Thiết kế điều khiển PI cho bộ biến đổi đa mức cầu H nối tầng kết nối lưới điện từ nguồn năng lượng mặt trời sử dụng thuật toán điều chế SVM

Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh

72

THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN PI CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐA MỨC CẦU H NỐI TẦNG
KẾT NỐI LƯỚI ĐIỆN TỪ NGUỒN NĂNG LƯỢNG MẶT TRỜI
SỬ DỤNG THUẬT TOÁN ĐIỀU CHẾ SVM
CONTROL DESIGN PI FOR CHB MULTILEVEL CONVERTER CONNECTING
THE GRID FROM SOLAR SOURCE USING SVM MODULATION ALGORITHM
Nguyễn Văn Đoài1, Trần Hùng Cường2, Trần Trọng Minh3
Trường Đại học Công nghiệp Hà Nội - Đại học Hàng hải Việt Nam;
2
Trường Đại học Hồng Đức;
3
Trường Đại học Bách khoa Hà Nội;

1

Tóm tắt - Bài viết này giới thiệu một hệ thống pin năng lượng mặt
trời (PV) kết nối với lưới điện thông qua bộ biến đổi đa mức cầu H
nối tầng (CHB). Cấu trúc modul hóa của bộ biến đổi CHB giúp nâng
cao hiệu quả và linh hoạt khi sử dụng hệ thống PV. Để thu được
hiệu quả biến đổi năng lượng tối đa và giảm tổn thất chuyển mạch
van, bài viết đề xuất thuật toán điều khiển PI kết hợp với phương
pháp điều chế SVM với quy luật mở rộng số mức điện áp bất kỳ.
Đây là phương pháp có nhiều ưu điểm phù hợp khi áp dụng cho
CHB, với quy luật hiệu quả cho phép giảm tổn thất chuyển đổi năng
lượng. Thuật tốn có thể chọn được trạng thái chuyển mạch van
tối ưu ở mức điện áp bất kỳ mà không cần liệt kê các trạng thái
chuyển mạch van so với các phương pháp điều chế SVM đã sử
dụng trước đó. Các kết quả mô phỏng hệ thống CHB 3 mức điện

áp thực hiện bằng phần mềm matlab-simulink đã chứng minh tính
khả thi của thuật toán đề xuất.

Abstract - This article introduces a solar battery system connected to
a three-phase alternating current grid through the cascaded H-Bridge
converter (CHB). The modularized structure of CHB converter helps to
improve the efficiency and flexibility when using the PV system. To
reduce valve switching losses and gain energy conversion efficiency,
the paper proposes algorithm to control PI to CHB connecting grid with
SVM modulation algorithm using the law of expanding any number of
voltage levels and the ability to select the optimal valve switching state.
This method has many advantages and is very suitable when applied
to CHB to reduce losses during energy conversion. The algorithm can
select the optimal valve switching state with any voltage level and does
not need to list valve switching states compared to the previous SVM
modulation methods. The simulation results of 3-level CHB system
performed by matlab - simulink software have proved the feasibility of
the proposed algorithm.

Từ khóa - Bộ biến đổi nối lưới; Hệ thống PV; Bộ biến đổi cầu H nối
tầng; Hệ thống pin năng lượng mặt trời.

Key words - Grid-connection inverter; PV power; cascaded CHB
Converter; photovoltaic power systems.

1. Đặt vấn đề
Hiện nay, việc áp dụng các nguồn năng lượng tái tạo
sạch để thay thế nhiên liệu hóa thạch là rất cần thiết [1].
Trong số các loại năng lượng tái tạo, năng lượng mặt trời
là dạng năng lượng có thể sản xuất ở quy mơ lớn [2]. Vì

vậy, cấu hình PV kết nối lưới luôn được quan tâm đặc biệt
từ các nhà sản xuất với lí do: Nhu cầu điện năng lớn [3],
[4]; Nguồn năng lượng hóa thạch ngày càng khan hiếm [5].
Để thực hiện chuyển đổi năng lượng với điện áp cao, các
bộ biến đổi (BBĐ) đa mức luôn được quan tâm phát triển.
Mặc dù, có nhiều ưu điểm được cung cấp từ các cấu trúc
liên kết cổ điển như NPC và FC [6], nhưng BBĐ CHB luôn
được chú ý đặc biệt, vì đây là một trong những lựa chọn
khả thi để chuyển đổi năng lượng mặt trời ở quy mơ lớn
với nhiều ưu điểm vượt trội như: Có số linh kiện ít hơn so
với các BBĐ cùng mức điện áp [7]; Phù hợp cho các ứng
dụng trung thế cơng suất cao [4]; Có cấu trúc module hóa
và độ tin cậy cao để dễ dàng tăng giảm mức điện áp và thay
thế bảo dưỡng [3]; Chất lượng của dạng sóng điện áp đầu
ra được cải thiện tốt hơn từ các bậc điện áp [1], [2]; Tồn tại
các thuật toán điều chế, điều khiển khác nhau để điều khiển
hoạt động của BBĐ. Nhờ những ưu điểm này, đã có nhiều
các ứng dụng đã được triển khai cho CHB như: Hệ truyền
động điện dựa trên CHB 13 mức điện áp 7,2 kV được phát
triển bởi Siemens [6]. Bộ bù đồng bộ tĩnh (STATCOM) và
hệ thống lưu trữ năng lượng pin dựa trên bộ chuyển đổi
CHB [5] … Mặc dù, có những ưu điểm như trên, khi số
mức trong CHB tăng, việc điều khiển hoạt động chuyển
mạch của van luôn khắt khe hơn nhiều so với BBĐ thường,

