Nâng cao chất lượng điều khiển ổn định hệ thống điện bằng bộ điều khiển thiết kế theo lý thuyết tối ưu RH

Nguyễn Hiền Trung

Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ

90(02): 119 - 124

NÂNG CAO CHẤT LƯỢNG ĐIỀU KHIỂN ỔN ĐỊNH HỆ THỐNG ĐIỆN BẰNG
BỘ ĐIỀU KHIỂN THIẾT KẾ THEO LÝ THUYẾT TỐI ƯU RH
Nguyễn Hiền Trung*
Trường Đại học KTCN – ĐH Thái Nguyên

TÓM TẮT
Bài báo này trình bày phƣơng pháp thiết kế bộ điều khiển ổn định hệ thống điện (PSS- Power
System Stabilizer) theo lý thuyết tối ƣu RH để nâng cao chất lƣợng ổn định hệ thống điện (HTĐ).
Bộ điều khiển PSS thiết kế đƣợc tối ƣu cả về tham số và cấu trúc. Kỹ thuật giải bài toán tối ƣu
RH ở đây đƣợc thực hiện thông qua giải bài toán cân bằng mô hình 0. Kết quả mô phỏng trong
Matlab cho thấy rõ hiệu quả của bộ điều khiển này so với các bộ điều khiển PSS truyền thống,
nhất là trong việc giảm các dao động tần số thấp của hệ thống điện (LFOs).
Từ khóa: Máy phát điện đồng bộ, hệ thống kích từ, bộ điều khiển ổn định hệ thống điện (PSS),
dao động tần số thấp, điều khiển bền vững.

ĐẶT VẤN ĐỀ*
LFOs là các dao động góc rotor của máy phát
có tần số nằm trong khoảng 0,1÷3Hz 0, 0.
Việc sử dụng kích từ độ khuếch đại cao, kích
từ điều chỉnh kém, các bộ nghịch lƣu HVDC
hoặc SVC có thể tạo ra LFOs với sự dập tắt
(damping) âm, vấn đề này thuộc bài toán ổn
định tín hiệu nhỏ. LFOs bao gồm các kiểu sau
đây: kiểu cục bộ, kiểu điều khiển, kiểu xoắn
gây ra do sự tƣơng tác giữa các thiết bị cơ và

điện của hệ thống turbine - máy phát với
nhau; ngoài ra còn có kiểu dao động liên khu
vực gây ra bởi kích từ độ khuếch đại cao hoặc
do truyền tải công suất lớn qua đƣờng dây tải
điện yếu.
LFOs còn có thể tạo ra từ các nhiễu loạn nhỏ
trong hệ thống (sự thay đổi tải) và chúng
đƣợc nhận dạng, phân tích thông qua lý
thuyết ổn định tín hiệu nhỏ. Các nhiễu loạn
nhỏ này làm cho góc rotor của máy phát có
thể tăng hoặc giảm, là nguyên nhân của sự
thiếu mô men đồng bộ hoặc thiếu mô men
damping 0.
Giải pháp truyền thống để ổn định tín hiệu
nhỏ là sử dụng PSS 0, 0. Về cơ bản PSS có
chức năng chung là cải thiện sự tắt dần đối
với các dao động rotor của máy phát bằng
cách điều khiển kích từ, sử dụng tín hiệu điện
áp VPSS đƣa thêm vào mạch vòng điều khiển
*

Tel. 0912386547; Email:

điều khiển điện áp AVR. Để cải thiện sự tắt
dần, PSS phải tạo ra thành phần mô men điện
cùng pha với sai lệch tốc độ rotor ∆r. Hơn
nữa, PSS phải có mạch bù pha thích hợp để
bù vào sự trễ pha giữa đầu vào kích từ và đầu
ra mô men điện.
Hầu hết các PSS hiện sử dụng trong máy phát

