kỳ điều chế T pulse của

[POP]

quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp.
Các bước thực hiện giải thuật điều chế vectơ không gian:

[ONO]
[PON]

- Xác định vị trí của vectơ trung bình.

[OPN]

- Xác định các vectơ cơ bản để tạo được vectơ trung bình.

[NPO]

Vectơ

[NOP]

trung bình

- Xác định trình tự thực hiện và thời gian tác dụng của các vectơ cơ bản.
3
Vdc
3

Giả sử vectơ trung bình nằm trong vùng I (sector I), ta chia nhỏ vùng (tam giác) này
thành 4 tam giác con , ,  và  (hình 2.12), trong đó mỗi tam giác được tổ hợp từ 3

[ONP]

vectơ cơ bản (bảng 2.7).

[PNO]



V14

[PNN]

V2

[PPN]
[NPN]

Vectơ lớn

[NPP]

2
Vdc
3

‚
‚


V0


θ


V7

V ref

‚

V13

[NNP]


V1

[PNP]

Hình 2.12: Vectơ điện áp ở vùng I (sector I)

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

37



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

38




Bảng 2.7: Vị trí các tam giác tương ứng với tổ hợp các vectơ cơ bản

hay ở dạng tương đối: di 
 d1 

d  
 2
 d3 

Tổ hợp các vectơ cơ bản

Tam giác

 
V 0 , V1 ,
 
V1 , V13 ,
 
V1 , V 7 ,
 
V2 , V7 ,







V2

V7

V2

V14

V1
V
 1
 1




Ti 
;V ref  d1V 1  d 2 V 2  d 3V 3
Tpulse

V3 
V3 
1 

V2
V2 
1

-1

(2.6)

V 
V 
 
 1 

(2.7)

Áp dụng cụ thể vào 4 tam giác con trong vùng I của hình lục giác, ta thu được kết quả
như bảng 2.8


Bảng 2.8: Thời gian tác dụng đối với vectơ V ref trong vùng I
Thời gian thực hiện

Tam

Tổng quát, khi vectơ điện áp trung bình V ref nằm trong tam giác tổ hợp từ các vectơ
  

V1 , V 2 , V 3 ta thực hiện sự tổng hợp vectơ trung bình bằng cách điều khiển để V1 tác dụng


trong thời gian T1, V 2 tác dụng trong thời gian T 2 và V 3 tác dụng trong thời gian T3 theo

công thức:

giác









V ref Tpulse V 1T1 V 2T2 V 3T3

(2.3)



d1

V0

V1

V1

V2

d2

1- m a (sinθ + 3cosθ)
2- m a (sinθ + 3cosθ)

1-2ma sinθ
2- m a (sinθ + 3cosθ)


V1

V13

V7


V7

ma (-sinθ + 3cosθ)
-1  m a (sinθ + 3cosθ)
-1  m a (sinθ + 3cosθ)
m a (-sinθ  3cosθ)

d3

V2

V7

V2

V14

2ma sinθ

2m a sinθ
1 ma (sinθ  3cosθ)

-1 2ma sinθ

trong đó Tpulse  T1  T2  T3 : là chu kỳ điều chế.
Vấn đề còn lại là xác định thời gian tác dụng T1, T2, T3 của các vectơ cơ bản. Nếu ta

biết được vectơ V ref dưới dạng các thành phần vuông góc Vα và Vβ trong hệ tọa độ cố

Trong đó ma là chỉ số điều chế (modulation index):
ma  3

định (stationary frame) αβ , quan hệ giữa các thành phần vectơ Vα , Vβ với thời gian duy trì




V1
V
 1
 1

V3   T1 
V3  T2 
1  T3 

V2
V2 
1

Với V1α , V2α , V3α , V1β , V2β , V3β

V2
V2 

(2.4)

1

-1

(2.8)



I) để xác định thời gian tác động của các vectơ cơ bản.
2.7.3. Hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ điện


là các thành phần theo hệ tọa độ αβ của các vectơ V1 ,

V3 
V3 
1 

; 0  ma  1

hình lục giác tính từ vị trí trục thực α , ta có thể quy đổi nó về góc phần sáu thứ nhất (vùng

