NGHIÊN CỨU PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN TRƯỢT ĐỂ ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ ROTOR LỒNG SÓC

MỤC LỤC
Trang tựa
TRANG
Quyết định giao đề tài
Lý lịch cá nhân...........................................................................................................i
Lời cam đoan............................................................................................................. ii
Lời cảm ơn...............................................................................................................iii
Tóm tắt.....................................................................................................................iv
Mục lục...................................................................................................................... v
Danh sách các chữ viết tắt......................................................................................viii
Danh sách các hình...................................................................................................ix
Danh sách các bảng.................................................................................................xii
2.1. Vector không gian của các đại lượng ba pha..............................................................................5

Hình 2.1: Sơ đồ cuộn dây và dòng stator của ĐCKĐB ba pha [2].............................5
Hình 2.2: Thiết lập vector không gian từ các đại lượng pha [19, 20].........................6
Hình 2.3: Biểu diễn dòng điện stator dưới dạng vector không gian với các phần tử
isα và isβ thuộc hệ tọa độ stator cố định...................................................................7
2.1.1.2. Chuyển hệ tọa độ (α, β) → (a, b, c) (phép biến đổi Clark ngược)......................................8
2.2.3. Phương pháp điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control – DTC).......................14

v


DANH SÁCH CÁC CHỮ VIẾT TẮT
ĐCKĐB: động cơ không đồng bộ
FOC (Field Oriented Control): điều khiển định hướng trường
DTC (Direct Torque Control): điều khiển mô-men trực tiếp
PBC (Passivity Based Control): điều khiển dựa vào tính thụ động
IOL (Input Output Linearization): điều khiển tuyến tính hóa vào ra
SMC (Sliding Mode Control): điều khiển trượt

DRFOC (Direct Rotor Field Oriented Control): điều khiển định hướng từ thông
rotor trực tiếp
IRFOC (Indirect Rotor Field Oriented Control): điều khiển định hướng từ thông
rotor gián tiếp
DTC – SVM (Space Vector Modulated – Direct Torque Controlled): điều khiển mômen trực tiếp – điều chế vector không gian
SFOC (Stator Field Oriented Control): điều khiển định hướng trường stator
MIMO (Multi Input Multi Output): nhiều ngõ vào nhiều ngõ ra
MRAS (Model Reference Adaptive Systems): mô hình tham chiếu thích nghi
Sliding surface: mặt trượt

vi


DANH SÁCH CÁC HÌNH
HÌNH

TRANG

2.1. Vector không gian của các đại lượng ba pha..............................................................................5

Hình 2.1: Sơ đồ cuộn dây và dòng stator của ĐCKĐB ba pha [2].............................5
Hình 2.2: Thiết lập vector không gian từ các đại lượng pha [19, 20].........................6
Hình 2.3: Biểu diễn dòng điện stator dưới dạng vector không gian với các phần tử
isα và isβ thuộc hệ tọa độ stator cố định...................................................................7
2.1.1.2. Chuyển hệ tọa độ (α, β) → (a, b, c) (phép biến đổi Clark ngược)......................................8
2.2.3. Phương pháp điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control – DTC).......................14

vii

DANH SÁCH CÁC BẢNG
BẢNG

TRANG

2.1. Vector không gian của các đại lượng ba pha..............................................................................5

Hình 2.1: Sơ đồ cuộn dây và dòng stator của ĐCKĐB ba pha [2].............................5
Hình 2.2: Thiết lập vector không gian từ các đại lượng pha [19, 20].........................6
Hình 2.3: Biểu diễn dòng điện stator dưới dạng vector không gian với các phần tử
isα và isβ thuộc hệ tọa độ stator cố định...................................................................7
2.1.1.2. Chuyển hệ tọa độ (α, β) → (a, b, c) (phép biến đổi Clark ngược)......................................8
2.2.3. Phương pháp điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control – DTC).......................14

viii


Chương 1

TỔNG QUAN
1.1. Lý do chọn đề tài
Điều khiển trượt là một phương pháp điều khiển phi tuyến đơn giản hiệu quả,
dựa vào hồi tiếp các biến trạng thái của hệ thống. Bộ điều khiển được thiết kế sao
cho quỹ đạo pha của hệ thống luôn hướng về một mặt phẳng trượt. Một khi quỹ đạo
pha đã nằm trên mặt trượt thì chúng sẽ tiến về vị trí mong muốn. Vì vậy bài toán
điều khiển chuyển thành điều khiển ổn định hóa hàm trượt S.
Điều khiển trượt có hai thành phần là thành phần điều khiển tương đương và
thành phần điều khiển bền vững. Thành phần điều khiển bền vững mà trong nhiều
tài liệu còn gọi là thành phần điều khiển hiệu chỉnh có nhiệm vụ chính là điều khiển
quỹ đạo các trạng thái hướng về mặt trượt. Khi quỹ đạo pha đã ở lân cận mặt trượt