đều có cấu trúc Lead-Lag chẳng hạn nhƣ
PSS1A, PSS2A, PSS3B, PSS4B 0. Tham số
các loại PSS này đều do nhà sản xuất cung
cấp. Hiện có khá nhiều các luận điểm riêng rẽ
cho việc chọn tham số của PSS với cấu trúc
Lead-Lag nhƣ: Sử dụng phân tích  để chọn
tham số cho PSS 0; Áp dụng tối ƣu LQR để
để chọn tham số cho PSS 0, 0; Chọn tham số
tối ƣu H cho PSS 0…
Từ đây có thể nhận thấy rằng các phƣơng
pháp chọn tham số trên chỉ sử dụng đƣợc khi
PSS là khâu Lead-Lag. Mặt khác, cấu trúc
Lead-Lag tuy là đơn giản, tiện dùng song
không thể dập đƣợc các dao động khác nhau,
nói cách khác nó chƣa phải là bộ điều khiển
tối ƣu về cấu trúc.
Bài báo này đặt ra nhiệm vụ thiết kế bộ điều
khiển PSS tối ƣu cả về tham số và cấu trúc.
Công cụ lý thuyết cho việc thiết kế bộ điều
khiển là lý thuyết tối ƣu RH. Kết quả mô
phỏng trong Matlab cho thấy rõ khả năng
vƣợt trội của bộ điều khiển PSS tối ƣu RH
này so với các bộ điều khiển Lead-Lag truyền
thống về khả năng ổn định nhiễu loạn nhỏ.
119

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

Nguyễn Hiền Trung

Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ

MÔ HÌNH TOÁN HỌC
Cấu hình HTĐ trong nghiên cứu
Đối tƣợng điều khiển là hệ thống điện (hình
1) gồm một máy phát điện đồng bộ, máy kích
từ, bộ tự động điều chỉnh điện áp AVR và
đƣờng dây tải điện nối đến HTĐ có công suất
vô cùng lớn. Tín hiệu điều khiển (PSS) đƣợc
đƣa thêm vào đầu vào AVR.

Hình 1. Máy phát điện đơn kết nối HTĐ

Mô hình tuyến tính hóa
Đối tƣợng điều khiển ở hình 1 có mô hình
toán là mô hình phi tuyến Flux-Decay gồm 6
phƣơng trình vi phân phi tuyến 0. Trong đó ta
không cần quan tâm tới các phƣơng trình bộ
phận điều tốc vì đáp ứng của nó tƣơng đối
chậm so với đáp ứng hệ thống kích từ. Mục
đích nghiên cứu là ổn định tín hiệu nhỏ để
dập tắt các dao động rotor, công việc thiết kế
bộ điều khiển, kể cả AVR và PSS ngƣời ta sử
dụng mô hình tuyến tính hóa Flux-Decay tại
lân cận điểm làm việc 0. Mô hình có cấu trúc
nhƣ sau:

T e  K 1  K 2 E q/
T d/0

dE q/
dt



E q/
K3

 E fd  K 4 

(2)
(3)

d 
 0 
dt

(4)

d 
1

(T M  T e  K D  )
dt
2H

(5)

dt



1
V R
TE

d V R K A

(V r ef  V t
dt
TA
V R
V F  V PSS ) 
TA
d V F V F
K

 F (V R  E fd )
dt
TF
T FT E

(7)

(8)

trong đó:

 - ký hiệu sai lệch nhỏ; δ - góc rotor; ω - tốc
độ; Efd - điện áp kích từ; VR - điện áp đầu ra
của AVR; VF - điện áp đầu ra của khâu ổn
định kích từ; Vref - điện áp đặt sử dụng để điều
khiển điện áp đầu cựcVt; Vs - điện áp trên
thanh cái; Te - mô men điện; TM - mô men cơ;
K A ,T A - hệ số khuếch đại và hằng số thời
gian của AVR; K E ,T E - hệ số và hằng số
thời gian của kích từ; K F ,T F - hệ số và hằng
số thời gian của khâu ổn định kích từ.
Nếu sử dụng hệ thống kích từ thyristor loại
ST1A 0 thì các phƣơng trình trên có sơ đồ
khối nhƣ hình 2. Sơ đồ này tƣơng đƣơng với
sơ đồ của Heffron-Philipps Error!
Reference source not found.. Các hệ số
K1  K 6 tính theo 0.