 
V 2 , V 3 trên hình lục giác. Từ đó thời gian được xác định:
T1  V1
1   
T2  V1
Tpulse   
T3   1

Vdc

Nếu vectơ trung bình V ref nằm ở góc phần sáu thứ i so với góc phần sáu thứ nhất của



trạng thái vectơ V1 , V 2 , V 3 có thể biểu diễn dưới dạng ma trận:
V 
V   1
  T
 1  s

Vref

V 
V 
 
 1 

Đặc điểm của bộ nghịch lưu dạng NPC nói chung và 3 mức nói riêng là sự xuất hiện
của các tụ điện tại phần DC link, trong quá trình tác động của các trạng thái khác nhau sẽ
làm xuất hiện điện áp Vz (neutral point voltage), là điện áp giữa điểm Z và âm nguồn một

(2.5)

chiều. Khi thiết kế trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn người ta tìm cách làm giảm
nhỏ ảnh hưởng của các trạng thái đến độ lệch điện áp Vz (hiện tượng mất cân bằng điện áp
trên tụ điện)

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

39

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

40






Khi bộ nghịch lưu đang hoạt động ở trạng thái [PPP] tương ứng với vectơ V 0 , lúc này

+

hai khóa bán dẫn phía trên của ba nhánh nghịch lưu ở trạng thái đóng nên pha A, B và C

Cd1

được nối với dương nguồn một chiều (hình 2.13). Do điểm trung tính Z không được nối

Vdc

+

nên trạng thái này không ảnh hưởng đến điện áp Vz (neutral point voltage). Tương tự như

iz

Z

Vz
_ _


vậy hai trạng thái còn lại của vectơ V 0 : [OOO] và [NNN] cũng không ảnh hưởng đến điện

A
B Tải
C

Cd2



áp Vz .

Hình 2.15: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ V 7


Khi bộ nghịch lưu hoạt động ở trạng thái [PNN] của vectơ điện áp lớn V13 , tương ứng

+
Cd1
Vdc

+
Vz
_ _

với 3 pha của tải được nối giữa dương nguồn và âm nguồn (hình 2.16). Điểm trung tính Z

A
B Tải

Z

không được nối nên điện áp Vz không bị ảnh hưởng.

C

Cd2

+
Cd1


Hình 2.13: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ V 0 [PPP]

Vdc

+

 
Khi bộ nghịch lưu hoạt động ở trạng thái P [POO] của vectơ điện áp nhỏ V1 ( V1P ),

Vz
_ _

lúc này tải 3 pha được nối giữa điểm dương nguồn và điểm trung tính Z (hình 2.14a) nên
có dòng điện trung tính i z chạy vào điểm Z làm điện áp V z tăng lên. Ngược lại với trạng
 
thái N [ONN] của vectơ V1 ( V1N ) sẽ làm điện áp V z giảm (hình 2.15b).

Z

A
B Tải

Cd2

C



Hình 2.16: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ V13
Tóm lại:


+
Vdc

- Vectơ V 0 không ảnh hưởng đến điện áp Vz.

+

+
Vz
_ _

Z

Cd1
iz

A
B Tải

Cd2

Vdc

C

+
Vz
_ _

a) Trạng thái [POO]  Vz 

Z

Cd1
iz



A
B Tải

C

Cd2



- Các vectơ nhỏ V1 ÷ V6 có ảnh hưởng lớn đến điện áp Vz. Trong đó vectơ loại P làm
điện áp Vz tăng, còn vectơ loại N làm điện áp Vz giảm.




