Luận văn: đề tài " Mã trải phổ trong CDMA" pptx

1
LUẬN VĂN
ĐỀ TÀI
" Mã trải phổ trong CDMA"

2
Lời nói đầu
Cùng với sự phát
triển của
cá
c
nghành khoa học trong xã
hội
,
nghành
côn
g
nghệ truyền thông đã và đang chứng tỏ vai trò không thể thiếu
đ
ư
ợc
trong sự
phát
triển
c
hun
g
của xã hội. Sự ra
đời của c
ác

hệ
thống truyền tin đã ghóp phần
thúc
đ
ẩy

sự tăng trưởng
về
kinh
t
ế,

rút
n
gắn

khoảng cách
địa lý mở
r
a
kỷ
nguyên mới
đối
với xã hội loài
ng
ư
ời.

Ngày nay nhu
cầu

tra
o

đổi
thông tin
bằng
điệ
n

thoại
đ
ã

trở lên
rất phổ biến và nó
đ
ã

trở thành vật bất ly thân của
hầu
hết mọi người.
Đi kèm với sự ra
đời của điện
thoại di động là sự phát
tri
ển
của
c
á
c

kỹ thuật
điều
ch
ế

với sự ra
đời c
ủ
a

TDMA
trong
cá
c

hệ thống
GS
M

và gần
đây là sự xuất hiện của công nghệ
CDMA
với những ưu
điể
m

vượt trội
đ
ã

ghóp
phần nâng cao chất
lư
ợn
g
cũng
nh
ư
đáp ứng tốt hơn nhu cầu
của người sử
dụng. Trong công
n
ghệ

CDMA
thì phần cốt lõi và quan trọng nhất là kỹ thuật tạo
mã trải phổ.
Trên
cơ sở đó,
để
tìm hiểu rõ hơn
về
cấu trúc tạo mã trải phổ
trong
CDMA
tôi lựa chọn
đề
tài “
m

ã

trải phổ trong
CDMA
”
.

Mặc
dù
đây
là
một công nghệ
mới nhưng cũng đã và đang được ứng dụng rộng
rã
i
nên
vi
ệ
c
nắm vững công nghệ này là rất
cầ
n

thiết
đối
với sinh viên Điện tử
viễn
thông
nói
riêng và những ai quan tâm

đế
n

lĩnh vực này nói
c
hun
g.
Với khuôn khổ
phạm vi nghiên cứu của
đề
tài
,

b
ản

thuyết minh
này
đ
ược

chi
a
thành bốn chương với nội dung chủ yếu của mỗi chương
như
sau:
Chương 1. Các
hệ thống trải phổ trong
CDMA
Nội dung của chương này là

đ
i

sâ
u

phân
tí
ch

c
ác

hệ thống trải phổ
điể
n

hình
gồm : hệ thống trải phổ chuỗi trực
t
iếp,

hệ thống trải phổ nhảy tần, hệ thống trải
p
hổ
nhảy thời gian và một số các
hệ thống lai ghép
khá
c.

Mụ
c

đích
của
c
hươn
g

này nhằm

3
làm sáng tỏ
đặc
điể
m

của
cá
c

hệ thống trải phổ
để
có thể hiểu rõ
đ
ư
ợc

vai trò của
m

ã
giả ngẫu nhiên
đối
với từng
hệ
thốn
g.
Chương 2. Cơ sở toán học của
m
ã

trải phổ
Chương này bao gồm một
hệ thống
c
ác

khái niệm toán học, các hàm
to
án

học bổ
trợ cho quá t
rì
nh

tì
m

hiểu về các

đặc
điể
m

của mã giả ngẫu nhiên. Mối
tư
ơng

quan
của
cá
c
chuỗi mã được thể hiện bằng
cá
c
biểu thức toán học là
nề
n
tảng
để
xá
c
đ
ịnh
chính
xác các chuỗi
mã
.
Chương 3.Mã trải
p

hổ
Nội dung của
ch
ư
ơng

này trình bày quá trình
t
ạ
o

ra chuỗi mã giả ngẫu
nhiên,
cá
c
thuộc tính, tính chất của chuỗi
mã
.
Bên cạnh
đó trình bày một số chuỗi
mã
đặc
biệt
đ
ã