(1)

V t  K 5   K 6E q/

d E fd

90(02): 119 - 124

(6)

Hình 2. Sơ đồ khối đã tuyến tính hóa của hệ máy
phát kết nối HTĐ

THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN
Cấu trúc điều khiển tối ƣu RH
Sơ đồ cấu trúc điều khiển chuẩn theo nguyên
tắc tối ƣu RH đƣợc mô tả ở hình 3.
Với ký hiệu các biến trạng thái là
T

x     E q/ E fd 
cũng nhƣ đầu vào (tín hiệu điều khiển)
u  V PSS ; đầu ra đo đƣợc y   ; đầu ra

120

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên




Nguyễn Hiền Trung

Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ

(không mong muốn) z   ; đầu vào (nhiễu)
p  T m thì mô hình tuyến tính hóa xung
quanh điểm làm việc của HTĐ đã có ở trên sẽ
viết lại đƣợc thành dạng chung:
x  A x  B1p  B 2u
(9)
z  C 1x  D11p  D12u
(10)

y  C 2x  D 21p  D 22u
(11)
z()

p (Tm)
u(VPSS)

-

Kích từ, AVR
và máy phát
S(s)

Tổng hợp bộ điều khiển tối ưu RH
Bộ điều khiển thiết kế qua hai bƣớc:
Bước 1:
Với công cụ hỗ trợ của Matlab và thông số
các phần tử cho ở phần phụ lục III, theo (16)
ta tính đƣợc:
S11 (s ), S12 (s ), S 21 (s ), S 22 (s ) (17)
Vì tất cả các điểm cực của (17) đều có phần
thực âm nên đối tƣợng đã ổn định. Quan hệ
giữa các thành phần can thiệp đƣợc của bộ
điều khiển là y  u đƣợc biểu diễn bởi 0 :

y()

Bộ điều khiển
bền vững
R(s)

G 22  S 22 1  S 22R 

Hình 3. Sơ đồ khối bài toán điều khiển tối ưu
RH trong nghiên cứu

đây cũng là mô hình thƣờng đƣợc sử dụng với
công cụ LMI 0, 0 của điều khiển bền vững.
Ta có thể giả thiết một cách tổng quát cho hệ
bậc n, với x là vector các trạng thái hệ thống;
u  Rm là tín hiệu điều khiển đầu vào; z là
vector các tín hiệu ra không mong muốn; p là
vector các đầu vào nhiễu; y  Rm là tín hiệu
đầu ra đo lƣờng đƣợc. Tuy nhiên, đối tƣợng
hai đầu vào hai đầu ra ở đây với B2=B;
B1=C;C1=D;C2=E và D11=D12=D21=D22=0 thì
mô hình trên trở thành
x  A x  Bu  Cp
(12)
z  Dx

(13)

y  Ex

(14)

trong đó, các ma trận hệ số A÷E cho ở phụ lục
I. Mô hình này tƣơng đƣơng với:

 z (s )   S 11 (s ) S 12 (s )   p (s ) 




 y (s )   S 21 (s ) S 22 (s )   u (s ) 

90(02): 119 - 124

(15)

S11 (s ) , S12 (s ) , S 21 (s ) , S 22 (s ) đƣợc tính từ
các ma trận hệ số trong (12)-(14) nhƣ sau:

 S 11 (s ) S 12 (s )   D 
1

    sI  A  C , B  (16)
S
(
s
)
S
(
s
)
E
22
 21
  

1

(18)

và quan hệ giữa các thành phần không can
thiệp đƣợc của bộ điều khiển là p  z đƣợc
biểu diễn bởi:

G11  S 11  S 12R 1  S 22R  S 21
1

(19)

Mục tiêu là tìm bộ điều khiển R phụ thuộc
tham số Q , vớiQ  RH để (18) ổn định, và
(19) đƣa đƣợc về dạng T U Q . Để đơn
giản ta chọn

R 1  S 22R   Q  R  Q 1  S 22Q 
1

1

(20)

Thay
(20)
vào
(18)

ta
đƣợc
G 22  S 22 (1  S 22Q ) , do G22 ổn định (S22 và Q
đều ổn định ) nên (20) là bộ điều khiển chấp
nhận đƣợc với mọi Q là phần tử của RH.
Bước 2:
Thay (20) vào (19) đƣợc bài toán tối ƣu
T UQ   min (21)
trong đó:
T (s )  S11 (s )