- Các vectơ trung bình V7 ÷ V12 có ảnh hưởng đến điện áp Vz nhưng không xác định
được hướng tăng hay giảm.

b) Trạng thái [ONN]  Vz 


Hình 2.14: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ V1





- Các vectơ lớn V13 ÷ V18 cũng không ảnh hưởng đến điện áp Vz.
2.7.4. Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn


Khi bộ nghịch lưu hoạt động ở trạng thái [PON] của vectơ điện áp trung bình V 7 ,

Như đã phân tích ở trên, các vectơ nhỏ loại P làm điện áp Vz tăng còn vectơ nhỏ loại

tương ứng các pha A, B, C của tải lần lượt nối với dương nguồn, điểm trung tính Z và âm

N làm Vz giảm. Vì vậy để giảm sự mất cân bằng này, thời gian tác động của các khóa bán

nguồn (hình 2.15). Tùy theo trạng thái của bộ nghịch lưu mà điện áp V z có thể tăng hay

dẫn tương ứng với trạng thái vectơ nhỏ sẽ được phân bố đều giữa hai trạng thái loại P và

giảm, vì vậy trong trạng thái này V z không xác định được tăng hay giảm.

loại N trong một chu kỳ điều chế. Tùy theo vị trí vectơ trung bình V ref thuộc vị trí tam



giác nào, ta có hai trường hợp được khảo sát:
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

41



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

42


V 2N
OON

* Trường hợp 1: trong ba vectơ cơ bản có một vectơ nhỏ .


Khi vectơ trung bình V ref thuộc tam giác thứ hai và thứ tư của vùng I (hình 2.17), chỉ







V14

U CZ


V 2N
OON

T1
2

T2
2

T3

4

E


Vref

V7

+E

U AB

‚



V0


V7
PON

+E

U BZ

trùng lặp [PPO] và [OON].

‚


V14
PPN



thể được tổng hợp bằng ba vectơ cơ bản V 2 , V 7 và V14 . Vectơ nhỏ V 2 có hai trạng thái


V2


V 2P
PPO
+E

U AZ

có một trong ba vectơ cơ bản là vectơ nhỏ. Giả thiết rằng V ref thuộc tam giác thứ tư, nó có



V14
PPN


V7
PON

‚

V1

T3
4


V13

T2
2

T3
2

T1
2

Tpulse





Hình 2.17: Trường hợp V ref thuộc tam giác thứ tư của vùng I (I-4)

Hình 2.18: Mẫu xung của vectơ điện áp trung bình V ref thuộc vùng I-4

Trình tự và thời gian tác động của các khóa bán dẫn tương ứng với trạng thái vectơ


V 2 (hình 2.18) phải đảm bảo các nguyên tắc sau đây:

- Thời gian tác động V 2 : Tpulse  T1  T2  T3 .

* Trường hợp 2: trong ba vectơ cơ bản có hai vectơ nhỏ.


Khi vectơ điện áp trung bình V ref thuộc tam giác thứ nhất và thứ ba của vùng I, hai
trong ba vectơ cơ bản là vectơ nhỏ. Để giảm hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ,
người ta chia mỗi tam giác thành hai tam giác con (hình 2.19).

- Sự chuyển mạch giữa hai trạng thái liên tiếp là nhỏ nhất .


V14


- Thời gian tác động T3 của vectơ nhỏ V 2 phải được phân bố đều giữa hai trạng thái

loại P và loại N.

V2

- Trong một chu kỳ điều chế, trên một pha của nghịch lưu chỉ có hai khóa bán dẫn

đóng và hai khóa bán dẫn ngắt. Giả thiết rằng sự chuyển tiếp của vectơ trung bình V ref từ

3b
1a

vùng này sang vùng khác không phụ thuộc vào các khóa bán dẫn, ta có tần số đóng ngắt


V0

của khóa bán dẫn fdev bằng một nửa tần số điều chế:
f dev 


V7

1b

3a 

V1

Vref


V13



1
1
f pulse 
2
2Tpulse

Hình 2.19: Trường hợp V ref thuộc tam giác thứ 3a của vùng I (I-3a)

(2.9)







Giả thiết rằng V ref thuộc tam giác 3a, nên nó được tổng hợp bằng các vectơ V1 , V 2








và V 7 . Do vectơ trung bình V ref gần với vectơ V1 hơn vectơ V 2 nên thời gian tác động






tương ứng T1 của V1 lâu hơn thời gian tác động T3 của V 2 . Lúc này V1 được gọi là vectơ
nhỏ chủ yếu (dominant small vector) và thời gian tác động của nó được phân bố đều giữa




hai trạng thái V1P và V1N như trong bảng 2.9.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

43



Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

44






Bảng 2.10b: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng II

Bảng 2.9: Trình tự và thời gian tác động đối với V ref thuộc tam giác I-3a
Phân đoạn