và đang được sử dụng trong
cá
c

h
ệ

thống trải
p
hổ.
Chương 4 Kết luận và
hướng phát
triển
đề
tài

4
Chương
1
Các
hệ
thống
trả
i

phổ
t
ron
g

c
dma
1.1 Hệ
thống

t
rải

phổ chuỗi
trực
t
iế
p
1.1.1 Giới
thiệu
về hệ
thống trải phổ chuỗi trực tiếp
Hệ
thống trải phổ chuỗi trực
tiếp (DSSS:
Direct Sequence Spreading
Spectrum).
Tín hiệu DSSS
nhận được khi
điều chế (nhân)
bản tin bằng
một
tín
hiệu
giả ngẫu nhiên băng rộng.
Tích
này trở thành một
tí
n

hiệu
băng
rộng.
Hệ thống DS (nói
chính
xác là sự điều chế các dãy mã đã được điều
chế thành dạng sóng điều chế trực tiếp) là hệ thống được biết đến nhiều nhất
trong các hệ thống thông tin trải phổ. Chúng có dạng tương đối
đ
ơn
giản
vì
chúng không yêu cầu
tính
ổn định nhanh hoặc tốc độ tổng hợp tần số cao.
Hệ thống DS đó được áp dụng đối với các khoảng cách đa dạng như đo
khoảng cách JPL bởi Golomb (thông tin số với ứng dụng khoảng
cách
),
Ngày nay kỹ thuật này được áp dụng cho các thiết bị đo có nhiều sự lựa
chọn và nhiều
phép
t
ính
của dãy mã trong hệ thống thông tin, trong đo lường
hoặc trong phòng
thí
nghiệm.
Trong
hệ

thống trải
phổ
trực
tiếp
chúng ta nghiên cứu các máy phát và
các máy thu cho các
hệ
thống DSSS sử dụng khoá
chuyển
pha cơ số hai
(BPSK: Binary Phase Shift Keying) và khoá
chuyển
pha vuông góc (QPSK:
Quadrature Phase Shift
Keying).
Ta cũng
xét
ảnh hưởng của tạp
âm
và
gâ
y
nghẽn lên hoạt
động
của một
hệ
thống
DSSS.
Cuối cùng ta cũng nghiên
cứu

T
c
c

5
ảnh hưởng của
việc
sử dụng chung kênh của
nhiều
người sử dụng:
nhiễu
giao
thoa của
nhiều
người sử dụng
và
ảnh hưởng của
truyền đa
tia.
Trong một
hệ
thống
DSSS,
một
tí
n

hiệu
liên tục theo thời gian được
gọ

i
là
tín hiệu
PN được tạo ra từ chuỗi PN dùng
để
trải
phổ.
Giả
thiết
chuỗi PN
này
là
cơ số hai,
nghĩa là
c
i
=± 1,
thì tín
hiệu
PN
này là
:
c(t) 


c
i
P (t 
iT

)
c
(1.1)
trong
đó
P
T
là
xung chữ
nhật đơn vị
được cho bởi phương
trình
:
P
T
c


1

0
 t
 T
c

=

0

t0,

tT

(1.2)
c
C
i
được gọi là
chíp
và khoảng thời gian T
c
giây
được gọi là thời gian
chíp.
Lưu ý rằng
tín hiệu
PN có chu kỳ là NT
c
. Một
thí
dụ của chuỗi này
được cho ở
hình
2.1
đối
với N = 15
và
{c
i
,i = 0,1, . . . ., 14} = {1,1,1,-1,1,1,-
1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1}.

Tín hiệu
(chuỗi) PN còn được gọi là
tín hiệu
(chuỗi
)
trải phổ,
t
ín
hiệu (chuỗi) ngẫu nhiên và dạng sóng (chuỗi) của chữ ký
(Signature).
c(t)
1
-1
Một chu
kỳ
t
N= 15; {c,i=0,
,14}={1,1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1}
Hình 1.1Thí
dụ
về tín hiệu
PN c(t) được tạo ra từ chuỗi PN có chu kỳ 15
c
c
1.1.2
Hệ
thống DSSS –
BPSK
a. Máy phát DSSS - BPSK
Sơ đồ

khối của máy phát
DSSS
sử dụng
BPSK
được cho ở
hình
1.2.
Bản tin cơ
số
hai
d(t)
bộ
đ
i
ề
u

ch
ế
(
bp
sk
)
Tín hiệu
DSSS-BPSK
2E
Tín hiệu
PN
cơ số hai
c(t)