U s   S 12 (s ) * S 21 (s )

(22)
(23)

và với đối tƣợng đang xét thì cả T(s), U(s)
đều là các hàm bền.
Mặt khác, với hệ đang khảo sát và T,URH,
U(s) không có một điểm không nào nằm bên
phải trục ảo. Bởi vậy theo 0 ta có:
Q* 

T (s ) T (s 0 ) E (s )

U (s )
F (s )

(24)
121

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên




Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ

Với N(s) và D(s) là các đa thức bậc 28.
Giảm bậc bộ điều khiển
Bộ điều khiển với bậc 28 rất khó thực hiện
trong thực tế. Ta sẽ giảm bậc cho nó bằng kỹ
thuật giảm bậc theo chuẩn Hankel 0. Với
công cụ hỗ trợ của Matlab trong việc giảm
bậc này ta thu đƣợc bộ điều khiển sau khi
giảm bậc là:
N(s) = -92.89s6 - 485.1s5 - 7567s4
- 2.809e004s3 - 3.099e004s2 + 53.51s
- 1.722e-013
D(s)= s6 + 37.5s5 + 566.9s4 + 5136s3 + 3410s2
- 2.187e-011s + 3.506e-026
MÔ PHỎNG
- Để kiểm chứng bộ điều khiển, ta xây dựng
sơ đồ mô phỏng trong Matlab nhƣ hình 4.
K4
K4
Step3
Constant1

Constant delta

0

delta2

K1
Step2

Goto1

Dap ung goc tsi (degree)

34.4047
without PSS
34.4046
34.4045

CPSS
PSS Hinfi

34.4044
34.4043
34.4042
34.4041
34.404

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Thoi gian (sec)

Hình 5. Đáp ứng góc tải 
-6

6

x 10

without PSS
CPSS

4

PSS Hinfi
2

0

-2

-4

-6
0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

9

10

Thoi gian (sec)

Hình 6. Đáp ứng sai lệch góc tải Δ
-7

20

x 10

15

10

without PSS
CPSS

5

PSS Hinfi

0

Sine Wave

detal_Vref

Out1

1
s

-K-

K3
In1

K1

Product

90(02): 119 - 124

34.4048

Sai lech goc tai (p.u)

Với E (s ) là đa thức bậc 12 và F (s ) là đa
thức bậc 7. Vì Q không hợp thức (Q  RH ) ,
nên theo 0 bằng cách chia mẫu số của (24)
cho đa thức bậc 5, ta có nghiệm cận tối ƣu
Q*
E (s )

Q * 

(es  1)5 F (s )
(25)
với e  0,03 ( 1  e  0 nhỏ tùy ý).
Rõ ràng Q * hợp thức và bền. Thay (17), (25)
vào (20) ta đƣợc hàm truyền bộ điều khiển
R (s )  N (s ) / D (s )
(26)

Sai lech toc do (p.u.)

Nguyễn Hiền Trung

K2

den(s)

1/2H

Integrator

1
s

wb
wb

Integrator1

-Krad2deg1

Scope

Gain

Transfer Fcn

-5

excited
K6

-KGain1

delta_Pe
-T-

Dw

0

1

2

3

4

Scope20

6

7

8

Thoi gian (sec)

-Tdetal_Vt

5

Scope1

Goto2

Goto

K5

Hình 7. Đáp ứng sai lệch tốc độ Δω

Gain2

delta_Upss

delta_w

Hinf

-5

3

- Số liệu mô phỏng cho trong phụ lục II.
- Giả thiết tại thời điểm 1s xuất hiện nhiễu
vào sau 1 chu kỳ lƣới thì mất 0.
- Ta sẽ xem xét kết quả mô phỏng trong 3
trƣờng hợp là không sử dụng PSS, sử dụng bộ
điều khiển ổn định HTĐ thông thƣờng
(CPSS) và sử dụng bộ điều khiển PSS RH
(ký hiệu là PSSHinfi).

Sai lech CSTD Pe (p.u.)