Vùng II (sector II)

(segment)

1

2

3

4

5

6

7


V1N


V 2N


V7


V1P


V7


V 2N


V1N

Phân

Vectơ điện áp
Trạng thái


V 2N

V0

V 3P

V 2P

V 3P

V0

V 2N

1

chuyển mạch
Thời gian

[ONN] [OON] [PON] [POO] [PON] [OON] [ONN]
2

T1
4

tác động

T3
2

T2
2

T1
2

T3
2

T2
2

1a

đoạn

T1
4

3
4

Dựa vào các phân tích ở trên, ta có thể tóm tắt trình tự chuyển mạch các khóa bán dẫn

5
6

trong toàn bộ không gian trạng thái (bảng 2.10)
Bảng 2.10a: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng I

7

1b


[OON] V3N
[OOO]
[OPO]
[PPO]
[OPO]
[OOO]
[OON]


V 2N

V0

V 3P

V0


V 2N

V3N

2

3a






V8

V14

V 2P

V14

V8

V 2N


V8

V 3P


V 2P

V 3P

V8

V 2N

[NON] V 2N [OON] V 2N
[OON]
[OOO]
[OPO]
[OOO]
[OON]
[NON]

[OPN]
[PPN]
[PPO]
[PPN]
[OPN]
[OON]

3b


4


[OON] V3N

[NON] V3N


V 2N

V8

V 3P

V8

V 2N

V3N


V15

V8

V 3P

V8

V15

V3N

[OPN]

[OPO]
[PPO]
[OPO]
[OPN]
[OON]

[OON]
[OPN]
[OPO]
[OPN]
[OON]
[NON]

[NON]

[NPN]

[OPN]

[OPO]

[OPN]

[NPN]

[NON]

Vùng I (sector I)
Bảng 2.10c: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng III

Phân

1a

đoạn
1
2
3
4
5
6
7


V1N

V 2N

V0

V1P

V0

V 2N

V1N

[ONN]
[OON]

[OOO]
[POO]
[OOO]
[OON]
[ONN]

1b

V 2N

V0

V1P

V 2P

V1P

V0

V 2N

[OON]
[OOO]
[POO]
[PPO]
[POO]
[OOO]
[OON]

2

V1N

V13

V7

V1P

V7

V13

V1N

3a

[ONN]
[PNN]
[PON]
[POO]
[PON]
[PNN]
[ONN]


V1N

V 2N


V7

V1P

V7

V 2N

V1N

[ONN]
[OON]
[PON]
[POO]
[PON]
[OON]
[ONN]

3b

V 2N

V7

V1P

V 2P

V1P


V7

V 2N

[OON]
[PON]
[POO]
[PPO]
[POO]
[PON]
[OON]

4

V 2N

V7

V14

V 2P

V14

V7

V 2N

Vùng III (sector III)

[OON]

Phân

[PON]

đoạn

[PPN]
[PPO]
[PPN]
[PON]
[OON]

1
2
3
4
5
6
7

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

45



1a


V3N

V 4N

V0

V 3P

V0

V 4N

V3N

1b


2


3a


3b


4


[NON] V 4N

[NOO] V3N

[NON] V3N

[NON] V 4N

[NOO] V 4N


V0

V 3P

V 4P

V 3P

V0

V 4N


V15

V9

V 3P


V9

V15

V3N


V 4N

V9

V 3P

V9

V 4N

V3N


V9

V 3P

V 4P

V 3P

V9


V 4N


V9

V16

V 4P

V16

V9

V 4N

[NOO]
[OOO]
[OPO]
[OOO]
[NOO]
[NON]

[OOO]
[OPO]
[OPP]
[OPO]
[OOO]
[NOO]

[NPN]

[NPO]
[OPO]
[NPO]
[NPN]
[NON]

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

46

[NOO]
[NPO]
[OPO]
[NPO]
[NOO]
[NON]

[NPO]
[OPO]
[OPP]
[OPO]
[NPO]
[NOO]



[NOO]

[NPO]

[NPP]

[OPP]

[NPP]

[NPO]

[NOO]