Điện tử viễn thông chuong 8 khotailieu

Chương 8 Điều chế trải phổ và điều chế đa sóng mang

8.1 Giới thiệu chung
Thông thường các kỹ thuật điều chế và giải điều chế được thiết kế trong hệ
truyền tin số sao cho hệ hoạt động sử dụng công suất và độ rộng băng tối thiểu, có
xác suất lỗi bit thấp trong môi trường có nhiễu Gauss trắng dừng. Tuy nhiên các
kỹ thuật điều chế này phải kết hợp thêm một số kỹ thuật khác mới có thể chịu
được trong môi trường fading đa đường, chuyển động, hoặc môi trường có nguồn
gây nhiễu cố ý hay không cố ý xen vào. Một kỹ thuật điều chế khác vốn có đặc
tính chịu được môi trường truyền dẫn phức tạp trên là kỹ thuật điều chế trải phổ.
Kỹ thuật trải phổ dùng độ rộng băng truyền vài bậc lớn hơn độ rộng tín hiệu
truyền, nó không có hiệu suất băng khi chỉ có một người sử dụng, song lại có hiệu
suất khi nhiều người sử dụng cùng một lúc mà vẫn tránh được sự giao thoa với
nhau. Ngoài việc chiếm băng tần rộng, tín hiệu trải phổ còn có tính chất giống như
ồn khi so sánh với dữ liệu thông tin số. Dạng sóng trải được điều khiển bởi dãy giả
ồn (hay là mã giả ồn - PN), đó là dãy nhị phân biểu hiện như dãy ngẫu nhiên song
được xác định bởi máy thu chủ định. Tín hiệu trải phổ được giải điều chế tại bộ
thu khi tương quan chéo với một phiên bản của sóng mang giả ngẫu nhiên phát tại
chỗ. Tương quan chéo với dãy PN đúng sẽ giải trải tín hiệu, nhận được bản tin
băng hẹp trong khi tương quan chéo với tín hiệu không mong muốn sẽ chỉ cho một
lượng nhỏ của ồn băng rộng tại lối ra máy thu
Điều chế trải phổ có nhiều ưu điểm trong môi trường radio di động. Nổi bật
là khả năng chống giao thoa đa truy cập vốn có của nó. Vì rằng mỗi người dùng
được phân một mã duy nhất gần như trực giao với mã của người khác nên bộ thu
tách người dùng dựa trên mã mỗi người mặc dù họ dùng chung phổ trong cùng
một thời gian. Không chỉ tách được từ nhiều người dùng khác nó còn có thể khôi
phục được khi bị phá bởi tín hiệu giao thoa băng hẹp. Do ảnh hưởng của tín hiệu
băng hẹp chỉ tác động lên một phần nhỏ tín hiệu trải phổ nên nó dễ dàng lấy đi
bằng bộ lọc khía chữ V mà không làm mất nhiều thông tin. Ngoài ra do dùng
chung tần số nên không cần kế hoạch tần số, tất cả các tế bào đều dùng chung
kênh rộng.

Chịu được đa đường là ưu điểm căn bản khác để sử dụng kỹ thuật này trong
thông tin vô tuyến. Do tín hiệu trải phổ có năng lượng phân đều trên băng rất rộng
nên tại mỗi thời điểm chỉ có môt phần nhỏ phổ chịu fading. Thể hiện trong miền
thời gian thì khả năng chống nhiễu đa đường là do các phiên bản trễ có tương quan
Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

153


nhỏ với dãy PN gốc, kết quả biểu hiện như người dùng không tương quan khác và
bị loại. Hệ thống trải phổ không chỉ chịu được đa đường mà còn sử dụng các thành
phần đa đường để cải thiện chất lượng tín hiệu (bộ thu RAKE, tổ hợp các thông tin
nhận được từ một số thành phần đa đường phân giải được)
8.2 Dãy giả ngẫu nhiên (PN)
8.2.1 Tạo dãy m.
Các tính chất căn bản của kỹ thuật trải phổ là do tính chất của dãy giả ngẫu
nhiên (PN) tạo nên. Không thể tạo dãy ngẫu nhiên bằng cách lấy mẫu một quá
trình ngẫu nhiên vì như thế không thể tạo lại được nó ở bộ thu tương quan. Song
có thể chủ động tạo một dãy giả ngẫu nhiên bằng một bộ ghi dịch có phản hồi [7]:
a n-1

a n-2

a n-r

C

C

+

+

+

a

Hình 8.1 Bộ tạo dãy ghi dịch tuyến tính

Với mỗi xung nhịp, bộ ghi dịch lại chuyển tất cả nội dung sang bên phải,
dãy {a n } được truyền đi với mỗi số hạng được tạo ra một cách tuyến tính từ r số
hạng trước đó:
r

a n  c1 a n 1  c 2 a n  2  ...  c r a n  r   ci a n i

(8.1)

i 1

Ở đây tất cả các số hạng đều là số nhị phân (0 hoặc 1), c 1 đến c r là các biến
liên kết (1 cho liên kết và 0 cho không liên kết). Các qui tắc nhân thông thường
được duy trì song phép cộng là modulo 2 (sau này các ký hiệu nhị phân 0,1sẽ là 1
và -1 đồng thời thay thế các bộ cộng hồi tiếp bằng phép nhân thông thường, các
kết quả sẽ giống như vậy song không còn tuyến tính theo nghĩa cổ điển nữa). Hàm
số tương ứng với dãy được tạo ra là:


G ( D)  a 0  a1 D  a 2 D 2  ...   a n D n
n 0

Trong đó D là toán tử trễ, số mũ của nó ứng với số đơn vị trễ.
154Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

(8.2)


Kết hợp 2 công thức trên ta có:




r

G ( D)   a n D n   ci a n i D n
n 0

n  0 i 1

r


  c i D i  a n  i D n i 
i 1
 n 0

r

  ci D i [a i D i  ...  a 1 D 1  G ( D)]
i 1

r

r

i 1

i 1

G ( D)(1   ci D i )   ci D i (a i D i  ...  a 1 D 1 )

Hay:

r

G ( D) 

 c D (a
i

i 1

i

i

D i  ...  a 1 D 1 )
r

1   ci D



i

g 0 ( D)
f ( D)

(8.3)

(8.4)

i 1

r

f ( D)  1   ci D i gọi là đa thức sinh chỉ phụ thuộc véc tơ liên kết phản hồi
i 1

r

c 1 ,c 2 ,…c r. còn g 0 ( D)   ci (a i  a i 1 D  ...  a 1 D i 1 )
i 1

 c1 a 1  c 2 (a  2  a 1 D)  ...  c r (a r a r 1 D  ...  a 1 D r 1 ) (8.5)

phụ thuộc véc tơ trang thái ban đầu của a -r ,a -r+1 ,…a -1 . Lưu ý là phải có c r =1 vì
nếu không thì không cần đến r tầng ghi dịch.
Nếu véctơ ban đầu có :
a -r =1,a -r+1 =…=a -2 =a -1 =0

thì g 0 (D)=1 và G ( D) 

1
f ( D)

(8.6)

Trong các dãy được tạo ra như trên ta chú ý đến dãy có chu kỳ lặp lại lớn
nhất. Sử dụng các công thức nhận được có thể rút ra 3 tính chất sau [9]:
1. Mỗi chuỗi ghi dịch tuyến tính (LSR) đều tuần hoàn với chu kỳ:
P  2r 1

Thật vậy bộ ghi có thể có 2r-1 véc tơ trạng thái khác nhau (trừ trang thái tất
cả đều là 0). Khi một vec tơ trạng thát nào đó được lặp lại sau P<2r-1 thì nó sẽ vẫn
tiếp tục lặp lại như vậy vì tất cả luôn phụ thuộc vec tơ trạng thái đầu. Chuỗi có độ
dài cực đại là chuỗi có chu kỳ P=2r-1 (chú ý chu kỳ là chu kỳ vectơ)
2. Ngoại trừ các trường hợp suy biến, chu kỳ P của G(D) là số nguyên dương
P nhỏ nhất sao cho 1-Dp chia hết cho f(D).
Thật vậy trước hết ta có

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

155


1
 1  D P  D 2 P  ...  …
p
1 D

(8.7)

Sau đó xét trường hợp véc tơ trạng thái đầu chỉ có a -r =1 nên g 0 (D)=1, giả sử G(D)
tuần hoàn với chu kỳ P,ta có
1
 G ( D)  (a 0  a1 D  ...  a P 1 D P 1 )  D P (a 0  a1 D  ...  a P 1 D P 1 )  ...
f ( D)


a 0  a1 D  ...  a P 1 D P 1
1 DP
1 DP
 a 0  a1 D  ...  a P 1 D P 1
f ( D)

Do vậy:

(8.8)

3. Điều kiên cần để G(D) tạo ra chuỗi có P=2r-1 (gọi là chuỗi MLSR hay dãy
m) là f(D) cấp r phải là tối giản (không thể khai triển thành thừa số).
Thật vậy , nếu f(D) triển khai thành thừa số thì f(D)=s(D)t(D)
Khi phân tích thành cácnhân tử tối giản :
 ( D)  ( D)
1


(8.9)
G ( D) 

f ( D)

s( D)

t ( D)

Do đó chu kỳ G(D)≤chu kỳ[α(D)/s(D)].chu kỳ[β(D)/t(D)]
 (2 rs  1)(2 rt  1)  2 r  2 rs  2 rt  1  2 r  3

Đó là điều mâu thuẫn, tức là nếu dãy có chu kỳ P=2r-1 thì f(D) không thể
triển khai thành thừa số. Song chú ý là điều kiên trên không phải là điều kiện đủ
Ví dụ:
Với r=4 P=24-1=15. Lấy f(D)=1+D+D2+D3+D4 là hàm tối giản, song 1-D5 lại
chia hết cho nó nên chu kỳ nó chỉ là 5. Để đạt được chu kỳ 15 ta phải dùng đa thức
f(D)=1+D+D4 cũng chia hết bởi 1-D15 và không chia hết bởi 1-Dk (với k<15).
Những đa thức bậc r có thể tạo ra chuỗi MLSR có chu kỳ 2r-1được gọi là đa
thức nguyên thủy. Tất cả các đa thức nguyên thủy tồn tại cho tất cả các bậc r>1.
Các kết quả nghiên cứu cho thấy số các đa thức nguyên thủy bậc r có thể tính như
sau:
N P (r ) 

Ở đó

2 r  1 J Pi  1

r i 1 Pi

J

2 r  1   Pi ei là việc phân tích một số ra thừa số nguyên tố

i 1

Ví dụ:
Với r=2

(8.10)

2r-1=3

3 2
N P (2)  .  1
2 3

156Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ


r=3

23-1=7

r=4

24-1=15=5.3

r=5

25-1=31

r=6

26-1=63=7.32

7 6
N P (3)  .  2
3 7
15 4 2
N P (4)  . .  2
4 5 3
31 30
N P (5)  .  6
5 31
63 6 2
N P (6)  . .  6
6 7 3

Tìm các đa thức nguyên thủy ngày càng khó khi r càng lớn, song hiện nay
có các bảng tính sẵn. Các giá trị tiêu biểu được quan tâm của r là giữa 10 và 50
8.2.2 Tính chất của chuỗi MLSR
1. Tính cân bằng:
Trong số 2r véc tơ trạng thái có đúng một nửa là chẵn một nửa là lẻ vì loại
bỏ véc tơ 0 nên có 2r-1 là lẻ và 2r-1-1 là chẵn. Xác suất đầu ra bộ ghi dịch là:
2 r 1  1 1
1
Pr (0)  r
 (1  )
P
2 1 2

(8.11)

2 r 1
1
1
Pr (1)  r
 (1  )
P
2 1 2

(8.12)

Độ không cân bằng khi so sánh 2 biểu thức trên là 1/P, với r=10,30,50 1/P tương
ứng xấp xỉ 10-3, 10-9,10-15
2.Tính chất của khoảng chạy
Tần suất tương đối của các khoảng chạy n (gồm n số 0 và n số 1 liên tiếp)
n
là 1/2 với mọi n≤r-1 và bằng 1/2r-1 với n=r và không có khoảng chạy nào có n>r
3.Tính trễ và cộng sinh.
Tổng modulo 2 của một dãy MLSR với chính nó trễ đi một số nhịp cũng
cho dãy đó ứng với số nhịp trễ khác. Sử dụng tính chất này cùng với tính chất 1 sẽ
rút ra là hai dãy trễ của nhau sẽ có 2r-1-1 đồng đẳng và 2r-1 bất đồng đẳng.(theo
vectơ trang thái)
Nhận xét:
Với độ mất cân bằng rất nhỏ 1/P (nhỏ hơn một phần triệu với r>20) chuỗi
MLSR không thể phân biệt được với chuỗi nhị phân Bernoulli (là chuỗi nhân được
khi tung đồng xu) theo 3 tính chất nói trên.
Các tính chất trên còn thể hiện bằng các đại lượng trung bình và tương quan
theo thời gian, dựa trên việc ánh xạ số 0 thành một giá trị thực 1 và số 1 thành giá
trị thực -1 rồi thực hiện phép nhân thông thường:

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

157


Tính chất 1sẽ là:

1 P
1
n  

P n 1
P

Tính chất 3 sẽ là:

1 P
1
 n n   

P n 1
P

(8.13)
voi  0

(8.14)

voi  0

1

8.2.3 Hàm tương quan của tín hiệu mã giả ngẫu nhiên :
Mỗi ký hiệu trong tín hiệu mã giả ngẫu nhiên được gọi là chip, có độ dài
T c . tín hiệu mã giả ngẫu nhiên là tín hiệu cực NRZ có thể biểu diễn như sau;


c(t )   c n p(t  nTc )

(8.15)



Với p(t) là xung chữ nhật có biên độ 1V trong khoảng [0,T c ].
c n  (1) a có a n là dãy mã nhị phân giả ngẫu nhiên
n

Xét hàm tự tương quan của 2 tín hiệu giả ngẫu nhiên c’(t) và c(t) trong
khoảng thời gian T=L (độ dài của dãy).
Rcc ' ( ) 

Giả sử τ = k.T c + ε ,
như sau:

T

1
c(t )c' (t   )dt
T 0

(8.16)

0 < ε < T c . khi đó có thể biểu diễn hàm tự tương quan
1
LTc

Rcc ' ( )  Rcc ' (k ,  ) 

1 L 1
1
Rcc ' (k ,  )  [  c m c' m  k
L m 0
Tc

LTc



 



0 m  

c m p (t  mTc ).  c' m  k p (t    kTc  mTc )dt
m  

Tc 

1 L 1
1

p
(

)
p
(



)
d

]

[
c m c' m  k 1

0
L m 0
Tc
ε

m+k
m-1

Tc

 p( ) p(    T )d ]
c

Tc 

m+k+1
m
m+1
Tc

Hình 8.2 Sự trễ của bản tin tín hiệu

Đặt

L 1

L 1

m 0

m 0

 cc ' (k )   c m c' m  k   (1) a

m  a 'm  k

Phương trình được viết lại:

158Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

(8.17)

Rcc ' (k ,  ) 



1
[(1  ) cc ' (k )   cc ' (k  1)]
L
Tc
Tc

(8.18)

Đối với trường hợp tự tương quan :
Rc ( )  Rc (k ,  ) 



1
[(1  ) c (k )   c (k  1)]
L
Tc
Tc

(8.19)

Tức là hàm tương quan được tính thông qua θ c (k)
Tính chất hàm tự tương quan
Xét tín hiệu giả ngẫu nhiên c(t) biểu diễn dãy m dưới dạng tín hiệu cực
NRZ
L 1

L 1

n 0

n 0

 c (k )   c n c n  k   (1) a

n  an  k

(8.20)

- k=i.L : a n +a n+L =a n +a n =0 → θ(0)= L
- k≠ i.L : theo tính cộng dịch a n +a n+k = a n+k’
L 1

 c (k )   (1) a

nk '

n 0

Áp dụng tính chất cân bằng của dãy m: θ c (k)=-1
Thay vào kết quả phương trình tự tương quan , ta thấy nó tuần hoàn với chu
kỳ T=L.T c có dạng như hình vẽ.

1

R c (τ)

1/L
-T c

Tc

LT c

T

Hình 8.3 Hàm tự tương quan của dãy m.

Nhận xét:
Hàm tự tương quan có giá trị cực đại khi hai dãy giả ngẫu nhiên xắp hàng
tương ứng với nhau. Khi lệch nhau đến 1 chíp sẽ cho tương quan cực tiểu
8.2.4 Dãy Gold:
Dãy m có đặc điểm là số dãy độc lập tạo ra không nhiều nên sau này sẽ
không có nhiều mã gán cho những người dùng khác nhau [6]. Dãy Gold kết hợp 2
dãy m {a n } và {a’ n } có cùng bậc N có dạng {a n +a’ n } có thể cho số dãy độc lập

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

159


khá lớn đáp ứng đa truy cập theo mã (CDMA). Hàm tương quan chéo giữa 2 dãy
là khá nhỏ và nhận một trong các giá trị sau:
 1
 L  (N )


1
 cc ' (k )  
L

1
  (N ) 1
 L

(8.21)

N 1

2 voiN  2.i  1
1
2

Trong đó  ( N )  
i  1,2...
N 2

voiN  2.i
2
1  2

(8.22)

Ví dụ sơ đồ tạo dãy Gold bậc 9

+

1 2 3 4 5 6 7 8 9
+

1 2 3 4 5 6 7 8 9

+

Hình 8.4. Sơ đồ tạo dãy Gold từ 2 dãy m

8.3 Mã trực giao
Hai tín hiệu thực g(t) và x(t) gọi là trực giao trong khoảng [t 1 , t 2 ] khi
t2

 g (t ) x(t )dt  0

(8.23)

t1

Theo định nghĩa này một số kiểu mã khác được sử dụng và đóng vai trò
quan trọng trong điều chế tín hiệu:
- mã trực giao: Các dãy mã trực giao là các dãy nhị phân được biểu diễn dưới
dạng dãy xung NRZ(±1). Các dãy này hoàn toàn trực giao (trong thời gian của
dãy) khi không có trễ giữa chúng. Tuy nhiên khi độ trễ giữa các dãy mã khác 0 thì
tương quan chéo giữa chúng là đáng kể. Các mã trực giao được dùng để phân tách

160Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ


các kênh và mã hóa dữ liệu. có các loại phổ biến như mã Walsh, mã cấu trúc

cây…
- mã Walsh: Mã trực giao Walsh tạo ra bằng ma trận Hadamard theo cách sau
H 1 =[0]
0 0 
H2  

0 1 

…

(8.24)
H
H 2n   n
H n

Hn 
H n 

Trong đó H n là đảo của ma trận H n (đảo các ký hiệu nhị phân). Một mã
trực giao có độ dài n là hàng của ma trận H n . có tất cả n mã trực giao có độ dài n.
trong hệ IS-95 (tiêu chuẩn mạng tế bào CDMA của Qualcomm) thì các mã Walsh
có độ dài 64 chip mã trong một chu kỳ, có tất cả 64 mã trực giao có thể sử dụng
8.4 Trải phổ dãy trực tiếp (DS-SS):
Trải phổ dãy trực tiếp là cách trải phổ có được bằng cách nhân các xung dữ
liệu băng cơ sở với dãy giả ngẫu nhiên từ bộ phát mã giả ngẫu nhiên [5]. Ký hiệu
dạng sóng của xung PN gọi là chip. Ký hiệu dữ liệu được đồng bộ là các bit thông
tin hay các ký hiệu mã nhị phân được công theo modul 2 với chíp trước khi điều
chế pha. Bộ giải điều chế dịch pha kết hợp hay vi phân kết hợp (đồng bộ) được
dùng trong bộ thu. Tín hiệu trải phổ cho người dùng đơn có thể biểu diễn:
S ss (t ) 

2Es
m(t ) p (t ) cos(2f c t   )
Ts

(8.25)

Trong đó m(t) là dãy dữ liệu, p(t) là dãy trải PN, f c là tần số sóng mang, θ là
góc pha sóng mang tại t=0, Dạng sóng dữ liệu là dãy theo thời gian các xung chữ
nhật không đè lên nhau, mỗi xung chữ nhật có biên độ là +1 hoặc -1. Mỗi ký hiệu
m(t) biểu diễn ký hiệu dữ liệu có chu kỳ T s . Mỗi xung p(t) biểu diễn một chip
cũng có dạng chữ nhật biên độ +1 và-1 có chu kỳ T c . Việc chuyển trạng thái của
ký hiệu dữ liệu và chíp trùng khớp nhau khi tỷ số T s chia T c là một số nguyên.
Nếu W ss là độ rộng của S ss (t) và B là độ rộng của m(t)cos(2πf c ), sự trải do p(t) sẽ
cho W ss >>B.
Minh hoạ bộ phát thu trên hình 8.5
Giả sử đồng bộ mã đạt được tại bộ thu, tín hiệu nhận được đi qua bộ lọc
băng rộng và nhân với dãy lặp lại p(t) tại chỗ.Nếu p(t)=±1, thì p2(t)=1 thì phép
nhân này cung cấp tín hiệu giải trải s(t):
Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

161


s1 (t ) 

Bản tin

Đồng
hồ chíp

2Es
m(t ) cos(2f c   )
Ts

+

S ss (t)

Lọc BPF

Phát
PN

Sóng
mang f c
(a) Sơ đồ phát
Giải điều chế
khóa dịch pha
(hoặc vi phân)

Lọc
băng

Tín hiệu trải
phổ tại IF

Phát mã
PN

Dữ liệu nhận được

Hệ thống
đồng bộ

(b) Sơ đồ thu
Hình 8.5 Sơ đồ trải phổ dãy trực tiếp

tại lối vào của bộ giải điều chế. Vì s 1 (t) có dạng tín hiệu BPSK giải điều chế tương
ứng sẽ tách ra m(t) cho phổ nhận được của tín hiệu mong muốn và giao thoa tại lối
ra bộ lọc băng rộng.
Khi nhân với dạng sóng trải sẽ cho phổ ở hình 8.6. Độ rộng tín hiệu rút lại
là B trong khi năng lượng giao thoa trải trên độ rộng vượt quá W ss . Bộ lọc của giải
điều chế sẽ lấy đi hầu hết phổ giao thoa không trùng với tín hiệu. Phép đo khả
năng loại trừ giao thoa cho bởi tỷ số W ss /B bằng hệ số xử lý định nghĩa là:
PG 

Ts R c
Wss


Tc Rs
2 Rs

Hệ có hệ số sử lý lớn hơn sẽ nén giao thoa trong băng lớn hơn.

162Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

(8.27)

Đối với kênh đa đường: phép nhân p(t).p(t-τ) trong quá trình nén phổ giữ
nguyên độ rộng dải như đối với tín hiệu không có đồng bộ mã giả ngẫu nhiên. Tín
hiệu này góp phần rất nhỏ khi đi qua bộ tích phân(có tác dụng như lọc thông thấp).

Tín hiệu
Giao thoa
Hệ số
xử lý

Tín hiệu

Giao thoa

Tần số

Tần số

Hình 8.6 Trải phổ tín hiệu và nén phổ tín hiệu

Trong hệ đa truy cập: Tương tự như trên p i (t)p j (t-τ) với i ≠ j cũng giữ
nguyên độ rộng dải → không có tác dụng nén phổ đối với tín hiệu khong mong
muốn. Do vậy hệ thống trải phổ trực tiếp có thể chống được giao thoa đa truy cập
(MAI: multiple access interference)
8.5 Trải phổ nhảy tần (FH-SS).
Nhảy tần (FH) là sự thay đổi tuần hoàn tần số sóng mang.Tín hiệu trải phổ
nhảy tần là một dãy các cụm dữ liệu được điều chế với tần số sóng mang ngẫu
nhiên thay đổi theo thời gian [5]. Tập các tần số sóng mang có thể được nhảy gọi
là tập kênh. Độ rộng của kênh dùng trong mỗi lần nhảy là độ rộng băng tức thời.
Độ rộng phổ mà tín hiệu nhảy tần có thể quét các kênh gọi là độ rộng nhảy tổng

cộng. Qui luật nhảy của bên phát chỉ có bên thu được biết. Trên mỗi kênh các cụm
nhỏ dữ liệu được gửi dùng điều chế băng hẹp thông thường trước khi nhảy lần
nữa.Quá trình điều chế sơ cấp dữ liệu để tạo ra tín hiệu băng hẹp s n (t) là FSK
(Hoặc là FSK có số M). Dữ liệu mã hóa dưới dạng tín hiệu cực NRZ, d(t)=±1
s n (t )  cos( 0  d (t ) )t  cos( n t )
(8.28)
Một bộ tổng hợp tần số được sử dụng để tạo ra tín hiệu s ε (t) có tần số thay
đổi sau mỗi khoảng thời gian T h

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

163


s (t )  cos(1  M (t , Th ) )t  cos( t )

(8.29)

Với M(t,T h ) là một số ngẫu nhiên trong tập M số 1,2…M. M(t,T h ) được tạo
ra nhờ tổng hợp từ mã giả ngẫu nhiên.
Tín hiệu trải phổ nhảy tần S ss (t) được tạo ra khi nhân s ε (t) với tín hiệu băng
hẹp s n (t) (quá trình trộn tần). S ss (t) có tần số là:
 t     n   0  1  [d (t )  M (t , Th )]
(8.30)
ω t có thành phần cố định là ω c =ω 0 +ω 1 và thành phần biến đổi là [d(t)+M(t),T h ]Δω
Vì d(t)=±1 còn M(t,T h ) nhận giá trị từ 1 đến N nên S ss (t) chiếm dải tần là :
(8.31)
B t =(M+2)Δω≈MΔω Với M đủ lớn
Nếu chỉ có một sóng mang được dùng trong mỗi lần nhảy điều chế được
gọi là điều chế kênh đơn.(hình 8.7)

Dữ liệu

Điều chế

Tín hiệu
nhảy tần

Dao động

Clock

Phát PN

Đồng bộ
tần số

(a) Bộ phát
Lọc dải
rộng
Tín hiệu
nhảy tần

Lọc băng
thông
Đồng bộ
tần số

Giải điều
chế

Dữ liệu

Hệ đồng
bộ

Phát mã
PN

(b) Bộ thu
Hình 8.7 Sơ đồ thu phát hệ trải phổ nhảy tần

Chu kỳ nhảy là T h . Độ rộng băng tổng cộng và độ rộng băng tức thời ký
hiệu là W ss và B. Hệ số xử lý cho hệ FH là=W ss /B

164Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ


Nếu các mẫu nhảy tạo ra ở bộ thu đồng bộ với các mẫu tần nhận được, lối ra của
bộ trộn là tín hiệu giải nhảy tần có tần số cố định khác, trước khi giải điều chế tín
hiệu giải nhảy được cấp đến bộ thu thông thường. Trong FH mỗi khi có tín hiệu
không mong muốn chiếm cùng kênh nhảy, ồn và giao thoa trong cùng kênh được
chuyển thành tần số đi vào bộ giải điều chế có thể gây nên sự tranh chấp.
Nhảy tần được phân thành 2 loại nhanh và chậm. Nhảy tần nhanh xảy ra khi
có nhiều hơn một lần nhảy trong một ký hiệu truyền hay là tốc độ nhảy lớn hơn
hay bằng tốc độ ký hiệu thông tin. Nhảy tần chậm khi một hay nhiều ký hiệu được
truyền trong một lần nhảy. Tốc độ nhảy tần của hệ FH-SS được xác định bởi sự
nhanh nhẹn của bộ tổng hợp thu, loại thông tin truyền, lượng dư thừa được dùng
trong mã kênh và cự ly đến nơi giao thoa gần nhất.
8.6 Hoạt động của trải phổ dãy trực tiếp.
Giả sử mỗi người dùng có dãy PN với N chíp trong 1 chu kỳ ký hiệu bản

tin T tức là NT c =T. Tín hiệu được truyền bởi người dùng thứ k (với K người dùng
chung phổ) có thể biểu diễn :
m 1 (t)

S 1 (t)

PN 1 (t)

τ1

cos(2πf c t + φ 1 )

m k (t)

S k (t)

Σ
τk

cos(2πf c t + φ k )

PN k (t)

(a) Mô hình k người dùng

r(t)

T

 (*)dt

z i (1)

0

PN 1 (t)



m’(t)



2cos(2πf c t + φ 1 )
(b) Bộ thu người dùng 1

Hình 8.8 Hoạt động của trải phổ dãy trực tiếp

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

165


S k (t ) 

2Es
mk (t ) p k (t ) cos(2f c   k )
Ts

(8.32)

Trong đó p k (t) là dãy PN của người dùng thứ k, m k (t) là dãy dữ liệu của
người dùng thứ k (hình 8.8). Tín hiệu nhận được sẽ là tổng của K tín hiệu được
phát (một mong muốn và K-1 không mong muốn.) Tương quan tín hiệu thu được
với với dãy nhận biết riêng sẽ tạo nên biến quyết định. Biến quyết định đối với bit
được truyền thứ i đối với người dùng thứ 1 sẽ là:
Z

(1)
i

iT  1

 r (t ) p (t  



1

1

) cos[2f c (t   1 )  1 ]dt

(8.33)

( i 1)T  1

Nếu m 1,i = -1, thì bit nhận được sẽ lỗi khi Z i (1) >0. xác suất lỗi được tính là
Pr[Z i (1)>0│m 1,i =-1]. Do tín hiệu nhận được r(t) là tổ hợp tuyến tính các tín hiệu .
Phương trình trên có thể viết lại là:

K

Z i(1)  I 1   I k  

(8.34)

k 2

Trong đó:
T

I 1   S1 (t ) p1 (t ) cos(2f c t )dt 
0

EsT
2

(8.35)

Là đáp ứng của bộ thu với tín hiệu mong muốn từ người dùng số 1
T

   n(t ) p1 (t ) cos(2f c t )dt

(8.36)

0

là biến ngẫu nhiên Gauss biểu diễn ồn trung bình 0 và variance:
N 0T

4

(8.37)

I k   S k (t   k ) p1 (t ) cos(2f c t )dt

(8.38)

E[ 2 ] 
T

và

0

Biểu diễn giao thoa đa truy cập từ người dùng thứ k. Giả sử I k là ảnh hưởng
tích lũy của N chíp ngẫu nhiên từ giao thoa thứ k trong chu kỳ tích phân T của 1
bit. Lý thuyết giới hạn trung tâm chứng tỏ rằng tổng các ảnh hưởng này có xu
hướng như phân bố Gauss. Vì có K-1 người dùng như các nguồn giao thoa phân
bố đều. Giao thoa đa truy cập tổng cộng sẽ là
K

I   Ik
k 2

166Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

(8.39)

Có thể xấp xỉ như biến Gauss ngẫu nhiên (coi mỗi I k là độc lập, trên thực tế
không chính xác như vậy.). Giả thiết xấp xỉ này sẽ cho một biểu diễn thuận lợi khi
tính xác suất trung bình lỗi bit:



1
Pe  Q
 K 1  N0
 3N
2 Eb










(8.40)

Đối với người dùng đơn K=1, biểu thức này rút thành biểu thức BER cho
điều chế BPSK. Trong trường hợp giới hạn bởi giao thoa ồn nhiẹt có thể bỏ qua
E b /N 0 rất là lớn, biểu thức BER có giá trị bằng:
 3N 

Pe  Q


 K 1 

(8.41)

Đây là sàn nhiễu không thể làm nhỏ hơn do nhiễu đa truy cập với giả thiết
là tất cả các nguồn nhiễu có công suất như nhau giống như người mong muốn tại
bộ thu DS-SS. Trên thực tế hiệu ứng xa gần làm khó khăn cho hệ thống này. Nếu
không có sự điều khiển công suất cẩn thận người dùng gần sẽ có năng lượng thu
được nổi trội tại trạm cơ sở làm cho giả thiết phân bố Gauss không chính xác. Khi
có một số lớn người dùng tốc độ lỗi bit chịu ảnh hưởng của giao thoa đa truy cập.
8.7 Hoạt động của trải phổ nhảy tần.
Trong hệ FH-SS, một số người dùng nhảy tần sóng mang độc lập khi dùng
điều chế BFSK. Nếu 2 người dùng không đồng thời chiếm 1 kênh, xác suất lỗi của
BFSK là:
Pe 

 E
1
exp  b
2
 2N 0





(8.42)

Tuy nhiên nếu 2 người dùng cùng phát đồng thời trên một kênh, tranh chấp
xảy ra, trường hợp này có thể cho xác suất lỗi là 0,5 và xác suất lỗi toàn thể có thể

tính như:
Pe 

 E
1
exp  b
2
 2N 0


1
(1  p h )  p h
2


(8.43)

Trong đó p h là xác suất tranh chấp, chúng phải được xác định. Nếu có M
kênh nhảy có thể thì có 1/M khả năng nguồn giao thoa đã cho có mặt trong kênh
người dùng mong muốn. Nếu có K-1 nguồn giao thoa, xác suất để it nhất 1 nguồn
có mặt trong kênh mong muốn là:

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

167


1 

p h  1  1  

 M

K 1



K 1
Khi giả sử M là lớn
M

(8.44)

Thay vào phương trình xác suất lỗi ta có:
Pe 

 E
1
exp  b
2
 2N 0

 K  1  1  K  1
1 
 
M

 2  M 


(8.45)

Xét trường hợp đặc biệt, E b /N 0 tiến đến vô cùng:
lim ( Pe ) 

Eb

N0

1  K  1
2  M 

(8.46)

Nó minh họa tốc độ lỗi không thể giảm được do giao thoa đa truy cập.
Phân tích trên đã giả sử rằng tất cả người dùng nhảy tần đồng bộ, gọi là
nhảy tần khe. Điều này không thực tế trong nhiều hệ FH-SS. Thậm chí khi đồng
bộ có thể đạt được giữa các đồng hồ người dùng riêng rẽ, tín hiệu radio cũng
không tới mỗi người đồng bộ do trễ lan truyền khác nhau, xác suất tranh chấp của
hệ không đồng bộ là;

1
p h  1  1 
 M


1 
1 

N b 


K 1

(8.47)

Trong đó N b là số bit trên lầ nhảy. so sánh các phương trình ta thấy trong
trường hợp không đồng bộ, xác suất tranh chấp tăng (như ta chờ đợi), do đó xác
suất lỗi cho FH-SS không đồng bộ là:
 E 
1
1
Pe  exp  b 1 
2
 N 0  M


1 
1 

N
b 


K 1


1
1
 [1  1 
2

 M


1 
1 

N
b 


K 1

]

(8.48)

FH-SS có ưu điểm hơn DS-SS là không nhạy cảm với vấn đề gần xa, vì các
tín hiệu phát không cùng tần số. Mức công suất tương đối của tín hiệu không tiêu
chuẩn như trong DS-SS. Vấn đề xa gần không tránh được tất cả vì một số giao
thoa của tín hiệu mạnh chui vào từ kênh bên cạnh do bộ lọc không lý tưởng. Để
loại trừ sự tranh chấp đôi khi xảy ra cần phải có mã điều khiển lỗi, ứng dụng mã
Read-Solomon mạnh hoặc những mã hiệu chỉnh lỗi cụm khác sẽ làm hệ hoạt động
tốt hơn nhiều, ngay cả đôi khi xảy ra tranh chấp
Hệ thống IS-95 (xem phụ lục)
8.8 Hệ thống MC DS-CDMA
Để có thể cung cấp các dịch vụ băng rộng trong môi trường có nhiều người
sử dụng (các hệ đa dịch vụ trong tương lai) thì cần phải cung cấp một dải tần rộng
168Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

cho mỗi người dùng .Đáp ứng yêu cầu này cũng có thể ứng dụng trực tiếp kỹ thuật
DS CDMA với dải tần rộng, tuy nhiên sẽ có một số vấn đề trở ngại [14]
Ví dụ trong hệ DS CDMA theo tiêu chuẩn IS 95 băng tần 1,25 MHz hoạt
động trong môi trường fading Rayleigh chọn lọc tần số và biến đổi chậm. Khi thời
gian kéo dài do fading đa đường trong trường hợp xấu nhất là 3-5μs bộ thu RAKE
phải bám từ 3 đến 6 thành phần tín hiệu đa đường (số nhánh đa đường tối đa có
thể tính xấp xỉ theo công thức B.T m +1(~T m /T s +1, T s là độ dài ký hiệu truyền )
trong đó B là độ rộng của tín hiệu DS/SS còn T m là độ kéo dài thời gian trễ đa
đường của tín hiệu tại máy thu, trong trường hợp ở đây là 3-5μ). Bây giờ giả sử
tăng độ rộng băng của tín hiêu DS CDMA lên 12,5MHz thì phải cần từ 30 đến 60
nhánh thu phân tập (finger). Thêm nữa hệ thống DS CDMA băng rộng yêu cầu
phải có một băng tần liên tục mà trong một số trường hợp khó có thể đáp ứng
được. Bây giờ nếu thay hệ thống chỉ có một sóng mang bằng cách sử dụng một hệ
thống CDMA băng rộng mà trong đó bao gồm nhiều hệ thống DS CDMA băng
hẹp giống nhau ( ở đây ta hiểu hệ thống CDMA băng rộng có độ rộng băng lớn
hơn độ rộng băng của IS 95 nhiều lần). Tổng cộng độ rộng băng của các hệ băng
hẹp này bằng với độ rộng băng của hệ thống DS CDMA khi chỉ có một sóng
mang. Điều này cho phép không cần phải có một dải tần liên tục. Cách truyền như
thế gọi là DS CDMA đa sóng mang (MC DS-CDMA)
Gọi B sc là độ rộng của những dải tần số con này. Có thể chọn sao cho
khoảng chíp T>T m với T m là độ kéo dài thời gian trễ để đảm bảo kênh truyền với
sóng mang này là fading phẳng không bị ảng hưởng của fading chọn lọc tần số.
Do vậy đối với 1 sóng mang chỉ cần một bộ tương quan mà không cần phải sử
dụng bộ thu phân tập đa đường. Trong ví dụ trên nếu thay bằng hệ thống này thì
cũng phải cần 30-60 bộ tương quan ứng với 30-60 nhánh của bộ thu phân tập đa
đường trong trường hợp chỉ có một sóng mang nhưng hệ thống đa sóng mang có
chất lượng thu tốt hơn. Kỹ thuật này sử dụng phương pháp phân tập tần số thay
cho phân tập theo miền thời gian như ở trong DS CDMA thông thường. Phương
pháp thu phát phân tập theo tần số cải thiện chất lượng tín hiệu bằng cách truyền
song song cùng một thông tin trên nhiều sóng mang độc lập

8.8.1 Mô hình hệ thống MC DS-CDMA
Để tiện só sánh với hệ thống DS CDMA băng rộng chỉ sử dụng một sóng
mang ta coi hệ thống MC DS-CDMA cũng chiếm độ rộng băng tương đương. Độ
rộng băng tổng cộng sẽ là
Bsc  (1   )

1
Tc

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

(8.49)

169


Trong đó: β là hệ số cắt của bộ lọc tạo dạng sóng chip (0≤β≤1)
T c là khoảng chip của hệ thống DS CDMA một sóng mang

fo
BSC

f1
Bmc

f2

f MR

BSC

Hình 8.9 Phổ tần của đơn và đa sóng mang

Trong hệ thống đa sóng mang chia B sc thành MR dải tần nhỏ bằng nhau
không chồng lấn. Các dải tần này không cần bắt buộc phải liên tục mà có thể phân
bố rời rạc (hình 8.9). Đây cũng là ưu điểm của MC DS-CDMA so với hệ DS
CDMA chỉ có một sóng mang vì hệ thống này bắt buộc phải được cấp một dải tần
rộng liên tục. Độ rộng băng của mỗi dải tần con là
BMC 

BSC
1
 (1   )
MR
MRTc

(8.50)

MR : số sóng mang yêu cầu. sau đây là mô hình của máy phát, kênh truyền và máy
thu
8.8.2 Máy phát
Sơ đồ khối của máy phát MC DS-CDMA của người sử dụng thứ k như hình
8.10. [11]. Trong đó gồm một bộ mã xoắn tốc độ 1/M. Bộ biến đổi nối tiếp/song
song M hàng, bộ lặp với tỷ lệ 1/2R (một ký hiệu được lặp thành 2R ký hiệu) có
nhiệm vụ sắp xếp 2MR ký hiệu ra vào tương ứng với từng bộ điều chế QPSK
DS/SS với MR sóng mang. Bộ lặp cũng có nhiệm vụ của bộ ghép xen nhằm phân
phối các ký hiệu mã xoắn giống nhau trên những sóng mang khác nhau với
khoảng cách tần số đủ lớn làm giảm xác xuất lỗi (hình 8.10)
Chú thích: m=[n/N] (phép lấy phần nguyên)
N là số chíp mã hóa/một ký hiệu mã
C n (k) dãy trải phổ ứng với người sử dụng thứ k

a v,m (k) và a’ v,m (k) Tín hiệu điều chế đồng pha và vuông pha
170Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ


v : chỉ số sóng mang 1≤v≤MR
b i.j (k)
d m (k)

Mã xoắn
tốc độ
1/M

Bộ
lặp ký
hiệu
tỉ lệ
1/2R
và
ghép
xen

S/P

M Ký hiệu

MR Bộ
điều
chế trải
phổ dãy
trực

tiếp
QPSK

Tín hiệu phát

2MR Ký hiệu

Máy phát người sử dụng thứ k
a v.m (k) - ja’ v,m (k)
H(f)
Tạo
dạng
sóng

Điều chế
xung

Re[]

Năng lượng E c
Chu kỳ = MRT c

C n (k)

2e

2f v t  k , v

Bộ điều chế trải phổ trực tiếp kênh I và Q sóng mang f v
Hình 8.10 Mô hình trải phổ đa sóng mang

f v tần số sóng mang thứ v
Re[] Lấy phần thực

1

2

3

4

5

6

Tín hiệu đồng pha
(M = 6 R = 2)
1

2

3

4

5

6

Tín hiệu vuông pha
4

5

6

1

2

3

4

5

6

1

2

3

Hình 8.11 Phổ tần của tín hiệu đồng pha và vuông pha
sau khi ghép xen và lặp lại

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

171


Việc xắp xếp các ký hiệu giống nhau như trên đảm bảo các sóng mang của
cùng một ký hiệu (phát song song ) có khoảng cách tần số là lớn nhất để tránh
tương quan lẫn nhau nhờ đó tăng hiệu quả của việc thu phân tập tần số
- với mỗi sóng mang f v sử dụng một bộ điều chế trải phổ dãy trực tiếp (QPSK).
Dãy ký hiệu lối vào của bộ điều chế có sóng mang f v (dạng phức) như sau:
a v( ,km)  ja v,(,km)

Dãy ký hiệu này được nhân với mã trải phổ giả ngẫu nhiên c n (k) phân biệt người sử
dụng
(8.51)
(a v( ,km)  ja v,(,km) ).c n( k )
m=[n/N] ,
N: số chíp mã/1 ký hiệu
Dãy này được đưa qua bộ điều chế xung tạo ra mỗi chíp có năng lượng E c , khoảng
thời gian giữa các xung là MRT c . Sau khi qua bộ lọc tạo dạng sóng chíp H(f) (hàm
truyền có dạng cosin tăng thỏa mãn tiêu chuẩn Nyquist về dạng xung). Dãy trải
phổ được chuyển lên tần số sóng mang f v
- Cuối cùng sóng của MR bộ điều chế DS/SS được kết hợp với nhau tạo thành tín
hiệu tổng hợp MC DS-CDMA. Tín hiệu của người sử dụng thứ k có dang:
MR
 

x(t )  2 E c    c n( k ) h(t  nMRTc )[a v( ,k[)n / N ] cos(2f v t   k ,v )  a v,(,[kn) / N ] sin(2f v t   k ,v )]
v 1 n  


(8.52)

Trong đó h(t): đáp ứng xung của bộ lọc tạo dạng chíp
MRT c : Khoảng chíp của dãy trải phổ giả ngẫu nhiên trong hệ thống MC DSCDMA
8.8.3 Kênh truyền
Coi kênh truyền vô tuyến là fading Rayleigh, chọn lọc tần số, biến đổi
chậm có tạp âm Gauss. Xét hệ DS CDMA một sóng mang, giả sử kênh truyền có
độ kéo dài trễ là T m . số nhánh phân tập đa đường là :
(8.53)
L=[T m /T c ]
Đáp ứng xung của kênh đối với tín hiệu đa đường là :
L 1

c(t )    l  (t  lTc )

ξ l là biến phức ngẫu nhiên Gauss có E[ξ l ]=0

l 0

(8.54)
- Mặt khác kênh cũng có thể xem xét qua độ rộng băng kết hợp của kênh
(Δf) c ≈1/T m
M và R cũng phải thỏa mãn những yêu cầu sau:
Mỗi băng tần không bị tác động của kênh chọn lọc tần số, nghĩa là T m /MRT c ≤1
172Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ


Tất cả các sóng mang của hệ MC DS-CDMA chịu tác động của fading độc lập với
nhau
(Δf) c ≤B MC
Từ các điều kiện trên ta rút ra:
Tm

T
 MR  (1   ) m
Tc
Tc

(8.55)

So sánh các bất đẳng thức có thể chọn MR=L, tức là số nhánh của bộ thu
phân tập đa đường trong hệ thống DS CDMA một sóng mang bằng số nhánh thu
phân tập theo tần số của MC DS-CDMA
Theo cách ghép xen như ở sơ đồ , khoảng cách tối thiểu giữa hai sóng mang
có cùng ký hiệu mã là:
(Δf) min ≥[M/2](f v+1 -f v )=[M/2].B MC
suy ra
(Δ) min ≥[M/2](Δf) c
(8.56)
Điều này có nghĩa M≥2 thì luôn đảm bảo các sóng mang được điều chế
cùng một ký hiệu mã bị fading độc lập với nhau do đó bộ phân tập tần số có độ
chính xác cao hơn.
- Như kết quả ở trên có thể xét đáp ứng xung của kênh đối với sóng mang
thứ v là:
cv (t )   ' v  (t )
Trong đó {ξ’ v } v=1,2,.. MR là biến phức ngẫu nhiên Gauss E[ξ’ v ]=0. Hàm
truyền đối với tần số thứ v của người sử dụng thứ k là:
 k , v   k .v e

k ,v

{α k,v } =0,1 và {φ k,v }=[0,2π) là các biến ngẫu nhiên độc lập Gauss
- Tín hiệu thu được sẽ là

Ku

r (t )   { 2 E c
k 1

x



c

n  

MR


v 1

k ,v

(k )
n

h(t  nMRTc   k )

(8.57)

[a v( ,k[)n / N ] cos(2f v t   ' k ,v )  a' (vk,[)n / N ] sin( 2f v t   ' k ,v )]  n w (t )

{τ k } độ trễ ngẫu nhiên [0,MRT c ] n w (t) là tạp âm trắng

Với θ’ k,v =θ k,v + φ k,v
cộng tính của môi trường, có mật độ phổ công suất 2 phía là N 0 /2
K u là số người dùng trong hệ thống đa truy cập
8.8.4 Máy thu
Sơ đồ máy thu đối với tín hiệu tương ứng của máy phát thứ k
Nguyên tắc máy thu:

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

173


Đây là quá trình ngược lại với quá trình ở máy phát. Đầu tiên tín hiệu thu
được r(t) sẽ được đưa qua MR bộ giải điều chế QPSK DS/SS song song với từng
sóng mang f v (v=1,2.. MR). Máy thu này sử dụng M bộ kết hợp tỷ số cực đại (theo
phân

r(t)

MR Bộ
giải
điều
chế
QPSK
DS/SS

Giải
ghép
xen

2MR Ký hiệu

M Bộ
kết hợp
tỉ số
cực đại

2MR Ký hiệu

Giải mã
xoắn

P/S

(k )
dˆ m

M Ký hiệu

(a) Máy thu tín hiệu thứ k

tập tần số). Mỗi bộ cho kết quả dựa trên 2R ký hiệu lối vào. Lối ra của M bộ kết
hợp này là M ký hiệu mã xoắn song song. Sau khi chuyển song song thành nối tiêp
và giải mã xoắn dữ liệu thu được là dˆ m( k )
cos(2πf v t + θ k,v )
N 1



LPF

r(t)

H’(f - f v )
+
H’(f + f v )

Chu kỳ lấy mẫu = n’MRT c

n ' 0

C n’ (k)
N 1



LPF
Bộ lọc dải tương
thích dạng sóng

n ' 0

sin(2πf v t + θ k,v )

C n’ (k)

(b) Bộ giải điều chế QPSK DS/SS của sóng mang f v
Hình 8.12 Bộ thu đa sóng mang

174Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

z v (I)

z v (Q


M = 3 (1/3)
R = 1 , lặp 1/2

dm

b 1,m

S/P

1/3

Mã xoắn
tốc độ 1/3

b 1,m

b 1,m

Bộ
lặp tỉ
lệ 1/2
và
ghép
xen

b 1,m
b 1,m

f1

b 1,m
b 1,m

f2

b 1,m
b 1,m

f3

x(t)

Σ

(a) Máy phát
Bộ kết
hợp MRC

f1

f2

f3

Giải

ghép
xen

Bộ kết
hợp MRC

P/S

Giải
mã
xoắn

Bộ kết
hợp MRC

Giải điều chế
QPSK DS/SS

MRC: Bộ tổ hợp tỉ số cực đại

(b) Máy thu
Hình 8.13 Hệ thống thu phát đa sóng mang với M = 3 ; R = 1

Bộ giải điều chế QPSK DS/SS : trong sơ đồ bộ giải điều chế có sóng mang
f v (v=1,2…MR) gồm một bộ lọc dải thích ứng dạng sóng, và một bộ thu tương
quan ứng với mỗi tín hiệu đồng pha I và vuông pha Q
Chú ý rằng H(f) thỏa mãn tiêu chuẩn Nyquist. Gọi độ rộng băng của ІH(f)І là
B T B T ≤M MC /2. Đây là điều kiển để các băng tần con không bị chồng lấn, có thể
bỏ qua hiện tượng nhiễu giữa các chíp
8.8.5 Đánh giá đặc tính của hệ thống MC DS-CDMA

Để đánh giá được những ưu nhược điểm của hệ MC DS-CDMA có thể thực hiện
so sánh với hệ DS CDMA một sóng mang trong những điều kiện ban đầu là giống
nhau (dải tần được cấp , số lượng người truy cập, độ phức tạp của máy thu phát).

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

175


Chú ý rằng hệ DS CDMA một sóng mang ở đây có băng rộng hơn CDMA IS 95
nhiều lần
8.8.5.1 Chất lượng hệ thống khi thay đổi các thông số:
Giả sử tốc độ dữ liệu và dải tần được cấp là không đổi, nghĩa là tích MRN
không đổi (1/M: tốc độ của bộ mã xoắn, N: độ tăng ích sử lý của mỗi sóng mang
trong hệ thống MC DS-CDMA, MR: số nhánh phân tập tần số ứng với mỗi ký
hiệu mã). Vấn đề là chất lượng của hệ thống thay đổi thế nào khi thay đổi các
thông số trên. Nếu tăng M, tốc độ mã xoắn giảm đi (tức là mã sẽ mạnh hơn), cho
phép hệ chống lại được giao thoa đa truy cập (MAI) và fading tốt hơn. Nếu tăng R
nhờ số nhánh phân tập tăng nên tăng khả năng chống fading đa đường. Nếu tăng N
độ tăng ích tăng sẽ giảm được MAI.

Hình 8.14 Sự phụ thuộc BER vào E b /N 0 tương ứng với từng R

Xét độ tăng ích của hệ thống DS CDMA một sóng mang Nu, với cùng một
dải tần thì Nu=MRN, bộ lọc tạo dạng sóng có dạng cosin tăng. Giả sử hệ số cắt lăn
β=0,5, Nu=512, bộ mã xoắn tỷ lệ ¼ (M=4) độ dài K=7. Số người sử dụng K u =100.
Hình trên biểu diễn xác suất bit lỗi (BER) theo tỷ số E b /N 0 (E b là năng lượng của
một bit tín hiệu, N 0 là mật độ phổ sông suất một phía của tạp âm Gauss). Các

176Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

đường cong ứng với R=1 đến 4. Từ đồ thị có thể thấy rằng Với R>2 thì hiệu quả
phân tập tần số tăng lên không rõ rệt. Do vậy thường chỉ chọn R=2

Hình 8.15 Sự phụ thuộc BER vào Ku và N

Bây giờ cố định R=2 thay đổi tốc độ mã xoắn với M=4,6,8,12,16 độ dài
ràng buộc K=7. Xét trong 2 trường hợp số người sử dụng là 100 và 200. hình mô
tả sự thay đổi BER theo E b /N 0 (dB) ứng với các giá trị của M trong 2 trường hợp
số người K u =100 và K u =200. Với K u =100 thì việc tăng M cải thiện được chất
lượng tín hiệu. Tuy nhiên khi K u =200 thì M=12 lại cho BER thấp hơn. Trong thực
tế khi K u =100 thì chọn M=6 hoặc 8 là tốt nhất. Việc tăng M sẽ vi phạm điều kiện
đảm bảo mỗi sóng mang không bị fading chọn lọc tần số. Thực tế chỉ cần chọn
MR vừa đủ lớn để đảm bảo các sóng mang không bị pha đinh chọn lọc tần số và
không làm tăng độ phức tạp của thiết bị.
Biểu diễn chất lượng thu phụ thuộc vào độ dài bộ mã xoắn K. Với K tăng
xác suất lỗi giảm song cũng sẽ tăng độ phức tạp của bộ mã xoắn theo thuật toán
Viterbi.

Giáo trình thông tin di động - Trịnh Anh Vũ

177