Hình 4. Sơ đồ mô phỏng trong Matlab

x 10

2.5
2
without PSS

1.5

CPSS

1

PSS Hinfinitive

0.5
0
-0.5
-1

0

1

2

3

4

5

6

7

8

Thoi gian (sec)

Hình 8. Đáp ứng sai lệch CSTD ΔPe

122

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên



9

10


Nguyễn Hiền Trung

Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ

TÀI LIỆU THAM KHẢO

-6

Sai lech dien ap dau cuc (p.u.)

4

x 10

3
2

CPSS

PSS Hìnif

1
0
-1
without PSS
-2

0

90(02): 119 - 124

2

4

6

8

10

Thoi gian (sec)

Hình 9. Đáp ứng sai lệch điện áp đầu cực ΔVt

Với chế độ ban đầu là điện áp Vs = 1pu; điện
kháng đƣờng dây Xe = 0,1pu; công suất Si =
0,8 + j0,6 pu ta thấy góc rotor (góc tải) giữ ổn
định ở 34,40 (hình 5). Khi không sử dụng

PSS, góc tải (hình 6), tốc độ (hình 7), CSTD
(hình 8) biến thiên rất nhiều; trƣờng hợp sử
dụng PSS RH thì chỉ sau 1 hoặc 2 lần dao
động thì cả tốc độ, công suất và đặc biệt là
góc tải trở về điểm làm việc ban đầu. Hình 9
là đáp ứng điện áp đầu cực máy phát, so với
trƣờng hợp không có PSS và CPSS, tác dụng
của bộ điều khiển RH đối với ổn định điện
áp là không rõ.
KẾT LUẬN
Bài báo này trình phƣơng pháp thiết kế và
những tính toán ứng dụng lý thuyết tối ƣu
RH cho bộ điều khiển PSS cải thiện dập tắt
các dao động rotor của máy phát điện. Kết
quả mô phỏng trong Matlab cho thấy bộ điều
khiển làm việc tốt hơn so với các bộ điều
khiển có cấu trúc khác. Bên cạnh chất lƣợng
ổn định tín hiệu nhỏ đã đƣợc cải thiện rõ rệt
nhờ bộ điều khiển tối ƣu RH thì bộ điều
khiển này cũng có nhƣợc điểm là cấu trúc của
nó phụ thuộc vào mô hình của đối tƣợng cụ
thể. Trong khi bộ điều khiển PSS Lead-Lag
có cấu trúc chung cho tất cả các đối tƣợng.
Nếu đƣợc mô phỏng theo thời gian thực hoặc
kiểm tra hiệu quả bộ điều khiển trên thiết bị
thực thì nghiên cứu này sẽ thuyết phục hơn,
và đây là một vấn đề mới cần tiếp tục giải
quyết của tác giả.

Nguyễn Doãn Phƣớc (2007), Lý thuyết điều khiển

nâng cao. NXB Khoa học & Kỹ thuật.
Vũ Gia Hanh, Phan Tử Thụ, Trần Khánh Hà,
Nguyễn Văn Sáu (2009), Máy điện tập 2. Nhà
xuất bản khoa học và kỹ thuật, Hà Nội.
Aaron Francis Snyder (1997), Inter-Area
Oscillation Damping with Power System
Stabilizers
and
Synchronized
Phasor
Measurements. Master of Science in Electrical
Engineering. Paris, France.
Anders Hammer (2011), Analysis of IEEE Power
System Stabilizer Models. Master of Science in
Electric
Power
Engineering.
Norwegian
University of Science and Technology.
Chee Mun Ong (1998), Dynamic Simulation of
Electric Machinery. Prentice Hall PTR.
E.V. Larsen, and D.A. Swann (1981), Applying
power system stabilizers, part I; general concepts,
part II; performance objectives and turning
concepts, part III; practical considerations. IEEE
Trans. on power apparatus and system, vol. PAS100, pp 3017-3046.
G. Rogers (2000), Power System Oscillations,
Kluwer, Norwell, MA.
Gahinet, P. and Apkarian, P. (1994), A linear
matrix inequality approach to H control.