thì thành phần điều khiển tương đương có tác dụng điều khiển các trạng thái bám
chặt trên mặt trượt. Để thiết kế thành phần điều khiển tương đương trong điều khiển
trượt cần phải biết rõ mô hình đối tượng và để thiết kế thành phần điều khiển bền
vững trong điều khiển trượt thì cần phải biết các chặn trên của các thành phần bất
định của mô hình. Trong đó các dạng của thành phần bất định của hệ thống bao
gồm: nhiễu ảnh hưởng lên hệ thống, nhiễu đo đạc và sai số mô hình do các thông số
của đối tượng biến thiên theo thời gian. [1]
Đề tài này “Nghiên cứu phương pháp điều khiển trượt để điều khiển động
cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc”. Nội dung nghiên cứu của đề tài theo
hướng xoay quanh những vấn đề đang được quan tâm nghiên cứu trong nước và
trên thế giới.
1.2. Tình hình nghiên cứu
Điều khiển tốc độ và mô-men ĐCKĐB là vấn đề được quan tâm từ rất lâu, có
rất nhiều phương pháp đề ra nhằm mục đích giải quyết vấn đề này như điều khiển tỉ
lệ (V/f) không đổi, điều khiển điện áp, điều khiển điện trở rotor, điều khiển tần số,
… các phương pháp này thu lại những kết quả không cao. [2] Điều khiển tốc độ
động cơ AC được ứng dụng từ những năm 1990 và ngày càng chiếm vị trí nhiều
hơn điều khiển tốc độ động cơ DC. Ngày nay với sự phát triển rất mạnh mẽ về công

1


nghệ chế tạo bán dẫn, những tiến bộ về vi điều khiển cùng với việc đẩy mạnh
nghiên cứu của các nhà nghiên cứu trong nước và trên thế giới đã tạo điều kiện cho
các ứng dụng điều khiển tốc độ động cơ không ngừng phát triển. Ta có thể kể đến
một số công trình nghiên cứu tiêu biểu như sau:
- Điều khiển định hướng trường (Field Oriented Control - FOC) [3, 4, 5]
- Điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control - DTC) [6, 7]
- Điều khiển dựa vào tính thụ động (Passivity Based Control - PBC) [8]
- Điều khiển tuyến tính hóa vào ra (Input Output Linearization - IOL) [9]

- Điều khiển dùng logic mờ và mạng nơron [10, 11]
- Điều khiển trượt (Sliding Mode Control - SMC) [12, 13, 14, 15, 16, 17, 18]
Năm 2007, học viên Đỗ Thị Hồng Thắm - trường Đại học Bách Khoa Thành
Phố Hồ Chí Minh thực hiện đề tài “Điều khiển trượt mô-men động cơ không
đồng bộ” và năm 2016, tác giả Đặng Thanh Huy – trường Đại học Sư phạm Kỹ
thuật Tp.HCM với đề tài “Điều khiển động cơ không đồng bộ dùng phương
pháp điều khiển trượt”, được thực hiện trên hệ tọa độ dq dưới sự hướng dẫn của
PGS.TS Dương Hoài Nghĩa.

2


 Ưu điểm
- Thời gian đáp ứng nhanh.
- Quá trình quá độ không có vọt lố, không có dao động.
- Sai số xác lập tốc độ bằng không.
- Bộ điều khiển có chất lượng danh định cao.
 Nhược điểm
- Xuất hiện hiện tượng dao động quanh mặt trượt (hiện tượng Chattering).
Trong đề tài này, tác giả tiếp tục phát triển các ưu điểm từ công trình nghiên
cứu [12] và [13] và nghiên cứu giải pháp giảm hiện tượng chattering bằng cách
dùng hàm “tanh” (hyperbolic tangent) để thay thế hàm dấu “sgn” (signum), hàm
bão hòa “sat” (saturation) ở hai đề tài trên.
1.3. Mục tiêu và nhiệm vụ
Mục tiêu của đề tài này là nghiên cứu phương pháp điều khiển trượt dùng để
điều khiển ĐCKĐB ba pha rotor lồng sóc. Các nhiệm vụ cụ thể bao gồm:
- Lập mô hình ĐCKĐB ba pha rotor lồng sóc trên hệ tọa độ dq.
- Nghiên cứu giải thuật điều khiển ĐCKĐB dùng phương pháp điều khiển
trượt (SMC).
- Mô phỏng hệ thống điều khiển bằng Matlab/Simulink.

- Từ kết quả mô phỏng so sánh với các phương pháp điều khiển khác và các
công trình nghiên cứu có liên quan để nêu lên các kết quả đạt được.
1.4. Giới hạn đề tài
Nghiên cứu lý thuyết điều khiển ĐCKĐB ba pha rotor lồng sóc bằng phương
pháp điều khiển trượt.
1.5. Phương pháp nghiên cứu
- Phương pháp phân tích và tổng hợp lý thuyết.
- Phương pháp mô hình hóa và mô phỏng.
1.6. Nội dung luận văn
Luận văn gồm năm chương chính với các nội dung như sau:
Chương một là chương tổng quan về điều khiển trượt, mục tiêu cũng như
phương pháp nghiên cứu của luận văn.
Chương hai giới thiệu một số phương pháp điều khiển ĐCKĐB được áp dụng
trong những năm gần đây. Đồng thời chương này còn trình bày cơ sở lý thuyết về
mô hình ĐCKĐB.
Chương ba tập trung thiết kế bộ điều khiển trượt.
Chương bốn ứng dụng các cơ sở lý thuyết vào xây dựng mô hình mô phỏng
ĐCKĐB dùng phương pháp điều khiển trượt bằng Matlab. Chương này còn so sánh

3


khác biệt và các kết quả đạt được của phương pháp điều khiển trượt so với các
phương pháp điều khiển động cơ khác từ đó rút ra nhận xét và đánh giá kết quả.
Chương năm là phần kết luận trình bày các kết quả đạt được của luận văn và
nêu một số tồn tại cũng như phương hướng khắc phục.