2
E
b
b
d(t)c(t)
cos(2f t
b
t  )
cos(
2

f

c
t  )
t
b
Hình1.2 Sơ đồ
khối của máy phát
DSSS
– BPSK
Ta có
thể biểu diễn
số
liệu
hay bản tin
nhận
các giá
trị
± 1 như sau:

d
k
(t) 


i



d
k
(i)
P
T
b
(t 
iT
b
)
)
(1.3)
Trong
đó d
k
(i) = ± 1
là bít
số
liệu
thứ i
và

T

b
là độ
rộng của một
bít
s
ố
liệu
(tốc
đ
ộ
số
liệu
là
1/
T

b
bít/s). Tín hiệu d
k
(t)
được
trải
phổ
bằng
t
ín

hiệ

u
PN
c(t) bằng cách
nhân
hai
tín
hiệu này
với nhau.
Tín
hiệu nhận
được d(t)c(t) sau
đó
sẽ
điều chế
cho sóng mang sử dụng BPSK,
kết
quả cho ta
tín
hiệu
DSSS
-
BPSK
xác
định
theo công thức sau:
s(t) 
2E

b
d(

t
)
c
(
t
)

cos(2f
T
b
t 
)
( 1.4 )
Trong
đó
E

b
là năng
lượng
trên một
b
ít
của sóng mang,
T

b
là
độ
rộng

một
bít, f
c
tần
số mang và Ө là pha ban
đầu
của sóng mang.
Thí
dụ
về
các
tín hiệu này
được vẽ trên cùng một
hình
.
Trong
rất nhiều
ứng dụng một
bít
bản tin bằng một chu kỳ của
tín
h
iệu
PN,
nghĩa là
T
b
= NT
c
. Ta sử dụng giả

thiết này
cho các
hệ
thống
DSSS
trong
c=(t-
Đồng
b
ộ
tín hiệu
PN
Bộ
t
ạ
o

t
í
n
hiệu PN
n
ội
)
c
i
toàn bộ
thuyết
minh ,
nếu

như không có
đị
nh

nghĩa
khác. Trong trường
hợp
hình
1.3 ta sử dụng N = 7. Ta có
thể thấy
rằng
tích
của d(t)c(t) cũng là
mộ
t
tín
hiệu
cơ số hai có biên
độ
± 1, có cùng
tần
số với
tín hiệu
PN.
Tín
hiệ
u
DSSS -BPSK nhận
được được vẽ ở
đồ thị

cuối cùng của
hình1.3.
d(t)
1
0
-1
c(t)
1
0
t
Tb 2Tb
3Tb
Một chu kỳ
t
-1
Tc
d(t)c(t
1
0
-1
Tc
NTc
(Giả
thiết là
N=7; Tb=NTc)
NTc
2NTc
t
2NTc
s(t)

1
0
-1
Tc
NTc
t
2NTc
(Hình
vẽ
này
cho sóng mang có = -/2
và
fc=1/Tc)
Hình
1.3 Giản
đồ
của máy phát
DSSS
– BPSK
b. Máy thu DSSS - BPSK
Sơ đồ
khối của máy thu
DSSS
-
BPSK
đ
ược
cho ở
hình
1.4.

ĐHKH: Đồng hồ
ký hiệu
SM: Sóng mang
Khôi
phụ
c
đ
hkh
2
cos(2f
T
b
t  ' )
s(
t
 )

2E

br
T
b
d(t 
)c(t

)
Khôi
phục
t
sm

x
cos(2f

c
t 
'
)
w(
t
)
t
i

T
b

Z
i
(.)d(t)
t
)
1 hoặc
-1
bộ
giải
điề
u

chế
bpsk

c
Hình
1.4
Sơ đồ
máy thu
DSSS
- BPSK
Mục
đích
của máy thu này là
lấy
ra bản tin
d

k
(t) (số
liệu
{di}) từ
tí
n
hiệu
thu được bao gồm
tín hiệu
được phát cộng
v
ới
tạp
âm.
Do tồn tại
t

rễ
truyền
lan ụ nên
tín hiệu
thu
là
:
r(t)
=
s(t 

) 
n(t) =
2E

b
d(t  )c(t 
)
cos(2fc(t 
) 
'
) T
b
 n(t
)
(1.5)
Trong
đó
E
br

là năng
l
ượng
trung
bình
của sóng mang trên một
bít,
n(t)
là
tạp
âm
của kênh
và
đầ
u

vào
máy thu.
s(t-
)
1
0
-1
NTc
NTc
t
NTc
t
0
t

1
t
2
t
3
c(t-
)
1
0
t
-1
t
0
w(t)
t
-
a
Hình
1.5 Giản
đồ
của máy thu
DSSS
- BPSK
Để giải
thích
qu
á

trình
khôi phục lại bản tin ta giả

thiết
rằng không
c
ó
tạp
âm.
Tr
ước

hết tín hiệu
thu
đ
ược
trải
phổ
để
giảm băng
tần
rộng
vào
băng
tần hẹp.
Sau
đó
nó được giải
điều chế để
nhận được
tín hiệu
băng gốc. Để giải
trải

phổ tín
hiệu
thu
được
nhân
với
tín
hiệu (đồng
bộ) PN c(t-ụ) được
tạo
ra ở máy thu, ta
được:
w(t) 
2E
b
d(t  )c
2
(t  ) cos(2fct
 ' ) T
b
(1.6)

2E
b
d(t  )
cos(2f
T
b
t  ' )
c

=
Vì
c(t) bằng ± 1, trong
đó
Ө’= Ө -2ðf
c
ụ.
Tín hiệu nhận
được
là
một
tí
n
hiệu
băng
hẹp
với
độ
rộng băng
tần
theo Niquist là
1/T

b
. Để giải
điều chế
ta
giả
thiết
rằng máy thu

biết
được pha Ө’ (và
tần
số f
c
) cũng như
điểm
khởi
đầu
của từng
b
ít.
Một bộ giải
điều chế
BPSK
bao gồm một bộ
tương
quan(
Correlator) hai bộ lọc phối hợp (Matched Filter)
đi
sau là một
thiết bị
đ
ánh
giá
ngưỡng.
Để tách ra
bít
số
liệu

thứ i, bộ tương quan
tính
toán:
z
i

t
i
T
b

t
i
w(t)
2
cos(2fct  ' )
d(t) T
b

(
2E
b
T
b
t
i
T
b

d(t  ) cos

2
(2f
t
i
t  ' )d(t)
t
i

T
b
E

d
(t



)


1
 cos
2
(2
f
t
 2

')
d

(
t )
br c
t
i
(1.7)

E
br
d
(t



)


E
br
Trong
đó
t
i
= iT
b
+ ụ là thời
điểm
đầ
u

của
bít
thứ i.
Vì
d(t- ụ ) là +1
hoặ
c
-1 trong thời gian một
b
ít,
nên
thành phần
thứ
nhất
của
tích phân
sẽ cho
ta T
b
hoặc
-T
b
.
Thành phần
thứ hai
là thành phần nhân đôi tần
số nên sau
tích
phân gần
bằng 0.

Vậy kết
quả cho Z
i
=
E
b
r
hay- E
br
. Cho
kết
quả
này
qua
thiết bị đánh
giá ngưỡng
(hay bộ so sánh) với
ngưỡng
0, ta được
đầu
ra cơ
số
hai 1 hay -1.
ngoài thành phần
tín hiệu
±
E
br
,
đầu

của bộ
tích phân
cũng
c
ó
thành phần
tạp
âm
có
thể gây
ra lỗi. Lưu ý rằng ở
hình
1.5 thứ tự giữa
nhân
tín
hiệu
PN và
nhân
sóng mang có
thể
đ
ổ
i
lẫn mà không làm thay
đổi kết
quả.
T
ín

hiệu

PN
đóng
vai trò như một “ mã”
đ
ược

biết
t
rước
cả ở máy
ph
át
lẫn
máy thu chủ
định. Vì
máy thu chủ
định biết
tr
ước
mã nên có
thể
giải
trải
phổ
tí
n

hiệu SS để
nhận
được bản tin.

Mặ
t
khác một máy thu không chủ
địn
h
không
biết
được mã,
vì thế
ở các
điề
u

kiện bình
thường nó không
thể
“giải
c
c
c
c
mã” bản tin. Điều này
thể hiện
rõ ở phương
trình
(1.4), do c(t) nên máy thu
không chủ
định
c
hỉ

nhìn thấy
một
tín
hiệu ngẫu
nhiên ± 1.
Ta
đã
giả
thiết
rằng máy thu
biết
tr
ước
một số thông số sau: ụ , t
i
, Ө ,
f
c
.
Thông thường máy thu
biết
được
tần
số mang
f

c
, nên nó có
thể

được
tạo ra bằng cách sử dụng một bộ dao
động
nội
và tần
số sóng mang,
thì
một
tần
số
gần
với f
c
có
thể
được tạo ra và có
thể
theo dõi được
tần
số
chính
xác
bằng một mạch vòng hồi
tiếp,
vòng khoá pha
chẳng
hạn. Máy thu phải
nhận
được
các thông số khác như ụ ,

t

i
và
Ө ’ từ
tín
hiệu
thu được. Quá
trình nhận
được
ụ được gọi là quá
trình đồng
bộ, thường được thực
hiện
ở hai
bước:
bắt
và bám. Quá
trình
nhận được
t

i
được gọi là quá
trình
khôi phục
đồng
hồ(
định
thời) ký

hiệu (Symbol
Timing
Recovery).
Còn quá
trình
nhận
đ
ược
Ө’(cũng như
f
c
)được
gọi là quá
trình
khôi phục sóng mang.
Việc
khôi
phục
són
g
mang và đồng hồ là
cần thiết
ở mọi máy thu thông tin số
liệu
đồng bộ và
chúng được
xét
ở
hầu hết
các

tài liệu về
thông tin. Khi T
b
/T
c
=N(chu kỳ của
chuỗi PN), có
thể nhận
được
định
thời của ký
hiệu
t
i
một khi
đã biết
ụ . Hình
1.5 cũng cho
thấy đồng
bộ, khôi phục
đồng
hồ
và
sóng mang.
Ta hãy khảo sát một cách
ngắn
gọn ảnh hưởng của sai pha sóng
mang
và
sai pha mã ở máy thu. Giả

thiết
rằng máy thu sử dụng cos ( 2
f
t



'



) thay cho cos ( 2
f
t



'
) cho bộ giải
điều chế
và sử
dụng
c(t-
ụ
'
) làm
tín
hiệu
PN nội,
ngh

ĩa

là
sóng mang có sai pha ó
và tín hiệu
PN có sai pha ụ -
'
. khi
này
Z
i
sẽ
là:
z

i
=
2E
b
r
T
b
t
i

T
b

t
i

d (t 

)c(t


)c(t


'
) cos ( 2
f
t



'
)
x
2
cos ( 2

f
t 

'
T
b
)dt
'
i



E
br
cos(
)
t
i
T
b


c(t  )c(t 
'
)d(t)
T
b
t
(1.8)
  E
br
cos()
R
c
( 
'
)
Trong
đó
dòng thứ hai được rút ra tự lập luận là

tích phân
của thành
phần tần
số
nhân đôi
bằng 0.
Vì thế
| z
i
| cực
đại
khi ó = 0
và
ụ - = 0. Nếu
|ụ –ụ’| > T
c
hay | ó | = ð /2,
t
hì
z
i
= 0
và
máy thu vô dụng . Khi |ụ –ụ’ | < T
c
và
|
ó | < ð/2,
thì
| z

i
| giảm đại
lượng,
như
vậy
tỷ số
tín hiệu
trên tạp
ấm
sẽ
n
hỏ
hơn
gây
ra xác
suất
lỗi cao hơn. Tuy nhiên nó
vẫn
có
thể
hoạt
động đúng
khi
các sai pha |ụ-ụ’|
và
| ó |
nhỏ.
1.1.3
Hệ
thống DSSS –