International Journal of Robust and Non-linear
Control, 4(4), pp. 421-448.
Hardiansyah, Seizo Furuya, Juichi Irisawa (2004),
LMI-based robust H2 controller design for
damping oscillations in power systems, IEEE
Trans. PE., vol. 124, no. 1, pp. 113-120.
Hung-Chi Tsai, Chia-Chi Chu, Yung-Shan Chou
(2004), Robust power system stabilizer design for
an industrial power system in Taiwan using linear
matrix inequality techniques. Power Engineering
Society General Meeting. IEEE.
IEEE Recommmended Practice for Excitation
System Models for Power System Stability
Studies, IEEE Stadard 421.5-1992.
J. C. Doyle, K. Glover, P.P. Khargonekar, and
B.A. Francis (1989), State-space solutions to
standard H2 and RH control problems, IEEE
Trans. Automat. Contr., vol. 34, pp. 831-847.
K. Prasertwong, N. Mithulananthan & D. Thakur,
Understanding low frequency oscillation in power
systems.
M. Bouhamida, A. Mokhtari, M. A. Denai (2005),
Power System Stabilizer Design Based on Robust
Control Techniques. ACSE Journal, Volume (5),
Issue (III).

123

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên

Nguyễn Hiền Trung

Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ

M. Dehghani and S.K.Y.Nikravesh (2007), Robust
Tuning of PSS Parameters Using the Linear
Matrix Inequalities Approach. Power Tech., IEEE
Lausanne.
Mohammed S. R. Abu Hatab (2009), Model Order
Reduction Using LMI, The Islamic University of
Gaza.
P. Kundur, J. Paserba, and et al. (2004), Definition
and classification of power system stability. IEEE
transactions on power system, vol.19, no.2, pp.
1387-1401.

90(02): 119 - 124

Peter W.Sauer, M.A.Pai (1998), Power System
Dynamics and Stability. Pretice Hall.
S. Chen, and O.P. Malik (1995), H OptimasationBased Power System Stabilizer Design. IEEE
Proc. Part C, vol. 142, no. 2, pp 179-181.
W. Heffron and R. Phillips, Effect of modern
apllidyne voltage regulators on under-excited
operation of large turbine generators. AIEE
Transactions, pt. III, vol. 71, pp. 692-696, 1952

PHỤ LỤC
I. Các ma trận hệ số A÷E
0

 K / 2H
1
A 
 K / T /
4
d0

 K A K 5 / T A

0
K D / 2H

0
K 2 / 2H

0

1/ K 3T d/0

0

K A K 6 / T A


 0 
 0 


 0 


; B 
 ; C  1 / 2H 
 0 
 0 
1/ T d/0 





1/ T A 
 0 
K A / T A 
0
0

D  1 0 0 0 ; E  0 1 0 0

II. Thông số các phần tử
frated = 50; Poles = 4;Pfrated= 0.9; Vrated =18e3; Prated=828315e3; Rs = 0; Xd = 1.790; Xq = 1.660;
Xls = 0.215; X’d = 0.355; X’q = 0.570; X’’d = 0.275; X’’q = 0.275; Tdo = 7.9; Tqo = 0.410; T’do =
0.032; T’qo = 0.055; H = 3.77; Domega = 2; KA = 50; TA =.06; VRmax = 1; VRmin = -1; TE = 0.052;
KE = -0.0465; TF = 1.0; KF = 0.0832; Re = 0; Ks = 120; Tw = 1; T1 = 0.024; T2 = 0.002; T3 =
0.024; T4 = 0.24; pss_limit = 0.05
SUMMARY
ENHANCING QUALITY CONTROL POWER SYSTEM

CONTROLLER USING DESIGN THEORY OPTIMAL RH

STABILITY

Nguyen Hien Trung*
College of Technology – TNU

This paper presents design methods of the power system stabilizer (PSS) by RH optimization
theory to improve the quality of the power system stability. PSS controller design is optimized in
terms of parameters and structure. Techniques solve the problem optimal RH here is done
through solve the problem modell maching. Matlab simulation results clearly show the
effectiveness of this controller compared with the traditional PSS controllers, especially in
reducing low-frequency oscillations of the power system (LFOs).
Key words: Synchronous machine, Excitation system, Low frequency oscillations, Power System
Stabilizer, Robust control.

*

Tel. 0912386547; Email:

124

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên