Nghiên Cứu Phương Pháp Điều Khiển Trượt Để Điều Khiển Động Cơ Không Đồng Bộ Rotor Lồng Sóc(Tóm Tắt Luận Văn)

MỤC LỤC
Trang tựa

Trang

TRANG
Quyết định giao đề tài
Lý lịch cá nhân........................................................................................ i
Lời cam đoan.......................................................................................... ii
Lời cảm ơn............................................................................................ iii
Tóm tắt.................................................................................................. iv
Mục lục.................................................................................................. v
Danh sách các chữ viết tắt...................................................................viii
Danh sách các hình................................................................................ix
Danh sách các bảng..............................................................................xii

i


Chương 1

TỔNG QUAN
1.1. Lý do chọn đề tài
Động cơ không đồng bộ ba pha có nhiều ưu điểm như khởi
động dễ dàng, giá thành rẻ, đặc tính làm việc tốt, bảo trì đơn giản,
chi phí vận hành và bảo trì thấp. Tuy vậy, nó có nhược điểm là đặc
tính phi tuyến mạnh.
Đề tài này nghiên cứu lý thuyết “Điều khiển động cơ không
đồng bộ dùng phương pháp điều khiển trượt”. Điều khiển trượt là
phương pháp điều khiển phi tuyến đơn giản hiệu quả. Bộ điều khiển
được thiết kế sao cho quỹ đạo pha của hệ thống luôn hướng về mặt

phẳng trượt. Một khi quỹ đạo pha đã nằm trên mặt trượt thì chúng sẽ
tiến về vị trí mong muốn. Vì vậy bài toán điều khiển chuyển thành
điều khiển ổn định hóa hàm trượt S.
1.2. Tình hình nghiên cứu
- Điều khiển định hướng trường [3, 4, 5]
- Điều khiển mô-men trực tiếp [6, 7]
- Điều khiển dựa vào tính thụ động [8]
- Điều khiển tuyến tính hóa vào ra [9]
- Điều khiển dùng logic mờ và mạng nơron [10, 11]
- Điều khiển trượt [12, 13, 14, 15, 16, 17, 18]
1.3. Mục tiêu và nhiệm vụ
- Lập mô hình ĐCKĐB ba pha rotor lồng sóc trên hệ dq.
- Nghiên cứu giải thuật điều khiển ĐCKĐB dùng phương pháp
-

điều khiển trượt (SMC).
Mô phỏng hệ thống điều khiển bằng Matlab/Simulink.
So sánh với các phương pháp điều khiển khác để nêu lên các kết

quả đạt được.
1.4. Giới hạn đề tài
Nghiên cứu lý thuyết điều khiển ĐCKĐB ba pha rotor lồng
sóc bằng phương pháp SMC.
1.5. Phương pháp nghiên cứu
- Phân tích và tổng hợp lý thuyết.
1


- Mô hình hóa và mô phỏng.
1.6. Nội dung luận văn

Chương một: Tổng quan.
Chương hai: Cơ sở lý thuyết.
Chương ba: Thiết kế hệ thống điều khiển.
Chương bốn: Kết quả mô phỏng.
Chương năm: Kết luận và kiến nghị.

2


Chương 2

CƠ SỞ LÝ THUYẾT
2.2.4. Phương pháp điều khiển trượt
2.2.4.1. Đối tượng điều khiển
Xét hệ thống phi tuyến biểu diễn bởi phương trình vi phân

(

) (

)

y ( n ) = f y, y ,..., y ( n −1) + g y, y ,..., y ( n−1) .u + d
Trong đó d là nhiễu.
Đặt

(2.24)

x1 = y , x2 = y , x3 = y,..., xn = y ( n −1) (2.25)

Ta được biểu diễn trạng thái

 x 1 = x2
 x = x
3
 2

 x = x
n
 n−1
 x n = f ( x ) + g ( x ).u + d

(2.26)

y = x1
Bài toán đặt ra là xác định tín hiệu điều khiển u sao cho tín
hiệu ra y bám theo tín hiệu đặt r.
2.2.4.2. Mặt trượt (sliding surface)
Định nghĩa tín hiệu sai lệch
e=y–r
và hàm S

(2.27)

S = e ( n −1) + cn −1e ( n− 2 ) + ... + c2 e + c1e

(2.28)
trong đó c1, … , cn-2, cn-1 là các hệ số được chọn trước sao cho
đa thức đặc trưng của phương trình vi phân sau Hurwitz (tất cả các
nghiệm với phần thực âm).

e ( n −1) + cn −1e ( n −2 ) + ... + c2 e + c1e = 0

(2.29)
Nếu thực hiện được luật điều khiển sao cho S = 0, tín hiệu sai
lệch e là nghiệm của phương trình (2.29). Do các nghiệm của
phương trình đặc trưng (2.29) đều nằm bên trái mặt phẳng phức, nên

3


sai lệch e(t) sẽ tiến tới 0 khi t tiến tới ∞. Phương trình S = 0 xác định
một mặt cong trong không gian n chiều gọi là mặt trượt.
Vấn đề đặt ra là xác định luật điều khiển u để đưa các quỹ đạo
pha của hệ thống về mặt trượt và duy trì trên mặt trượt một cách bền
vững đối với các biến động của f(x) và g(x).
 Tính bền vững của luật điều khiển
Trong điều kiện có sai số mô hình, luật điều khiển (2.35) luôn
đưa được quỹ đạo pha của hệ thống về mặt trượt S = 0 nếu điều kiện
sau được thỏa mãn:

S < 0
Nếu S < 0 thì S > 0
Nếu S = 0 thì S = 0
Nếu S > 0 thì

(2.30)

2.2.4.3. Luật điều khiển trượt kinh điển
Lấy đạo hàm (2.28) và áp dụng (2.26), (2.27) ta có

S = e ( n ) + c n −1e ( n −1) + ... + c 2 e + c1e

= f ( x ) + g ( x ).u + d − r ( n ) + c n −1e ( n −1) + ... + c 2 e + c1e (2.33)
= f ( x ) + c n −1e ( n −1) + ... + c 2 e + c1e + d + g ( x ).u − r ( n )
Nếu chọn luật điều khiển sao cho

S = − k .sign( S ) ,

(2.34)
k >0
trong đó k là một hằng số dương chọn trước.
Lúc đó S .S < 0 nên s → 0 khi t → ∞.
Luật điều khiển trượt cổ điển có thể tính chính xác bằng cách
thay (2.34) vào (2.33) và rút u ra như sau:

u=−

[

1
f ( x ) + cn−1e ( n−1) + ... + c2 e + c1e
g ( x)

+ k .sign( S ) − d + r

4

( n)

]

(2.35)


Chương 3

THIẾT KẾ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN
3.1. Mô hình ĐCKĐB
Mô hình trạng thái của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq được viết
như sau:

 disd
 dt = −a1isd + ω s isq + a 2ψ rd + a3ωψ rq + a4 u sd

 disq
 dt = −ω s isd − a1isq − a3ωψ rd + a 2ψ rq + a4 u sq

 dψ rd = a i − a ψ + (ω − ω )ψ

5 sd
5 rd
s
rq
 dt
 dψ rq
= a5 isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq

 dt
Te = a6 ψ rd isq −ψ rq isd


 dω = a [T − T ]
7 e
L
 dt

[

]

(a )
(b)
(c )

(3.12)

(d )
( e)
(f)

(3.12)
với (isd, isq), (usd, usq), (ψrd, ψrq) lần lượt là dòng stator (A), điện
áp stator (V), từ thông rotor chuẩn hóa (A) bởi hỗ cảm L m trên hệ tọa
độ dq, ω là tốc độ rotor (rad/s), ωs là tốc độ đồng bộ (rad/s), T e là
mô-men điện từ (Nm), TL là mô-men tải (Nm) và

1− σ 
 1
1−σ 
1−σ 

 ;
 ; a3 = 
a1 = 
+
a 2 = 
;
 σ 
 σTs σTr 
 σTr 
1
 1 
3 pL2m
p
a5 = ;
 ;
a 4 = 
a6 =
a7 = ;
;
Tr
J
2 Lr
 σLs 
L2m
;
L s Lr

Lr
;
Rr

là các hằng số, Rs là điện trở stator (Ω), Rr là điện trở rotor

σ = 1−

Ts =

Ls
;
Rs

Tr =

(Ω), Ls là điện cảm stator (H), Lr là điện cảm rotor (H), Lm là hỗ cảm

5


giữa stator và rotor (H), p là số đôi cực, J là mô-men quán tính của
rotor (kg.m2).

ψ r = ψ rd2 +ψ rq2

Đặt

Mục tiêu điều khiển ở đây chính là điều khiển từ thông rotor
ψr và tốc độ rotor ω đạt giá trị đặt ψref và ωref tương ứng.
3.2. Thiết kế bộ điều khiển trượt
3.2.2. Hệ thống điều khiển trượt ĐCKĐB

Hình 3.3: Sơ đồ khối bộ điều khiển trượt ĐCKĐB [14]

3.2.2.1. Điều khiển vòng trong
φ = ψ rd2 + ψ rq2
Đặt:
(3.19)
Ta có:

φ = 2(ψ rdψ rd + ψ rqψ rq )

[

]

ψ rd a5 isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq
= 2
+ ψ rq a5 isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq

[

6

]





(3.20)


[

]

 a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq 2 +



 a5 − a1isd + ω s isq + a2ψ rd + a3ωψ rq + a4 u sd  
 
 
ψ rd − a5 a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq
 +
 + (ω − ω ) a i − (ω − ω )ψ − a ψ
 
s
5 sq
s
rd
5 rq
 
φ = 2 

2
 a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq +



 a5 − ω s isd − a1isq − a3ωψ rd + a2ψ rq + a4 u sq  
 
ψ − a a i − (ω − ω )ψ − a ψ

 
s
rd
5 rq
 rq  5 5 sq

 

 
 − (ω s − ω ) a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq

Te = a6 ψ rd isq + ψ rd isq −ψ rq isd −ψ rq isd

[

[

[

[

[

[

[

]

[

]

]

[

]

]

]

]

]

]

isq a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq +



ψ rd − ω s isd − a1isq − a3ωψ rd + a 2ψ rq + a 4 u sq − 
= a6 

isd a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq −

ψ − a i + ω i + a ψ + a ωψ + a u


1 sd
s sq
2 rd
3
rq
4 sd
 rq


[

[

]

]

[

(3.21)

(3.22)

]

Đặt:

eφ = φref − φ

(3.23)

và

eT = Tref − Te

(3.24)

Phương trình (3.23) và (3.24) là sai số từ thông và mô-men
tương ứng. Với φ ref và Tref lần lượt là các giá trị mong muốn của φ và
T (Tref là ngõ ra của bộ điều khiển tốc độ).
Mặt trượt được định nghĩa như sau:

(

)

S1 = τ φ eφ + eφ = τ φ φref − φ + φ ref − φ

(3.25)

S 2 = eT = Tref − Te
(3.26)
τφ > 0 là hằng số thời gian của đáp ứng từ thông ở chế độ
trượt. Nếu φ ref là hằng số ta có:

S 1 = −τ φ φ − φ
S 2 = e T = Tref − Te

(3.27)
(3.28)

Thay (3.20), (3.21), (3.22) vào (3.27) và (3.28):

7


[

]

 a5 isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq 2 +

  − a1isd + ω s isq + a2ψ rd + 
  a5 
−

  a3ωψ rq + a4 u sd
ψ rd 
 a5 a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq +
 (ω s − ω ) a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq
 
S = −2τ  a i − (ω − ω )ψ − a ψ 2 +
1
φ
5 sq
s
rd
5 rq

  − ω s isd − a1isq − a3ωψ rd + 

−
  a5 

  a 2ψ rq + a4 u sq

ψ a a i − (ω − ω )ψ − a ψ −
s
rd
5 rq
 rq  5 5 sq


(ω s − ω ) a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq
 
 

[

[

[

]

[

]

]

[

[
[

]
]

]

]



 
 
 
 +
 
 
 

 (3.29)

 
 
 
 
 
 

 
 

ψ rd a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq + 
− 2

ψ rq a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq 

S 2 = Tref

[

]

[

]

isq a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq + 


 − ω s isd − a1isq − a3ωψ rd +  
 −
ψ rd a ψ + a u
4 sq
  2 rq
 
− a6 

isd a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq − 

 − a i + ω i + a ψ + 

s sq
2 rd
ψ  1 sd


 rq a3ωψ rq + a 4u sd


 


(3.30)

Từ phương trình (3.29) và (3.30) ta được ma trận:

Với:

 S 1   f11   f12
   = T + f  + 
21 
 f 22
 S 2   ref

8

f13  u sd 
 
f 23  u sq 

(3.31)


[

]

 a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq 2 +



 a5 − a1isd + ω s isq + a 2ψ rd + a3ωψ rq − 
 
 
ψ rd a5 a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq +
 +
 (ω − ω ) a i − (ω − ω )ψ − a ψ  
5 sq
s
rd
5 rq  
  s
f11 = −2τ φ 

2
 a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq +




 a5 − ω s isd − a1isq − a3ωψ rd + a 2ψ rq − 
 
ψ a a i − (ω − ω )ψ − a ψ −

 
rq
5
5
sq
s
rd
5
rq

 (ω s − ω ) a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq  
 
 
ψ rd a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq + 
− 2

ψ rq a5 isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq 

[
[

[

[
[

[
[

]

]

[

]

]

]

]

[

]

]
]

f12 = −2τ φ a 4 a5ψ rd
f13 = −2τ φ a4 a5ψ rq

[

]

isq a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq +



ψ rd − ω s isd − a1isq − a3ωψ rd + a 2ψ rq −
f 21 = −a6 

isd a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq −

ψ − a i + ω i + a ψ + a ωψ

1 sd
s sq
2 rd
3
rq
 rq


[

[

]

[

]

]

f 22 = a4 a6ψ rq
f 23 = − a4 a6ψ rd
Để S1 → 0 và S2 → 0 luật điều khiển được xác định như sau:

 S 1 
 k1 sat ( S1 ) 
   = −

k 2 sat ( S 2 )
S 2 

(3.32)

Với k1 và k2 là các hằng số dương và có ảnh hưởng đến tính
bền vững của bộ điều khiển đối với sai số của mô hình. k 1, k2 càng
lớn thì độ bền vững càng cao, tuy nhiên sẽ làm tăng hiệu ứng
chattering.

9


 S&

 k1 tanh(k11.S1 ) 
1
 & = − 

 k2 tanh(k22 .S 2 ) 

 S2 

(3.33)

Trong đề tài này, hàm hyperbolic tangent được sử dụng thay
thế cho hàm saturation(x) (x) để giảm hiệu ứng chattering.
Từ (3.31) và (3.32) ta có tín hiệu điều khiển:
−1

f13   f11 + k1 tanh(k11.S1 ) 
usd 
f
u =   = −  12
 T& + f + k tanh(k .S ) 
u
f
f
21
1
22 2 
 22
23 
 sq 
 ref
usd = f12' [ f11 + k1 tanh( k11.S1 ))] + f13' T&

 ref + f 21 + k1 tanh(k22 .S 2 
=
'
'


 usq = f 22 [ f11 + k1 tanh( k11.S1 ) ] + f 23 T&
ref + f 21 + k1 tanh( k 22 .S 2 

Với:

f12' =

ψ rq
ψ rd
'
2 ; f13 = −
2τ φ a 4 a5ψ r
τ φ a4 a6ψ r2

f 22' =

ψ rq
ψ rd
f' =
2 ; 23
τ φ a 4 a6ψ r2
2τ φ a 4 a5ψ r

(3.34)

3.2.2.2. Điều khiển vòng ngoài
Vòng ngoài của bộ điều khiển tốc độ là bộ điều khiển PI:

KI

(3.35)
s
Ngõ vào của bộ PI là sai số giữa tốc độ mong muốn ωref và tốc
GC ( s ) = K P +

độ thực tế ω. Ngõ ra của bộ điều khiển PI là tín hiệu đặt cho bộ điều
khiển mô-men (Tref). Các thông số KP, KI được lựa chọn dựa trên
phương pháp thử sai. Trên thực tế, khi điều khiển động cơ ta chỉ sử
dụng khâu hiệu chỉnh PI mà không dùng khâu vi phân (khâu D) vì
khâu D thường rất nhạy cảm với nhiễu loạn của hệ thống.
3.3. Xây dựng bộ ước lượng
3.3.1. Ước lượng từ thông rotor và mô-men động cơ
Từ thông Rotor φ được ước lượng từ phương trình (3.12a) (3.12d). Mô-men động cơ T e được ước lượng từ phương trình
(3.12e).

10




disd


 
 

= −a1isd + ω s isq + a 2ψ rd + a3ωψ rq + a4 u sd − k 3 [isd − isd ]
dt

disq



  


= −ω s isd − a1isq − a3ωψ rd + a2ψ rq + a4 u sq − k 4 isq − isq
dt


dψ rd 


 
= a5isd − a5ψ rd + (ω s − ω )ψ rq − k 3 [isd − isd ]
(3.36)
dt

dψ rq 



 
= a5isq − (ω s − ω )ψ rd − a5ψ rq − k 4 isq − isq
dt



ψ r = ψ rd2 +ψ rq2
  


Te = a6 ψ rd isq −ψ rq isd

[

[

[

]

Trong đó các hệ số

]

]

 
a1 - a6 xác định tương tự các thông số

[



]

[



]

của mô hình. Chú ý rằng các thông số k 3 isd − isd và k 4 isq − isq là
các thông số quan sát trạng thái. Hệ số hiệu chỉnh k 3, k4 được lựa
chọn sao cho sai số hiệu chỉnh là nhỏ nhất tức là ~
x → 0 khi t → ∞.
3.3.2. Ước lượng ω s
Ta có:
ωs = ω + ωr
(3.37)
Với ω là tốc độ rotor, ωr được xác định như sau:

ωr =

 ψ rq
dϑ r d
= arctan
dt
dt
 ψ rd

11

 ψ rqψ rd −ψ rdψ rq
 =
ψ r2


(3.38)



Thông số ω s được xác định từ các phương trình (3.37) và
(3.38):



ω s = ω + ωr
 
 
 ψ rqψ rd −ψ rdψ rq
ωr =
2

(3.39)
(3.40)

ψr

3.4. Khối chuyển đổi dòng điện is_dq sang is_abc
Từ các phép chuyển đổi hệ trục tọa độ cho vector không gian
và qua vài phép biến đổi ta xây dựng được hệ phương trình chuyển
đổi dòng điện trên hệ tọa độ từ thông rotor (hệ tọa độ dq) sang hệ tọa
độ abc như sau:

isa = isd cos θ s − isq sin θ s

[(

)

(

)

]

(3.41)
1
3isq − isd cos θ s + isq + 3isd sin θ s
2
Áp dụng phương trình cân bằng dòng ba pha ta có:
isa(t) + isb(t) + isc(t) = 0
⇒ isc(t) = - isa(t) - isb(t)
(3.42)
Mặt khác ta có:
∂θ
ωs = s ⇒ θ s = ωs t
(3.43)
∂t
Thay (3.43) vào (3.41) kết hợp với (3.42) ta được dòng điện

isb =

stator 3 pha a, b, c như sau:

isa = isd cos( ω s t ) − isq sin ( ω s t )

[(

)

(

)

1
3isq − isd cos( ω s t ) + isq + 3isd sin ( ω s t )
2
isc = −isa − isb
isb =

12

]

(3.44)


Chương 4
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
4.1. Hệ thống điều khiển trượt
4.1.1. Mô hình mô phỏng
Từ chương ba, ta xây dựng được mô hình mô phỏng hệ thống
điều khiển trượt ĐCKĐB trên hệ tọa độ từ thông rotor (hệ tọa độ dq)
như bên dưới, trong đó mô hình động cơ được xác định bởi (3.12),
mô hình bộ điều khiển trượt được xác định bởi (3.34), mô hình bộ
chuyển đổi dòng điện is_dq sang is_abc được xác định bởi (3.44).

Hình 4.1: Mô hình mô phỏng điều khiển trượt ĐCKĐB bằng Matlab

khi không ước lượng từ thông và mô-men

13


4.1.1.1. Mô hình hóa ĐCKĐB
Từ hệ phương trình (3.12) ta xây dựng mô hình Simulink của
ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq như sau:

Hình 4.2: Mô hình hóa ĐCKĐB trên Simulink
4.1.1.2. Mô hình hóa bộ điều khiển trượt

14


15

Hình 4.3: Mô hình bộ điều khiển trượt trên Simulink

Hình 4.3: Mô hình bộ điều khiển trượt trên Simulink


4.1.1.3. Mô hình hóa bộ chuyển đổi is_dq → is_abc

Hình 4.4: Mô hình bộ chuyển đổi tọa độ dòng stator is_dq → is_abc
4.1.2. Kết quả mô phỏng
4.1.2.1. Đáp ứng danh định
Hệ thống điều khiển được thiết kế với các thông số của động cơ như
sau:

Rsm = 1,177 Ω; Rrm = 1,382 Ω; Lsm = 0,119 H

;

Lrm = 0,118 H; Lmm = 0,113 H; p m = 2 ; J m = 0,00126 kgm2.
Các thông số của bộ điều khiển được chọn như sau:

τ φ = 0,05 s; k1

= 10000; k2 = 4000; KP = 1,1; KI = 30, k11=1,k22=1,2.
Động cơ khởi động tại t = 0 s với tốc độ 150rad/s ở chế độ không tải.
Tại
t = 1,5s mô-men tải TL = 3,5 N.m được áp dụng. [24]
Dưới đây là đáp ứng của động cơ với các thông số danh định của
động cơ.

16


Hình 4.5: Đáp ứng mô-men của động cơ

Hình 4.6: Đáp ứng tốc độ của động cơ

Hình 4.7: Đáp ứng từ thông stator của động cơ

Hình 4.8: Đáp ứng dòng điện stator ba pha của động cơ

17

Hình 4.9: Đáp ứng của mặt trượt từ thông

Hình 4.10: Đáp ứng của mặt trượt mô-men


Nhận xét
- Thời gian đáp ứng của tốc độ khoảng 1,2s, đáp ứng của từ

thông khoảng 0,3s.
- Quá trình quá độ của tốc độ và từ thông không có vọt lố,
không có dao động. Sai số xác lập của tốc độ và từ thông gần như
bằng không. Mô-men vọt lố với biên độ không đáng kể (<3%).
- Biên độ dao động của mặt trượt S 1 rất nhỏ khoảng 0,01,
biên độ dao động của mặt trượt S2 < 0,03.
- Sai số từ thông và sai số mô-men (mặt trượt S2) giảm về 0.
4.1.2.2. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự biến
thiên của điện trở stator và rotor
 Khảo sát đáp ứng của hệ thống khi điện trở Stato và rotor
tăng 50%

18


19


Hình 4.11: Đáp ứng hệ thống với điện trở khảo sát đáp ứng của hệ
thống khi điện trở stato và rotor tăng 50%
4.1.2.3. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự biến
thiên của điện cảm

 Điện cảm khảo sát bằng 150% danh định

20


Hình 4.12: Đáp ứng hệ thống với điện cảm khảo sát = 150% danh
định
4.1.2.4. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự thay đổi
của mô-men tải của động cơ
 Mô-men khảo sát bằng 150% danh định

21


Hình 4.13: Đáp ứng hệ thống với mô-men khảo sát = 150% danh


định
Nhận xét chung so với danh định
- Đáp ứng tốc độ và từ thông thay đổi không đáng kể, không

có vọt lố.

22


- Đáp ứng mô-men, tốc độ và dòng điện không có sự thay đổi
đáng kể so với trường hợp danh định.
- Mô-men xuất hiện vọt lố tại thời điểm đóng tải tuy nhiên
với biên độ nhỏ (<7%). Khi mô-men quán tính của hệ thống càng lớn

thì đáp ứng mô-men càng vọt lố do đặc tính cơ của hệ thống.
Mặt trượt bắt đầu xuất hiện hiện tượng chattering, trong một
số trường hợp dao động với biên độ lớn nhưng nhìn chung đáp ứng
tốc độ thay đổi không đáng kể từ đó cho thấy bộ điều khiển trượt
hoạt động tốt, đáp ứng được yêu cầu đặt ra. Khi thông số mô hình
thay đổi quỹ đạo pha của hệ thống luôn hướng về mặt trượt.
4.2. Hệ thống điều khiển trượt khi có khâu ước lượng từ thông
và mô-men
4.2.1. Mô hình mô phỏng

Hình 4.14: Mô hình mô phỏng điều khiển trượt ĐCKĐB bằng
Matlab có khâu ước lượng từ thông và mô-men
Trong mô hình này, mô hình ĐCKĐB và khâu chuyển đổi tọa
độ dòng stator 3 pha được giữ không đổi, các tín hiệu ngõ ra thực tế
của động cơ được sử dụng làm tín hiệu ngõ vào cho khâu ước lượng

23


để tạo từ thông và mô-men ước lượng cung cấp cho khâu điều khiển
trượt.
4.2.1.1. Mô hình hóa bộ điều khiển trượt

24