do đó cần phải thiết lập các thuật toán chuyển mạch tối ưu.
Để làm được việc này, các nhiệm vụ cần được triển khai
như: Thực hiện các thuật tốn điều chế đảm bảo q trình
hoạt động của BBĐ được tối ưu về quá trình chuyển mạch
cũng như tổn hao năng lượng chuyển đổi, đảm bảo cân

bằng điện áp tụ điện trên ba pha khi mất cân bằng về lượng
điện sản xuất được từ các tấm PV trong mỗi pha; Đảm bảo
các thông số đầu ra của BBĐ theo yêu cầu thiết kế như:
Dòng điện, điện áp có dạng sin chuẩn, tổng méo sóng hài
của các thông số luôn nằm trong giới hạn cho phép.
Gần đây, có nhiều các nghiên cứu điều khiển khác nhau
cho CHB ứng dụng PV nối lưới, bao gồm: PS-PWM;
LS-PWM; PS-DPWM [8], [10] ... Mỗi phương pháp điều
chế đều có những ưu điểm và nhược điểm nhất định. Tuy
nhiên, nhược điểm lớn nhất chính là việc thiết kế điều chế
khó khăn khi số lượng module của CHB tăng. Để khắc
phục, bài viết này đề xuất thuật toán điều chế SVM với quy
luật mở rộng số mức bất kỳ kết hợp với lựa chọn trạng thái
dư sẵn có để cân bằng điện áp trên tụ điện mỗi module.
Phương pháp được kết hợp với việc thiết kế các mạch vòng
điều khiển PI để điều chỉnh điện áp và dịng điện phía xoay
chiều đảm bảo cấp cho lưới.
2. Cấu trúc và mơ hình tốn học bộ biến đổi MMC
Hình 1 là sơ đồ cấu trúc BBĐCHB ba mức, mỗi cầu H
gồm 4 van bán dẫn IGBT mắc theo sơ đồ cầu, được cung
cấp bởi nguồn một chiều độc lập do các tấm PV sinh ra và
có thể tạo ra ba cấp điện áp đầu ra là: +VDC,0, -VDC bằng
cách đóng mở các cặp van (S1, S2) và (S3, S4) [3].


ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CƠNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL. 18, NO. 7, 2020
N
S3A
PV
A

S1A

S3B

+
_VDC

+
_VDC

PV
B
S4A

S2A

A

vaN

S1B

iA

S4B

S2B

iB

B

S1C

S4C

S2C

+
_VDC

PV
C

vBN

S3C

RA

RC

RB

vA0

vC0

vB0

LA

iC

C

vCN

LC

LB

vsB

vsA

vsC

o
Hình 1. Sơ đồ cấu trúc của bộ biến đổi CHB kết nối lưới điện

Phương trình (1) mơ tả điện áp phía xoay chiều của
BBĐCHB trên Hình 1:
vj

L

di j
dt

Ri j

j

(1)

A, B, C

Giả thiết tải ba pha phía xoay chiều là cân bằng, điện
áp trên mỗi pha phía xoay chiều:
v A  v AO  v AN  vNO

vB  vBO  vBN  vNO
v  v  v  v
CO
CN
NO
 C

(2)

Điện áp vNO là điện áp ở chế độ thông thường với giá trị
được tính ở cơng thức (3).
vNO 

1
va  vb  vc 
3

(3)

R
1
  i j  v j  vNO  vsj 
L
L

(5)

Mỗi điện áp v A , vB , vC có thể nhận một trong ba mức
điện áp VDC *(1, 0,1) và được gọi là các mức trạng thái
điện áp (state level). Từ đó ta có thể biểu diễn:
Trong đó: vlj { 1,0,1}

(6)

Để tạo ra các tín hiệu điều khiển, điện áp ra trong mơ
hình khơng gian trạng thái trong hệ tọa độ αß được sử dụng
như phương trình (7).
V

2
 vAN  a  vBN  a 2  vCN 
3

Trong đó:

v AN  k A .VDC


vBN  k B .VDC ;
v  k .V
C
DC
 CN

(7)

ae

j

2
3

; a2  e

j

4
3

Với k A , kB , kC   M  1 , , 1, 0,1, , M  1 


2

2 

Sử dụng chuyển đổi này, (1) được mô tả như sau:

L

di , 
dt

 Ri ,   v , 

3

Trong hệ tọa độ gh (7) được mô tả bởi
1

1

vg  v  3 v
v  vg  2 vh

, hay 

v  3 v
v  2 v
h

h
 
3
2


(11)

Mối quan hệ giữa các hệ tọa độ thể hiện bởi
1
1
2

vg  v  3 v  vA  3  vB  vC   3  v A  vB 


v  2 v  2  v  v 

B
C
 h
3
3

(4)

Từ (4) mối quan hệ giữa dòng điện và điện áp BBĐ mơ
tả bởi phương trình 5:

v j  VDC .vlj

Trong đó: v  v A ; v  1  vB  vC 

(12)

vA  vB  VDC  k A  kB  ; vB  vC  VDC  kB  kC 

 di j

vj  L
 R.i j  vsj   vNO
dt



dt

3. Điều chế SVM cho BBĐ CHB có số mức bất kỳ
Quá trình điều chế SVM cho CHB có thể thực hiện
được bằng cách điều chỉnh điện áp ra trên tải còn được gọi
là điện áp điều chế. Để tạo ra điện áp điều chế trước hết
phải xác định không gian các trạng thái hoạt động của
vector điện áp trong hệ tọa độ trong hệ tọa độ abc như công
thức (7). Khi CHB có N cầu H trong mỗi pha thì số mức
điện áp ra sẽ là M = 2N +1. Từ công thức (7), biểu diễn
vector điện áp trên mặt phẳng α ta được:
(10)
v  v  jv

Từ (12) thấy rằng:

Suy ra:

di j

73

(8)

Trong đó: vαß là các vector điện áp và iαß là vector dịng
điện phía xoay chiều của BBĐ.

Do đó:

2

vg  3 VDC  k A  k B 

v  2 V  k  k 
 h 3 DC B C

(13)

Nếu lấy 2/3VDC là độ dài cơ sở của các vector trạng thái,
kA, kB, kC là các số nguyên thì tọa độ của các vector
 k g , kh    k A  k B  ,  k B  kC   là các số nguyên. Khi đó, tọa
độ đỉnh các vector sẽ tạo ra các tam giác đều có cạnh là 1.
Mỗi vector có thể ứng với các trạng thái mức khác nhau,
gọi là các trạng thái dư. Ứng với mỗi vector trạng thái số
tổ hợp các mức trạng thái là:

k
 k AN  
kg 





 k    k BN    k  k g 
 h
 kCN   k  k g  kh 

(14)

Ở góc phần sáu thứ nhất, những vector nằm trên đường
lục giác ngoài cùng có kg + kh = M – 1, chỉ có một giá trị phù
hợp là k = (M-1)/2. Ở lục giác tiếp theo bên trong kg + kh =
M - 2, k có hai giá trị: (M-1)/2-1 và(M-1)/2, nghĩa là mỗi
vector có hai trạng thái dư. Cứ như vậy đến vector khơng k
sẽ có M giá trị, từ -(M-1)/2 đến (M-1)/2, như vậy vector
khơng sẽ có M trạng thái dư. Từ đây có thể tính tốn được
tất cả các tổ hợp vector trạng thái trong không gian vector.
3.1. Xác định hệ số điều chế từ ba vector gần nhất
Phương pháp điều chế vector gần nhất (NVM) sẽ tạo ra
vector đầu ra mong muốn nằm trong một tam giác bất kỳ
được tổng hợp từ ba vector là đỉnh của của tam giác này, có
thể đảm bảo thành phần sóng hài tốt nhất cho dạng sóng điện
áp ra [6]. Các tam giác con đều có dạng thuộc về một hình


Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh

74

thoi đều, có các cạnh song song với trục gh, đỉnh là các
vector trạng thái p1, p2, p3, p4, như thể hiện trên Hình 2.


h
p3(kg,kh+1)

p4(kg+1,kh+1)

mh

các tam giác con trên mặt phẳng vector sẽ tăng lên nhanh
chóng. Việc tính tốn sẽ trở nên đơn giản hơn nếu sử dụng
tính đối xứng của hệ thống vector khơng gian trong mỗi góc
phần sáu. Thể hiện trên mặt phẳng vector ba hệ tọa độ góc
phần sáu (Z1x, Z1y), (Z2x, Z2y), (Z3x, Z3y), như trên Hình 3.
Trước hết ta sẽ cần xác định hình chiếu của vector điện
T

áp ra mong muốn v r  vr , vr   lên hai vector biên của
góc phần sáu bằng phép chiếu các tọa độ ,  lên hệ tọa độ
tương ứng Z1, Z2, Z3. Điều này có thể thực hiện với các ma
trận biến đổi hệ tọa M1, M2, M3 như sau:

mg
p2(kg+1,kh)

p1(kg,kh)

g
0



Hình 2. Tổng hợp vector điện áp từ ba vector đỉnh tam giác

Vector điện áp ra mong muốn cũng được quy chuẩn
theo độ dài với 2/3VDC và được biến đổi tuyến tính sang hệ
trục tọa độ gh theo (15).
1 

1  
 vr 
vrg  
3  vr 
    M1  
v   
2  vr  
 rh  0
vr  


3 


trên Hình 2 ra làm hai tam giác, trong đó vector V1thuộc
miền mg  mh  1 và vector V2 thuộc miền mg  mh  1 . V1
được tổng hợp từ 3 vector p1, p2, p3 như (17):
V1  p1  mg  p 2  p1   mh  p3  p1 

(17)

 1  mg  mh  p1  mg p2  mh p3

V2 được tổng hợp từ 3 vector p2, p3, p4 như
V2  p 4  1  mg   p3  p 4   1  mh  p 2  p 4 

(18)

  mg  mh  1 p 4  1  mg  p3  1  mh  p 2

Vì các hệ số ứng với các vector đều dương và có tổng
bằng 1 nên đây sẽ là các hệ số cho quá trình điều chế. (17),
(18) cũng cho thấy, việc tính tốn các hệ số điều chế rất
đơn giản, thơng qua việc tính tốn vrg, vrh, tính các phần
nguyên kg, kh và các phần lẻ mg, mh qua (16).
3.2. Xác định vị trí của vectơ v trong sector lớn

I
0

IV

VI
V

Z3x

Z2x
II

III

Z1x

II

III

I
0

IV

VI
V

Đúng

Z3y

III

I
0

IV

VI
V

Hình 3. Ba hệ tọa độ khơng vng góc tạo nên
các góc phần sáu (các sector)

Khi phát triển số mức M bất kỳ của MMC thì số lượng

(19)

Sai

Z1x.Z1y < 0
Đúng

Trong đó, k g   vrg  , kh   vrh  chỉ số nguyên nhỏ nhất
của các giá trị tuyệt đối tương ứng. Trên Hình 2 cho thấy,
hai tam giác chứa vector V1, V2 đều có chung tọa độ nguyên
[kg, kh]. Có thể thấy, đường thẳng mg  mh  1 chia hình thoi

II

1 
2 

0
3 
3 
; M3  
1 
1 


 1  
3

3

Tọa độ [g,h]

(15)

Trong đó, M 1 là ma trận biến đổi. Gọi mg, mh là các
phần thập phân ngoài phần nguyên của các tọa độ vrg, vrh
tương ứng và được thể hiện như phương trình (16):
mg  vrg   vrg   vrg  k g



(16)

mh  vrh   vrh   vrh  kh

Z1y

1 


1  3 
1


M1 
; M2  
2 



0

 1
3 



Z1x > 0

Sector I
Đúng

Z1x > 0

Sector III

Sector IV

Sai

Z2x.Z2y < 0
Đúng

Đúng

Z2x > 0

Sai

Sector II

Sai

Sai

Sector V

Sector VI

Hình 4. Thuật tốn xác định sector lớn
*
Thơng qua một biến trung gian tmp  v / 3 , các thành

phần cịn lại có thể được xác định ngay như sau:
*
 z1x  v  tmp  z2 x  z1x  z1 y  z3 x  z1 y
;
;

 z2 y   z1x
 z3 y   z2 x
 z1 y  2tmp

(20)

Sau khi xác định được các tọa độ zij, thuật toán xác định
sector thể hiện như trên Hình 4.
3.3. Xác định các vector trạng thái trong các sector
 Xác định các vector trạng thái ở sector I

Góc phần sáu thứ I, hệ tọa độ là Z1, từ (13) ta có:
2

z  vg  VDC  k A  k B 

 1x
3

2
z  v  V k  k 
1y
h
DC
B
C

3


Khi đó:

 k1x    k A  k B  

k   
 1 y    k B  kC  

(21)

(22)

Nếu lấy tọa độ kA = k thì từ (22) sẽ thu được trên hệ tọa
độ abc tọa độ vector trạng thái sẽ là:

k
 k AN  
 k1x 

k    k  k

k 
1x

 BN  
 1y 
 kCN   k  k1x  k1 y 

(23)

Sao cho:


M 1
M 1
 k , k  k1x , k  k1x  k1 y 
2
2

(24)

 Xác định các vector trạng thái ở sector II

Góc phần sáu thứ II, hệ tọa độ là Z2, từ (20) ta có:


ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CƠNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL. 18, NO. 7, 2020
2

z  z1x  z1 y  VDC  k A  kB 

 2x
3

z  z  2 V k  k 
2y
1x
DC
B
A

3

 k 2 x    k A  kC  

k   
 2 y   k B  k A  

Khi đó:

(25)

(26)

chu kỳ điều chế, ở nửa còn lại thứ tự thực hiện vector sẽ
ngược lại sẽ tối ưu về thành phần sóng hài trên điện áp ra
[7]. Phép điều chế này gọi là SVM với các vector tích cực
đặt ở giữa mỗi nửa chu kỳ điều chế. Phương pháp này
tương đương với SPWM bằng cách chêm vào thành phần
thứ tự không như sau [8]:

Chọn kB = k thỏa mãm điều kiện (24), các tọa độ còn lại
trong sector II được xác định như (27).
 k AN   k  k2 y 
 k2 x 


 
k
 k    k BN   

 2y 
 kCN   k  k2 x  k2 y 

(27)

 Xác định các vector trạng thái ở sector III
Góc phần sáu thứ III, hệ tọa độ là Z3, từ (20) ta có:
2

z  z1 y   vB  vC 

 3x

3

z  z  2 v  v 
3y
2x
C
A

3


(28)

 k AN   k  k3 y  k3 x 
 k3 x 

 

k
 k    k BN   

 3y 
 kCN   k  k3 x 

(30)

 k AN   k  k5 x 
 k5 x 
k   k  k  k 



5y
5x 
 BN  
k
 5y 
k
 kCN  


Vì vậy: 

1

t

0
1

t
t0/4

t0/4 t0/4

t

0
t1/2

t1/2

t1/2

1

(31)

(32)

Sector V đối xứng với sector II nên:
 k 5 x    kC  k A  

k   
 5 y   k A  k B  

Trong đó, VA,ref, VB,ref, VC,ref là các lượng đặt hình sin
mong muốn, Voff là thành phần thứ tự không được cộng vào
các lượng đặt. Các tín hiệu điều chế sẽ có dạng:
(38)
V 'k ,ref  Vk ,ref  Voff , k  A, B, C.

t1/2

 Xác định các vector trạng thái ở sector IV, V, VI
Sector IV đối xứng với sector I nên:

 k AN   k  k 4 y  k 4 x 
 k4 x 

 


   k BN    k  k 4 y 
k
 4y 
 kCN  

k

(33)

t

0
t2/2

t2/2

t2/2


k
 k AN  
k
Vì vậy:  6 x    kBN    k  k6 y  k6 x 


 
 k6 y 
 kCN   k  k6 y 

t2/2

Hình 5. Tín hiệu đầu ra PWM và các thời gian sử dụng vector
tích cực và vector khơng

Tín hiệu ở đầu ra của PWM qua khâu so sánh với điện
áp răng cưa dạng tam giác trong một chu kỳ điều chế cho
trên Hình 5. Việc cộng thêm vào thành phần thứ tự khơng
như (38) chính là để mức tín hiệu xác định vector không ở
đầu chu kỳ điều chế. Tuy nhiên, ở nghịch lưu đa mức sẽ
khơng thể ln có vector khơng để sắp xếp các tín hiệu như
trên Hình 5. Thay vào đó nếu sử dụng điều chế bằng ba
vector gần nhất trong mỗi nửa chu kỳ điều chế một vector
sẽ được sử dụng như vector không, nghĩa là thời gian dùng
vector này chia là hai nửa bằng nhau, chia đều cho đầu nửa
chu kỳ Ts và cuối nửa chu kỳ Ts. Để áp dụng tương tự như
nghịch lưu hai mức cho sơ đồ nhiều mức có thể hình dung
vector không gian của nghịch lưu đa mức cũng gồm nhiều
lục giác nhỏ như của sơ đồ hai mức và vector ở tâm của lục
giác nhỏ này đóng vai trị như vector không. Xét trường
hợp cụ thể khi vector điện áp chuyển từ tam giác số 2 sang
tam giác số 3 như Hình 6.

(34)

V10

V11
(-1,1,-1)

V9
(1,1,-1)

(0,1,-1)

4

Sector VI đối xứng với sector III nên:
 k 6 x    kC  k B  

k   
 6 y    k A  kC  

(37)

2

1

Chọn tọa độ kC = k thỏa mãn điều khiện (24), các tọa độ
còn lại trong sector II được xác định như (30).

Vì vậy: 

max(VA, ref ,VB , ref ,VC , ref )  min(VA, ref ,VB, ref ,VC , ref )

t0/4

(29)

 k4 x   k B  k A  

k   
 4 y    kC  k B  

Voff  

0

 k3 x    k B  kC  

k   
 3 y    kC  k A  

Khi đó:

75

V12

V3
(1-,1,0)

(35)

(-1,0,-1)
(0,1,0)

V2

(1,1,0)
(0,0,-1)

1
V13

V4
(-1,1,1)

(1,1,1)
(0,0,0) V1
(-1,-1,-1)

(0,1,1)
(-1,0,0)

V0

V5

(-1,-1,0)
(0,0,1)

V8
(1,0,-1)

3

2
V7

(0,-1,-1)

(1,-1,-1)

(36)
V14
(-1,0,1)

3.4. Trật tự tối ưu về số lần chuyển mạch
Khi điều chế vector không gian cho nghịch lưu hai mức,
phương pháp điều chế tam giác đối xứng chỉ sử dụng hai
vector biên và vector không, sao cho thời gian dùng vector
không được chia đều làm hai phần, ở đầu và cuối mỗi nửa

V6

V16

V15
(-1,-1,1)

(1,0,1)
(0,-1,0)

V18
(1,-1,0)

V17
(0,-1,1)

(1,-1,1)

Hình 6. Trật tự chuyển mạch tối ưu cho CHB ba pha 3 mức

Ví dụ tam giác số 2 và số 3 trên đồ thị vector Hình 7


Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh

76

Bảng 1. Trật tự chuyển mạch của vector điện áp ở sector 1
Tam giác

Trật tự chuyển mạch tối ưu (trong Ts/2)

1

V0-V1-V2-V0 =>(-1,-1,-1)-(0,-1,-1)-(0,0,-1)-(0,0,0)

2

V1-V7-V8-V1 =>(0,-1,-1)-(1,-1,-1)-(1,0,-1)-(1,0,0)

3

V1-V2-V8-V1 =>(0,-1,-1)-(0,0,-1)-(1,0,-1)-(1,0,0)

4

V2-V8-V9-V2 =>(0,0,-1)-(1,0,-1)-(1,1,-1)-(1,1,0)

Bảng chuyển mạch cho nhóm các tam giác trên thể hiện
trong Bảng 1. Nếu vector điện áp đầu ra di chuyển qua các
tam giác 2-3-4 thì trật tự chuyển mạch là thực sự tối ưu, từ
tam giác 2 sang tam giác 3 vector đều bắt đầu và kết thúc
bằng vector V1(0,-1,-1) nên không phát sinh thêm chuyển
mạch. Khi chuyển từ tam giác 3 sang 4 phải chuyển từ
V1(0,-1,-1) sang vector bắt đầu là V2(0,0,-1) chỉ phát sinh
thêm một chuyển mạch ở pha B (từ -1 về 0). Áp dụng cho
nghịch lưu đa mức nhiều bậc hơn, tất cả các nhóm tam giác
có dạng giống như 1, 2, 3, 4 trong Bảng 1 và trên Hình 7 sẽ
có trật tự chuyển mạch giống nhau.
3.5. Thứ tự chuyển mạch tối ưu và điều chế bằng ba
vector gần nhất
Phần này trình bày phương pháp NVM với khả năng tự
xác định các vector cần thiết chỉ từ tọa độ nguyên [kg, kh].
Như vậy, phương pháp sẽ có thể áp dụng cho các sơ đồ có
số mức khơng hạn chế. Xét trường hợp các vector điện áp
ra mong muốn có cùng tọa độ ngun [kg, kh], như V1, V2
trên Hình 2. Trong góc phần sáu thứ nhất, có thể thấy, khi
vector điện áp ra nằm trong tam giác với đỉnh là ba vector
P1, P2, P3 thì thứ tự chuyển mạch tối ưu sẽ là P 1-P2-P3-P1+,
trong đó vector P1 ở đầu chu kỳ điều chế có tọa độ
 k A , kB , kC  thì cuối nửa chu kỳ điều chế phải có tọa độ

nối được thực hiện bởi hai mạch vịng tiêu chuẩn gồm mạch
vịng điều khiển dịng điện phía bên trong và mạch vịng
điều khiển điện áp phía bên ngồi [8], [9]. Hai mạch vòng
này được phối hợp với nhau, trong đó mạch vịng dịng điện

được thiết kế với băng thơng đủ rộng để có độ tác động
nhanh cao nhất có thể [10]. Q trình điều khiển được thực
hiện trong hệ tọa độ dq với việc điều khiển hai thành phần
trục d và trục q độc lập nhau bởi bộ điều khiển PI với yêu
cầu triệt tiêu sai lệch tĩnh tác động nhanh, giảm được độ
đập mạch của tín hiệu điều khiển mà vẫn đảm bảo dịng
điện có dạng hình sin mong muốn. Lý thuyết về tính tốn,
thiết kế điều khiển PI đã được trình bày trong [8], [10].
Phương trình liên hệ giữa điện áp ra và các phần tử của
CHB được thể hiện như (39).
diA

vA  u A  RAiA  LA dt

diB

vB  uB  RB iB  LB
dt

diC

vC  uC  RC iC  LC dt


Để dễ dàng điều khiển MMC, phương trình (39) được
viết lại trên hệ tọa độ quay dq, thông qua phép chuyển vị
tọa PARK như (40).
vd _ ref  ud  ( R  sL )id  Ls iq

vq _ ref  uq  ( R  sL )iq  Ls id

Điều này ln có thể thực hiện được nếu P1 khơng nằm
ở hình lục giác lớn nhất ngồi cùng của khơng gian vector,
nghĩa là P1 có các trạng thái khóa dư. Với vector V2 thứ tự
chuyển mạch tối ưu sẽ là P2-P3-P4-P2+. Quá trình này
được thể hiện chi tiết trong Bảng 2 và Bảng 3.
Bảng 3. Thứ tự chuyển mạch khi V thuộc tam giác 2
P1
P2
P3
P1+
[kg,,kh] [kg+1, kh] [kg,kh+1] [kg+1, kh+1] [kg+1, kh]
kA
k+1
k+1
k+2
k+2
kB
k-kg
k-kg+1
k-kg+1
k-kg+1
kC
k-kg-kh
k-kg-kh
k-kg-kh
k-kg-kh+1
D
d1=(1-mh)/2 d2=1-mg d3= mg +mh-1 d4=(1-mh)/2

4. Thiết kế bộ điều khiển PI cho BBĐ CHB nối lưới
Thiết kế điều khiển kết nối BBĐ CHB với lưới điện
nhằm mục đích đảm bảo được q trình hịa lưới của hệ
thống pin mặt trời công suất lớn, đảm bảo việc đẩy công
suất lên lưới điện và hỗ trợ lưới điện cung cấp điện đáp ứng
nhu cầu phụ tải. Các yêu cầu điều khiển về quá trình kết

(40)

Hệ tọa độ dq quay với tốc độ ωs so với hệ tọa độ cố định
αβ. Góc lệch giữa hệ trục d và trục α là θs = ωst. Từ hệ
phương trình (40), ta có:
vd _ ref

id 

i  vq _ ref
 q

 kA  1, kB  1, kC  1 , ký hiệu là P1+.
Bảng 2. Thứ tự chuyển mạch khi V thuộc tam giác 1
P1
P2
P3
P1+
[kg, kh]
[kg, kh]
[kg+1, kh] [kg, kh+1]
[kg, kh]
kA

k
k+1
k+1
k+1
kB
k-kg
k-kg
k-kg+1
k-kg+1
kC
k-kg-kh
k-kg-kh
k-kg-kh
k-kg-kh+1
D
d1=(1-mg-mh)/2 d2=mg
d3=mh d4=(1-mg-mh)/2

(39)

 ud  Ls iq
R  sL
 uq  Ls id

(41)

R  sL

Khi chuyển các tín hiệu dịng điện, điện áp xoay chiều
sang hệ tọa độ dq thì các tín hiệu trở thành các tín hiệu một

chiều cố định ít thay đổi.Cấu trúc tổng thể BBĐ CHB nối
lưới với phương pháp điều khiển PI để điều khiển dòng
điện và điện áp của CHB trong hệ tọa độ dq được thể hiện
như Hình 7.
Lưới điện

ud
id

RAf

A

iB

LBf

RBf

B

iC

LCf

RCf

C

id_ref

_

PI

_
iq_ref

+
PI

+
uq_ref

+

vq_ref

Hbridge

PV

Hbridge

PV

Hbridge

PV

Hbridge

PV

Hbridge

PV

Hbridge

vA

dq/abc
+

PV

Bộ biến đổi CHB

+
+
ud_ref _ vd_ref

iq
uq

PLL

+

LAf

iA,B,C

uA,B,C

abc/dq

iA

Hệ thống xung điều khiển IGBT

thuộc về lục giác nhỏ có tâm là vector V1, tam giác số 4
thuộc về lục giác có tâm là vector V2.

vB
vC
Điều chế SVM

Hình 7. Cấu trúc hệ thống điều khiển cho bộ biến đổi CHB

Mạch vòng dòng điện trong Hình 7 sẽ giúp hệ thống
kiểm sốt được dịng điện, triệt tiêu được dao động cộng
hưởng và bảo vệ được sự cố quá dòng. Khi mạch vòng
dòng điện được thiết kế tốt thì việc thiết kế mạch vịng
ngồi điều khiển điện áp cũng trở nên dễ dàng hơn.


ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CƠNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL. 18, NO. 7, 2020

Bảng 4. Thông số mô phỏng hệ thống.

Thông số

Giá trị

Thông số

Giá trị

VDC

400V

Điện áp trên tải

380V

Điện cảm tảiL

4,7 mH

Tần số lưới

50Hz

Điện trở tải R

0,1 Ω

Chu kì trích mẫu Ts

200 µs

và Hình 12 cho dịng điện và điện áp phía xoay chiều cho
thấy, chỉ số THD của dòng điện và điện áp lần lượt là
0,03% và 4,26%, các sóng hài bậc cao với biên độ lớn xuất
hiện ít, điều này chứng minh nhưng ưu điểm khi áp dụng
phương pháp điều khiển PI kết hợp với điều chế SVM đề
xuất cho CHB. Kết quả đã chứng minh các mục tiêu điều
khiển đã đạt được với chỉ số THD thấp, dịng điện, điện áp
có dạng sin chuẩn và hoạt động ổn định với biên độ nhỏ.
440

Điện áp [V]

5. Mô phỏng và đánh giá kết quả
Phần này tác giả sẽ trình bày kết quả mơ phỏng bằng
phần mềm MATLAB/SIMMULINK cho BBĐ CHB ở
Hình 1 áp dụng thuật tốn điều chế và điều khiển đề xuất.
Các thơng số mơ phỏng được trình bày trong Bảng 4.

77

Kết quả mô phỏng điện áp đầu ra vNO được thể hiện như
Hình 8. Điện áp xét trên cả ba pha vNO của BBĐ có dạng 7
mức, các mức điện áp ổn định, khơng có hiện tượng q độ
trong mỗi mức của quá trình làm việc.

430
420
410

400
0

0.1

0.2

0.3
Thời gian [s]

0.4

0.5

Hình 13. Điện áp trung bình trên tụ điện các pha A,B,C

600

Điện áp [V]

400
200

iq

0

-200

15

0.48

Thời gian [s]

0.49

0.5

Hình 8. Điện áp đầu ra trên ba pha BBĐ CHB

Điện áp [V]

400

5
0
-5
-15
0

0.1

0.2

0.3
0.4
Thời gian [s]

0.5

0.6

0.7

0.6

0.7

Hình 14. Dịng điện id trong hệ tọa độ dq
id

60

id_ref

40
20
0
-20
-40
-60

200

0

0

0.1

0.2

0.3
0.4
Thời gian [s]

0.5

Hình 15. Dịng điện iq trong hệ tọa độ dq

-200
0

0.1

0.2

0.3
Thời gian [s]

0.4

0.5

Hình 9. Điện áp đầu phía lưới điện xoay chiều
Dịng điện [A]

10

-10

Hình 9 và Hình 10 là kết quả mơ phỏng điện áp và dịng
điện trên tải phía xoay chiều của BBĐ CHB. Kết quả cho
thấy, dịng điện, điện áp có dạng sin chuẩn, dòng điện đạt
sin chuẩn ngay ở chu kỳ đầu tiên với biên độ khơng đổi và
ln có giá trị ổn định trong suốt quá trình làm việc. Điện
áp đạt được hình dạng sin chuẩn và ổn định sau thời gian
0,07s, khi hoạt ổn định khơng có hiện tượng q độ xảy ra.

Dịng điện id [A]

0.45

Dịng điện iq [A]

-400
-600

-400

iq_ref

60
40

20
0
-20

-40
-60
0

0.1

0.2

0.3
Thời gian [s]

0.4

0.5

Hình 10. Dịng điện phía nối lưới của BBĐ CHB

Hình 11. Kết quả phân tích Fourier điện áp AC nối lưới

Hình 12. Kết quả phân tích Fourier dịng điện AC nối lưới

Kết quả phân tích tổng độ méo sóng hài trên Hình 11

Hình 13 là hình dạng điện áp trung bình trên tụ điện
các pha A, B, C. Kết quả cho thấy, trong quá trình hoạt
động ban đầu của CHB ở giai đoạn từ 0 đến 0,509s điện
áp tụ trong quá trình hoạt động chưa ổn định nên có hiện
tượng q độ với giá trị cao nhất là 439V. Khi hoạt động
ổn định, điện áp tụ luôn dao động quanh giá trị định mức
là 400V. Khi thay đổi giá trị định mức của điện áp tụ ở

khoảng thời gian 0,2 đến 0,3s. Bộ điều khiển luôn tác
động để tụ điện bám giá trị định mức chỉ trong thời gian
ngắn là 0,015s. Hình 14 và Hình 15 là giá trị dịng điện id
và dòng điện iq trong hệ tọa độ dq của BBĐ. Kết quả cho
thấy, dòng điện id và dòng điện iq bám sát giá trị n đặt
với biên độ dao động nhỏ. Quá trình hoạt động ổn định
trong suốt thời gian BBĐ hoạt động. Khi thay đổi giá trị
đặt của dòng điện id và dòng điện iq, giá trị thực cũng được
đáp ứng nhanh do sự tác động kịp thời của thuật toán điều
khiển. Điều này chứng tỏ, thuật toán điều khiển kết hợp
với phương pháp điều chế SVM đề xuất là hợp lý và cho
kết quả tốt trong các kịch bản thay đổi một số giá trị đặt
cũng như chế độ làm việc của BBĐ.
6. Kết luận
Bài báo đã thực hiện việc kết nối hệ thống PV với lưới
điện thơng qua bộ biến đổi đa mức CHB. Q trình chuyển
đổi được thực hiện bởi phương pháp điều chế SVM với quy
luật mở rộng số mức không hạn chế cho BBĐ CHB.


Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh

78

Phương pháp điều chế này giúp quá trình thực hiện mở
rộng quy luật một cách đơn giản mà vẫn giảm được số trạng
thái tính tốn trong BBĐ. Ngồi ra, q trình cân bằng điện
áp trên các tụ điện DC được thực hiện hiệu quả nhờ tận
dụng các trạng thái dư của quá trình điều chế giúp nâng cao
tính hiệu quả và giảm được việc thiết kế điều khiển phức

tạp. Đây là một lợi thế quan trọng của phương pháp điều
khiển đề xuất khi áp dụng cho BBĐ CHB mà các phương
pháp khác khơng có được. Q trình điều khiển nối lưới
của hệ thống trong bài viết được thực hiện bằng cách sử
dụng bộ điều khiển PI. Đây là phương pháp điều khiển đơn
giản, dễ dàng áp dụng mà cho hiệu quả cao. Các kết quả
hoạt động ổn định khi mô phỏng hệ thống đã chứng minh
tính hiệu quả của các phương pháp điều chế và điều khiển
được đề xuất.
TÀI LIỆU THAM KHẢO
[1] Chih-Lung Shen, Cheng-Tao Tsai, Jye-Chau, Su Yi Chan, “Grid onnection Single-Stage Photovoltaic Inverter System with DoubleLinearApproximation MPPT”, IEEE PEDS 2011, Singapore, 5 - 8
December 2011.
[2] O. Alonso, P. Sanchis, E. Gubia and L. Marroyo. “Cascaded HBridge Multilevel Converter for Grid Connected Photovoltai
Generators with Independent Maximum Power Point Tracking of
each Solar Array, IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 8,
September 6- 8, 2003.
[3] Bailu Xiao, Lijun Hang, Jun Mei, Cameron Riley, Leon M. Tolbert,
Burak Ozpineci. “Modular Cascaded H-Bridge Multilevel PV
Inverter with Distributed MPPT for Grid-Connected Applications”.

[4]

[5]

[6]

[7]

[8]

[9]

[10]

IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition
(APEC), CA, USA, Mar. 2013
Christopher D. Townsend, Yifan Yu, “Cascaded H-BridgeMultiLevel PV Topology for Alleviation of Per-Phase Power Imbalances
& Reduction of Second Harmonic Voltage Ripple”. IEEE
Transactions on Power Electronics, 56(6):1894–1905, Jun. 2015.
Sebastian Rivera and Bin Wu, Samir Kouro, Hong Wang and Donglai
Zhang, “Cascaded H-Bridge Multilevel Converter Topologyand
Three-phase Balance Control for Large ScalePhotovoltaic Systems”,
3rd IEEE International Symposium on Power Electronics for
Distributed Generation Systems (PEDG) 2012.
M. Coppola, P. Guerriero, F. Di Napoli, A. Dannier, S. Daliento, D.
Iannuzzi, A. Del Pizzo, “Modulation Technique for Grid-Tied PV
Multilevel Inverter”, International Symposium on Power
Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion, 2016.
J. Mei, B. Xiao, K. Shen, L. Tolbert, and J. Y. Zheng, “Modular
multilevel inverter with new modulation method and its application
tophotovoltaic grid-connected generator”, IEEE Trans. Power
Electron., vol. 28, no. 11, pp. 5063–5073, Nov. 2013.
H. Koizumi, T. Mizuno, T. Kaito, Y. Noda, N. Goshima, M. Kawasaki,
K. Nagasaka and K. Kurokawa, “A Novel Microcontroller for
GridConnected Photovoltaic Systems”, IEEE Transactions on
IndustrialElectronics, vol. 53, Dec. 2006, pp. 1889-1897.
Bailu Xiao, Lijun Hang, Jun Mei, Cameron Riley Leon M.
Tolbert and Burak Ozpineci, “Modular cascaded H-bridgemultilevel
PV inverter with distributed MPPT for grid connected
application”, IEEE trans. Ind. application. vol 5, NO.2, pp.17221731 March/april 2015.

E. Villanueva, P. Correa, J. Rodriguez, and M. Pacas, “Control of a
single-phase cascaded h-bridge multilevel inverter for gridconnectedphotovoltaic systems”, Industrial Electronics, IEEE
Transactions on vol. 56, pp. 4399 –4406, nov. 2009.

(BBT nhận bài: 16/4/2020, hoàn tất thủ tục phản biện: 03/6/2020