4

Chương 2

CƠ SỞ LÝ THUYẾT
2.1. Vector không gian của các đại lượng ba pha
ĐCKĐB ba pha đều có ba cuộn dây stator với dòng điện ba pha bố trí không
gian tổng quát như Hình 2.1.

Hình 2.1: Sơ đồ cuộn dây và dòng stator của ĐCKĐB ba pha [2]
Trong hình trên, ta không quan tâm đến động cơ đấu hình sao hay tam giác. Ba
dòng điện isa, isb, isc là ba dòng chảy từ lưới qua đầu nối vào động cơ. Khi động cơ
chạy bằng biến tần thì đó là ba dòng ở đầu ra của biến tần.
Giả thuyết các dòng isa, isb, isc ở ba pha dây quấn stator là cân bằng, ta có:
isa(t) + isb(t) + isc(t) = 0

(2.1)

Trong đó từng dòng điện pha thỏa mãn các công thức sau:
isa ( t ) = is cos( ω s t )

isb ( t ) = is cos( ω s t + 120°)

isc ( t ) = is cos( ω s t + 240°)

(2.2)

Về phương diện mặt phẳng cơ học (mặt cắt ngang), ĐCKĐB ba pha có ba
cuộn dây lệch nhau một góc 120°. Nếu trên mặt cắt đó ta thiết lập một hệ tọa độ

5

phức với trục thực đi qua trục cuộn dây pha a của động cơ, ta có thể xây dựng
vector không gian sau đây:
is (t) =

[

]

2
isa ( t ) + isb ( t ) e j120° + isc ( t ) e j 240° = i s e jγ
3

(2.3)

Trong công thức (2.3), vector i s ( t ) là vector có modul không đổi quay trên mặt
phẳng phức với tốc độ góc ωs = 2πfs và tạo với trục thực một góc γ = ωst. Trong đó
fs là tần số mạch stator. Việc xây dựng vector i s ( t ) được mô tả trong Hình 2.2.

Hình 2.2: Thiết lập vector không gian từ các đại lượng pha [19, 20]
Qua Hình 2.2 ta có thể thấy rằng các dòng điện của từng pha chính là hình
chiếu của vector mới thu được lên trục của cuộn dây pha tương ứng. Đối với các đại
lượng như: điện áp, dòng rotor, từ thông stator hoặc từ thông rotor của động cơ ta có
thể xây dựng vector không gian tương tự như vectơ không gian dòng stator.
2.1.1. Hệ trục tọa độ stator cố định (α, β)
Vectơ không gian được định nghĩa như biểu thức (2.3) có thể được biểu diễn
bằng cách sử dụng lý thuyết hệ trục tọa độ trực giao. Phần thực của vectơ không
gian bằng thành phần dòng stator dọc trục (direct axis - i sα) và phần ảo bằng thành
phần dòng stator ngang trục (quadrature axis - i sβ). Hệ tọa độ này gọi là hệ tọa độ
stator cố định (hệ tọa độ α, β). Vì vậy, vectơ không gian dòng stator trong hệ qui

chiếu tĩnh gắn với stator có thể được biểu diễn:
i s = isα + jisβ

(2.4)

6


Trong đó:

is

: vectơ không gian dòng stator

isα, isβ: hình chiếu của i s trên trục (α, β)

Hình 2.3: Biểu diễn dòng điện stator dưới dạng vector không gian với các phần tử
isα và isβ thuộc hệ tọa độ stator cố định
Bằng cách thực hiện tương tự như đối với vector dòng stator, các vector điện
áp stator u s , dòng rotor i r , từ thông stator ψ s hoặc từ thông rotor ψ r đều có thể được
biểu diễn bởi các phần tử thuộc hệ tọa độ stator. [19, 20]
2.1.1.1. Chuyển hệ tọa độ (a, b, c ) → (α, β) (Phép biến đổi Clark thuận)
Trong máy điện ba pha đối xứng, dòng điện stator dọc trục và ngang trục là
các thành phần dòng ảo (2 pha dọc trục), có liên hệ với dòng điện stator ba pha thực
như sau:
1
1

isα = k (isa − 2 isb − 2 isc )


i = k 3 (i − i )
sb
sc
 sβ
2

(2.5)

2
3

Với k là hằng số biến đổi (đối với phép biến đổi bảo toàn năng lượng k = ).
Trong trường hợp này thành phần dòng stator dọc trục trùng với trục cuộn dây
pha u của động cơ nên isa = isα.
Nếu giả thuyết isa + isb + isc = 0, thành phần dòng stator ngang trục có thể được
biểu diễn bằng cách sử dụng hai pha của hệ ba pha (phép biến đổi Clark thuận):

7


isα = isa

1

isβ = 3 (isa + 2isb )


(2.6)

2.1.1.2. Chuyển hệ tọa độ (α, β) → (a, b, c) (phép biến đổi Clark ngược)

Phép biến đổi Clark ngược được sử dụng để chuyển hệ tọa độ từ (α, β) sang hệ
tọa độ (a, b, c). Phép biến đổi được thực hiện như sau: [2]

isa = isα

1
3

isβ
isb = − isα +
2
2


1
3
isβ
isc = − isα −

2
2

(2.7)

2.1.2. Hệ trục tọa độ quay (d, q)
Trong mặt phẳng của hệ tọa độ (α, β), ta xây dựng một hệ tọa độ mới có trục
hoành d và trục tung q có chung điểm gốc với hệ tọa độ (α, β), nằm lệch đi một góc
θs và quay với tốc độ ωs = 2πf s =

dθ s

. Khi đó sẽ tồn tại hai tọa độ cho một vector
dt

không gian tương ứng với hai hệ tọa độ này. Mối liên hệ giữa hai hệ tọa độ sẽ được
mô tả ở Hình 2.4.

Hình 2.4: Biểu diễn vectơ không gian trên hệ tọa độ từ thông rotor (d, q)

8


Do các vector i s và ψ r cũng như bản thân hệ tọa độ dq quay đồng bộ với nhau
với tốc độ góc ωs quanh điểm gốc, các phần tử vector như: i sd, isq,… là các đại lượng
một chiều. Trong chế độ vận hành xác lập, các phần tử đó thậm chí có thể là không
đổi. Trong quá trình quá độ, chúng có thể biến thiên theo một thuật toán điều khiển
đã định trước.
f
Hơn nữa, trong hệ tọa độ dq, ψrq = 0 do vuông góc với vector ψ r (vector từ
f

thông rotor quan sát trên hệ tọa độ dq trùng với trục d) nên ψ r = ψ rd .
2.1.2.1. Chuyển hệ tọa độ (α, β) → (d, q) (phép biến đổi Park thuận)
isd = isα . cosθ s + isβ .sin θ s

(2.8)

2.1.2.2. Chuyển hệ tọa độ (d, q) → (α, β) (phép biến đổi Park ngược)
isα = isd . cosθ s + isq . sin θ s

(2.9)


isq = −isα .sin θ s + isβ . cosθ s

isβ = isd .sin θ s + isq . cosθ s

2.2. Các phương pháp điều khiển ĐCKĐB
Trên thực tế, có nhiều phương pháp điều khiển tốc độ ĐCKĐB có thể chia làm
hai loại:
- Điều khiển vô hướng:
+ Điều khiển điện áp stator.
+ Điều khiển tần số.
+ Điều khiển điện trở rotor.
- Điều khiển vector:
+ Điều khiển định hướng trường.
+ Điều khiển mô-men trực tiếp [6]….
Trong chương này, tác giả chỉ giới thiệu sơ lược về nguyên tắc điều khiển
chung của một vài phương pháp điều khiển ĐCKĐB đã và đang được sử dụng phổ
biến trong những năm gần đây.
2.2.1. Phương pháp điều khiển tuyến tính hóa vào ra (Input Output
Linearization) [21]
Xét đối tượng điều khiển
 x = f ( x) + g ( x )u
 y = h( x )

H: 

x, f(x), g(x) – các vector nx1
h(x)
– một hàm vô hướng của vector x

 Định nghĩa

9

(2.10)


Đạo hàm Lie theo phương f(x) của hàm vô hướng h(x) là một vô hướng, ký
hiệu Lfh(x), và được định nghĩa như sau:
L f h( x ) =

∂h
f ( x)
∂x

(2.11)

Đạo hàm Lie bậc n được định nghĩa một cách đệ quy như sau:
L f h( x ) =
( n)

(

∂ L( fn−1) h( x )

với:

L0f h( x ) = h( x )

Ta cũng có:

L f Lg h( x ) =

∂x

(

∂ Lg h( x )
∂x

) f ( x)

(2.12)
(2.13)

) f ( x)

(2.14)

 Luật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa
Ta có:

∂h
∂h
∂h
x =
f ( x ) + g ( x ) u = L f h ( x ) + Lg h( x ) u
∂x
∂x
∂x

nếu Lgh(x) = 0 ⇒ y = L f h( x )
y =

⇒ y =

∂L f h( x )

x =

∂L f h( x )

∂x
∂x
2
= L f h( x ) + Lg L f h( x ) u

nếu LgLfh(x) = 0 ⇒ y = L2f h( x )

∂L2f h( x )

f ( x) +

∂L f h( x )

∂L2f h( x )

x =
f ( x) +
∂x
∂x

= L3f h( x ) + Lg L2f h( x ) u

⇒ y =

∂x

g ( x)u

∂L2f h( x )
∂x

g ( x)u

nếu Lg L f h( x ) = 0 ⇒ y = L f h( x )
 Định nghĩa
Hệ thống (2.10) có bậc tương đối p nếu và chỉ nếu hai điều kiện sau thỏa mãn
Lg h( x ) = Lg L f h( x ) = Lg L2f h( x ) = ... = Lg L( fp −2 ) h( x ) = 0
(2.15)
2

3

L g L f h( x ) ≠ 0
và
Nếu (2.15) và (2.16) thỏa mãn, ta có
( p −1)

(2.16)

y ( p ) = L( fp ) h( x ) + Lg L( fp −1) h( x ) u

(2.17)

Luật điều khiển tuyến tính hóa hệ thống (2.8) được xác định bởi

(

u = Lg L( fp −1) h( x )

) [v − L( ) h( x ) ]
−1

p
f

(2.18)

Thay u ở (2.18) vào (2.17) ta được hệ thống tuyến tính hóa
y(p) = v
(2.19)
Hệ thống (2.19) có bậc bằng bậc tương đối p của hệ thống (2.10). Như vậy sau
khi áp dụng luật điều khiển (2.18) ta có n - p biến trạng thái không quan sát được. Ta
chỉ có thể áp dụng luật điều khiển (2.18) nếu các biến trạng thái này bị chặn trong quá
trình làm việc của hệ thống.

10


 Luật điều khiển tuyến tính
Định nghĩa tín hiệu sai lệch:

e(t) = r(t) - y(t)
Để tín hiệu ra y(t) bám theo tín hiệu đặt r(t), xác định luật điều khiển v(t) sao cho
phương trình vi phân sau có phương trình đặc trưng Hurwitz
e(p) + a1e(p-1) + a2e(p-2) + … + ap-1e = 0
Từ (2.19), ta có:
r ( p ) − v + a1e ( p −1) + a2 e ( p −2 ) + ... + a p −1e = 0

⇒ v(t ) = r ( p ) + a1e ( p −1) + a2 e ( p −2 ) + ... + a p −1e
Kết hợp với (2.18) ta được luật điều khiển tổng hợp sau:

(

u = Lg L( fp −1) h( x )

) [r (
−1

p)

+ a1e ( p −1) + a2 e ( p −2 ) + ... + a p −1e − L( fp ) h( x )

]

2.2.2. Phương pháp điều khiển định hướng trường (Field Oriented Control –
FOC)
Điều khiển định hướng trường là phương phương pháp điều khiển vector đầu
tiên đối với động cơ cảm ứng được trình bày bởi K. Hasse (Indirect FOC) và F.
Blaschke (Direct FOC) trong những thập niên 1970. Phương pháp này được nghiên
cứu và thảo luận bởi nhiều nhà nghiên cứu và hiện nay đã trở thành một tiêu chuẩn
công nghiệp. Trong phương pháp này các phương trình động cơ được chuyển thành

hệ tọa độ quay đồng bộ với vector từ thông rotor. Phương pháp FOC đảm bảo từ
thông và mô-men tách biệt với nhau. Tuy nhiên, các phương trình động cơ cảm ứng
vẫn còn phi tuyến chỉ tách biệt hoàn toàn khi biên độ từ thông rotor là hằng số.
Phương pháp FOC gồm có các loại sau:
- Điều khiển định hướng theo từ thông stator.
- Điều khiển định hướng theo từ thông rotor.
Tuy nhiên phương pháp điều khiển định hướng theo từ thông rotor có nhiều ưu
điểm vượt trội: ứng dụng phương pháp vector không gian ta có thể dễ dàng xây
dựng mô hình động cơ và các phương trình trên hệ tọa độ (hệ tọa độ dq), triệt tiêu
thành phần từ thông rotor trên trục (q), còn thành phần từ thông rotor trên trục (d)
có thể xem như một đại lượng một chiều, các đại lượng dòng điện, điện áp khi được
chiếu lên hai trục tọa độ d và q cũng là các thành phần một chiều.
Hai phương pháp tiếp cận trong điều khiển vector từ thông rotor thường được
sử dụng là:

11


- Phương pháp điều khiển trực tiếp (Direct Rotor Field Oriented Control
-DRFOC) sử dụng cảm biến để đo trực tiếp từ thông rotor của động cơ. Phương
pháp này có nhiều nhược điểm như: cảm biến sẽ làm mô hình động cơ thêm cồng
kềnh, giá thành tăng lên và từ thông đo được cũng khó chính xác.
- Phương pháp điều khiển gián tiếp (Indirect Rotor Field Oriented Control IRFOC) dựa trên việc đo vị trí rotor. Do phương pháp DRFOC có nhiều nhược điểm
nên phương pháp IRFOC là phương pháp dễ được chấp nhận. Vấn đề đặt ra đối với
phương pháp IRFOC là làm sao xây dựng được mô hình nhằm hiệu chỉnh sai số của
từ thông rotor và tốc độ động cơ được ước lượng hồi tiếp về. Góc θ s (góc quay đồng
bộ) đóng vai trò rất quan trọng trong phương pháp IRFOC. [6]
Cấu trúc cơ bản của hệ thống điều khiển định hướng trường trong điều khiển
động cơ không đồng bộ ba pha được trình bày như Hình 2.5.

Hình 2.5: Cấu trúc cơ bản của phương pháp FOC [19]
Từ thông và mô-men quay được biểu diễn theo các phần tử của vector dòng
stator như sau:

12


Lm

ψ rd = 1 + p T isd

c r

T = 3 Lm pψ i
rd sq
 e 2 Lr

(a)

(2.20)

(b)

Trong đó pc là thành phần toán tử Laplace.
Phương trình (2.20a) cho thấy có thể điều khiển từ thông rotor ψ rd = ψ r thông
qua điều khiển dòng stator isd. Đặc biệt mối quan hệ giữa hai đại lượng này là mối
quan hệ trễ bậc nhất với hằng số thời gian T r. Nếu thành công trong việc áp đặt
nhanh và chính xác dòng i sd, ta có thể điều khiển ổn định từ thông ψrd tại mọi điểm
làm việc của động cơ. Nếu thành công trong việc áp đặt nhanh và chính xác dòng i sq
theo phương trình (2.20b) thì ta có thể coi isq là đại lượng điều khiển mô-men T e của

động cơ.
Bằng việc mô tả ĐCKĐB ba pha trên hệ tọa độ từ thông rotor, không còn quan
tâm đến từng dòng pha riêng lẻ nữa, mà là toàn bộ vector không gian dòng stator
của động cơ. Khi đó tại mọi điểm làm việc của động cơ vector i s sẽ cung cấp hai
thành phần: isd để điều khiển từ thông rotor ψ r , isq để điều khiển momen quay Te,
từ đó có thể điều khiển tốc độ của động cơ.

isd → ψ r
⇒ω

isq → Te

Khi đó, phương pháp mô tả ĐCKĐB ba pha tương quan giống như đối với
động cơ một chiều. Cho phép xây dựng hệ thống điều khiển truyền động ĐCKĐB
ba pha tương tự như trường hợp sử dụng động cơ điện một chiều. Điều khiển tốc độ
ĐCKĐB ba pha ω thông qua điều khiển hai phần tử của dòng điện i s là isd và isq.[19]
 Ưu điểm
- Đáp ứng vận tốc động cơ tốt.
- Đáp ứng mô-men tốt ngay cả ở tốc độ thấp.
- Điều khiển từ thông và mô-men một cách độc lập.
- Hoạt động ở cả bốn góc phần tư.
- Dòng khởi động thay đổi có thể chấp nhận.
- Tần số đóng ngắt không thay đổi.
 Nhược điểm
- Cấu trúc mạch phức tạp, đòi hỏi bộ vi xử lý mạnh.

13


- Bị ảnh hưởng bởi sự thay đổi của các thông số động cơ trong quá trình hoạt

động thực tế của máy.
2.2.3. Phương pháp điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control –
DTC)
Vào giữa thập niên 1980 các chiến lược mới về điều khiển mô-men đối với
động cơ cảm ứng được trình bày bởi I. Takahashi và T. Noguchi là phương pháp
Điều Khiển Mô-men Trực Tiếp. Phương pháp này nhờ vào cách tiếp cận khác để
điều khiển động cơ cảm ứng đã thay thế phương pháp Điều Khiển Vector Cổ Điển
(FOC). Tác giả của các chiến lược điều khiển mới đề xuất thay thế động cơ cách ly
và tuyến tính hóa thông qua chuyển hệ tọa độ, giống với phương pháp FOC, bằng
các bộ điều khiển dãy trễ, điều này tương ứng với hoạt động đóng – mở của thiết bị
biến tần công suất bán dẫn. Phương pháp này được gọi là phương pháp DTC cổ
điển. Từ năm 1985 chúng đã liên tục được phát triển và cải tiến bởi nhiều nhà
nghiên cứu. [6]
 Nguyên tắc điều khiển
Trong phương pháp DTC cổ điển mặt phẳng được chia thành sáu sector (Hình
2.6), được xác định như sau:

 π π
Sector 1: γ ss ∈  − , 

Sector 2:
Sector 3:
Sector 4:
Sector 5:
Sector 6:

 6 6
π π 
γ ss ∈  , 
6 2

 π 5π 
γ ss ∈  , 
2 6 
 5π 5π 
γ ss ∈  ,− 
6 
 6
 5π π 
γ ss ∈  − ,− 
2
 6
 π π
γ ss ∈  − ,− 
 2 6

14


Hình 2.6: Các Sector trong phương pháp DTC cổ điển
Giả sử từ thông stator đang ở góc Sector 1 (Hình 2.7) để tăng biên độ của nó
các vector điện áp U1, U2, U6 có thể được chọn. Ngược lại, biên độ giảm có thể đạt
được bằng việc lựa chọn các vector U3, U4, U5. Bằng việc áp dụng một trong hai
vector không U0 hoặc U7 phép tích phân trong phương trình (2.21) được dừng lại.
Vector từ thông stator thì không thay đổi.
t

ψ s = ∫ U v dt

(2.21)

0

ở đây:
ψs là từ thông stator
Udc là điện áp thanh cái DC
Uv là điện áp ngõ ra của biến tần
2
j ( v −1) π / 3
v = 1...6
 U dc e
Uv = 3
0
v = 0,7

15

(2.22)


Hình 2.7: Lựa chọn vector điện áp tối ưu cho vector từ thông stator trong Sector 1
Phương trình (2.21) mô tả tám vector điện áp tương ứng với các trạng thái khả
thi của biến tần. Các vector này được trình bày trong Hình 2.6. Ở đây có sáu vector
hoạt động U1 – U6 và hai vector không U0, U7.
Từ phương trình (2.21) có thể thấy rằng hướng của từ vector từ thông stator
phụ thuộc vào điện áp của biến tần (2.22).
Đối với điều khiển mô-men, góc giữa từ thông stator và rotor δψ được sử dụng
(phương trình 2.23). Khi đó, để tăng mô-men động cơ các vector điện áp U2, U3, U4
có thể được chọn và để giảm mô-men các vector U1, U5, U6 có thể được chọn. Nói
cách khác, vector điện áp nào làm cho từ thông quay theo chiều kim đồng hồ thì sẽ
làm cho mô-men giảm, ngược lại làm cho mô-men tăng.

Te = p

Trong đó:
ms
ψs
ψr
δψ

ms
Lm
ψ sψ r sin δψ
2 Lr Ls − L2m

khối lượng stator (kg)
từ thông stator (A)
từ thông rotor (A)
góc giữa từ thông stator và rotor (rad)

16

(2.23)


Bảng 2.1: Bảng lựa chọn điện áp theo sự tăng giảm từ thông stator và mô-men
ψs

Te
Tăng
Tăng
Giảm

Giả Tăng
Giảm
m

Sector 1
U2
U6
U3
U5

Sector 2
U3
U1
U4
U6

Sector 3
U4
U2
U5
U1

Sector 4
U5
U3
U6
U2

Sector 5
U6

U4
U1
U3

Sector 6
U1
U5
U2
U4

Để thực hiện chính xác theo ý nghĩa điều khiển trực tiếp mô-men thì ta phải
điều khiển giá trị mô-men và từ thông của động cơ bằng với giá trị đặt trước. Mômen động cơ đặt phải nhỏ hơn giá trị định mức và từ thông động cơ phải thỏa mãn
yêu cầu về bảo hòa từ. Để thực hiện điều này ta cần các bộ so sánh giữa các giá trị
đặt và giá trị thực của mô-men và từ thông stator.
Để kết hợp các kết quả so sánh với việc chọn điện áp điều khiển bộ nghịch lưu
người ta đã tạo ra các bộ so sánh hai bậc và ba bậc như sau:
Đối với từ thông stator sẽ được xác định bởi bộ so sánh dãy trễ hai bậc.
Nguyên tắc của bộ so sánh dãy trễ hai bậc là lấy sai số e ψ (error) từ phép tính so
sánh giữa hai tín hiệu (hiệu số) đem so sánh với khoảng trễ H ψ (hysteresis – band)
để đưa tín hiệu chọn các vector điện áp ở đầu ra Hψ theo hai mức.

Hình 2.8: Bộ so sánh dãy trễ 2 mức
Tín hiệu ngõ ra dψ được xác định như sau:
dψ = 1 khi eψ > +Hψ
dψ = 0 khi eψ < -Hψ
Khi đó ta có sai số giữa từ thông đặt và từ thông thực tế: e ψ = ψref - ψr, eψ được
so sánh với khoảng trễ Hψ. Kết quả là từ thông stator sẽ bị khống chế trong khoảng
trễ (độ rộng 2Hψ) và nó bám vào từ thông đặt theo đường zigzag.

17

Tương tự đối với mô-men sẽ được xác định bởi bộ so sánh dãy trễ ba bậc chỉ
thêm một bậc để đưa tín hiệu chọn vector điện áp thành ba mức, như trình bày ở
Hình 2.9.

Hình 2.9: Bộ so sánh dãy trễ 3 mức
Tín hiệu ngõ ra dT được xác định như sau:
dT = 1 khi
eT > +HT
dT = 0 khi –HT < eT < +HT
dT = -1 khi
eT < -HT
Khi đó ta có sai số giữa mô-men đặt và mô-men thực tế là e T = Tref - Te, eT sẽ
được so sánh với khoảng trễ HT.
Nếu giá trị so sánh nào nhỏ hơn giá trị đặt thì ta cần tăng giá trị đó lên, nếu nó
vượt qua khỏi giá trị đặt thì ta cần giảm nó xuống. [6, 22]
eψ = ψref - ψr > +Hψ
eψ = ψref - ψr < -Hψ
eT = Tref - Te > +HT
eT = Tref - Te < -HT
-HT < eT = Tref - Te < +HT
Dựa vào cách chọn vector

từ thông nhỏ hơn giá trị đặt nên cần tăng
từ thông lớn hơn giá trị đặt nên cần giảm
mô-men nhỏ hơn giá trị đặt nên cần tăng
mô-men lớn hơn giá trị đặt nên cần giảm
mô-men bằng với giá trị đặt
điện áp theo sự tăng giảm từ thông stator và mô-

men ta thiết lập bảng chọn điện áp dựa theo các giá trị từ ngõ ra của các bộ so sánh
dãy trễ hai bậc và ba bậc như sau:
Bảng 2.2: Bảng lựa chọn điện áp theo bộ so sánh dãy trễ
Dψ
1
0

DT
1
0
-1
1
0
-1

Sector 1
U2
U7
U6
U3
U0
U5

Sector 2
U3
U0
U1
U4
U7

U6

Sector 3
U4
U7
U2
U5
U0
U1

18

Sector 4
U5
U0
U3
U6
U7
U2

Sector 5
U6
U7
U4
U1
U0
U3

Sector 6
U1

U0
U5
U2
U7
U4


Mục đích ta chọn các vector zero là U0 và U7 là để không thay đổi từ thông và
mô-men. Khi chọn các vector zero thì theo lý thuyết không ảnh hưởng đến từ thông










stator (vì ∆ψ ss = U 0 ∆t = 0 ⇒ ψ ss + ∆ψ ss = ψ ss ) nhưng do có thành phần điện trở Rs làm
từ thông giảm chút ít. Mô-men cũng giảm chút ít vì từ thông rotor tăng khi từ thông
stator dừng lại (góc θs nhỏ lại). Độ rộng của khoảng trễ có ảnh hưởng đến quỹ đạo
của từ thông stator và tần số đóng cắt của bộ nghịch lưu.
Nguyên lý của DTC là chọn điện áp thích hợp để điều khiển mô-men và từ
thông stator theo các giá trị đặt, để có thể làm được điều này ta phải biết được vị trí
của từ thông, giá trị của nó. Để xác định vị trí của từ thông và tính toán mô-men ta
cần thiết lập một bộ ước lượng từ thông và mô-men. Như vậy tóm lại bộ điều khiển
ĐCKĐB bao gồm ba phần chính: bộ so sánh trễ, bộ chọn trạng thái đóng ngắt (chọn
vector điện áp), bộ ước lượng từ thông và mô-men.
Ngoài ra ta cần bộ điều khiển tốc độ và bộ điều khiển từ thông đặt để đạt tốc

độ cần thiết và đạt từ thông tối ưu hoặc hãm từ thông.
Điều khiển mô-men trực tiếp cho ĐCKĐB ba pha là phương pháp điều khiển
trực tiếp lên mô-men điện từ, tốc độ là đại lượng điều khiển gián tiếp. Nội dung
phương pháp dựa trên tác động trực tiếp của các vectơ điện áp lên vectơ từ thông
móc vòng stator. Thay đổi trạng thái của vectơ từ thông stator dẫn đến thay đổi trực
tiếp tới mô-men điện từ của động cơ. Các vectơ điện áp được chọn lựa dựa trên sai
lệch của từ thông stator và mô-men điện từ với các giá trị đặt. Tuỳ thuộc vào trạng
thái sai lệch của từ thông và mô-men điện từ, một vectơ điện áp tối ưu đã định trước
được chọn để điều khiển đại lượng về đúng với đại lượng đặt.
Sơ đồ khối của phương pháp DTC cổ điển được đề xuất bởi I. Takahashi và T.
Noguchi được trình bày trong Hình 2.10.

19


Hình 2.10: Mô hình bộ điều khiển DTC đơn giản
Biên độ từ thông stator ψref, mô-men điện từ Te là các tín hiệu tham chiếu được
so sánh với các giá trị ước lượng ψˆ s và Tˆe tương ứng. Các sai số từ thông eψ và sai số
mô-men eT được đưa đến bộ điều khiển dãy trễ. Các biến đầu ra được số hóa d ψ, dT
và sector vị trí từ thông stator γ ss(N) lựa chọn vector điện áp thích hợp từ bảng
chuyển mạch. Như vậy, bảng lựa chọn xung kích S a, Sb, Sc để điều khiển các chuyển
mạch công suất trong biến tần.
Theo phương pháp điều khiển DTC ta thấy để điều khiển chính xác từ thông
mô-men ta cần bộ tính toán rất nhanh để đáp ứng từ thông và mô-men dao động nhỏ
nhất.
Đây là nhược điểm chính của phương pháp DTC, nhưng bù lại nó cho đáp ứng
tốc độ mô-men cũng như từ thông rất nhanh.
Thời gian gần đây, từ phương pháp DTC cổ điển một kỹ thuật điều khiển mới
được gọi là Điều Khiển Mô-men Trực Tiếp – Điều Chế Vector Không Gian (DTC –
SVM) đã được phát triển.

20


Trong phương pháp mới này các nhược điểm của phương pháp DTC cổ điển
được loại bỏ. Về cơ bản, chiến lược DTC – SVM là phương pháp hoạt động ở tần
số chuyển mạch không đổi. Cấu trúc của DTC – SVM được dựa trên các nguyên tắc
cơ bản và phân tích phương pháp điều khiển DTC cổ điển. Tuy nhiên, từ việc xem
xét chính thức phương pháp này cũng có thể được xem như phương pháp điều khiển
định hướng trường stator (SFOC).
Kỹ thuật DTC – SVM cũng có cấu trúc đơn giản và cung cấp đáp ứng động có
thể so sánh với phương pháp DTC cổ điển. Tuy nhiên, phương pháp DTC – SVM
được đặc trưng bởi nhiều thông số tốt hơn trong hoạt động ổn định trạng thái. [6]
 Ưu điểm
- Điều khiển đơn giản, hiệu quả.
- Ít phụ thuộc vào các thông số động cơ.
- Đáp ứng mô-men nhanh, linh hoạt.
 Nhược điểm
- Độ gợn mô-men cao.
- Tần số đóng ngắt thay đổi.
- Xuất hiện sóng hài bậc cao.
2.2.4. Phương pháp điều khiển trượt (Sliding Mode Control – SMC)
2.2.4.1. Đối tượng điều khiển
Xét hệ thống phi tuyến biểu diễn bởi phương trình vi phân

(

) (

)

y ( n ) = f y, y ,..., y ( n −1) + g y, y ,..., y ( n−1) .u + d

Trong đó d là nhiễu.
x1 = y , x2 = y , x3 = y,..., xn = y ( n −1)
Đặt

(2.24)
(2.25)

Ta được biểu diễn trạng thái
 x 1 = x2
 x = x
3
 2

 x = x
n
 n−1
 x n = f ( x ) + g ( x ).u + d

(2.26)

y = x1
Bài toán đặt ra là xác định tín hiệu điều khiển u sao cho tín hiệu ra y bám theo
tín hiệu đặt r.
2.2.4.2. Mặt trượt (sliding surface)
Định nghĩa tín hiệu sai lệch
e=y–r
( n −1)

S =e
+ cn −1e ( n −2 ) + ... + c2 e + c1e
và hàm S

21

(2.27)
(2.28)