QP
S
K
Trên
hình
1.6 ta sử dụng
BPSK
cho quá
trình
điều chế.
Các
kiểu điều
chế
khác như: khoá
chuyển
pha vuông góc (QPSK: Quadrature Phase Shift
Keying) và
khoá
chuyển
cực
tiểu
(MSK:
Minimim Shift Keying)
cũng
thư
ờng
được sử dụng ở các
hệ
thống SS. Sơ
đồ

khối chức năng cho máy phát của
hệ
thống
DSSS
sử dụng
điều chế
QPSK được cho ở
hình
1.6 cùng với các
dạng
sóng ở các
điể
m
khác nhau trên sơ
đồ. Sơ
đ
ồ
bao gồm hai nhánh: một
nhá
nh
đồng
pha
và
một nhánh vuông
góc
.
t
t
t
0

a
d(t)
c
1
(t)
Bộ tạo PN 1
d(t)
c
1
(t)
 Asin(2f
c
t
 )
Bộ
ĐC
(
B
PSK)
Dịch


/2
s
1
(t)
Bộ tạo PN 2
c
2
(t)

Acos(2f
c
t 
)
Tín
hiệu DSSS-
QPSK
s(t) = s
1
(t) +
S

2
(t)
 2Acos(2f
c
t   
(t))
d(t)
c
2
(t)
Bộ
ĐC
(
B
PSK)
s
2
(t)

A  E
b
/ T
b
d(t)
1
0
t
-1
T 2T
1
c
1
(t)
0
-1
1
c
2
(
t)
-1
d(
t
)
c
1
(t)

1

0
t
-1
1
d(t)
c
2
(t)
0
-1
s (t)
t
1
-A
s (t)
2
s
(t)

a
t
0
-A
2
a
t
0
2
A
77

7



1
b
,
4
Z
Hình
1.6 Các dạng sóng ở
hệ
thống
DSSS
– QPSK cho
điều chế
đ
ồng
thời một
bít
ở cả hai nhánh I và Q
Trong
thí
dụ này cùng một
đầu
vào số
liệu điều chế
các
tín hiệu
PN

c

1
(t)
và
c

2
(t) ở cả hai nhánh.
Tín
hiệu DS/SS
–
QPSK
có
dạng:
S
(t ) 
S
1
(t
) 
S

2
(t )

-
E

b

T
b
d(
t
)
c
1

(
t
)
sin(
2f
c
t 
) 
E
d(
t )c
2
(
t
)

sin(
2f
c
t 
)
T

b
(1.9)

-
Trong đó:
2E

b
T
b
cos(

2f
c
t   


(
t ))

(t)  tan
-1

c
1
(t)d (t) 


c
2

(t)d (t)




4
,
nếu
c
1
(t)d (t )  1, c
2
(t)d (t)  1

3


4

nếu
c
1
(t )d (t)  1, c
2
(t)d (t) 
- 1
(1.10)

5


,

nếu
c
1
(t )d (t ) 

1, c
2
(t)d (t)  - 1

7

,
 4
nếu
c
1
(t )d (t)  - 1, c
2
(t)d (t)  1
Vậy
tín hiệu
s(t) có
thể nhận
bốn trạng
th
á
i
pha khác nhau :Ө + ð/4,Ө+

3ð/4, Ө + 5ð/4, Ө + 7ð/4.
Hình
1.7 cho ta sơ
đồ
khối của máy thu
DSSS
–
QPSK.
Các
thành phần đồng
pha
và
vuông góc được giải trải
phổ độc lập
với
nhau bởi
c

1
(t)
và
c

2
(t) :
w
(
t
)
1

u
(
t
)
1
s(t-)
u(
t
)
t
i
 T
b

(.)d
(t)
bộ
uớc
t
ính
+
c
2
(t-)
bsin(2f
c
t+ 
‘)
t
i

T
b 
2
b
-
1
hoặc
-1
w
(
t
)
2

u
oo
(
t
k
)

.edu.vn
12

13
br
c
c
c
c

2
'
'
' '
Hình
1.7
Sơ đồ
khối của máy thu
DSSS
–
QPSK
Giả
thiết
rằng
trễ là
ụ ,
tín hiệu vào
sẽ
là (nếu
bỏ qua tạp
â
m)

:
s(t - ) 
-
E
br
T
b

d(t  )c
1
(t  ) sin( 2f
c
t
  ' )
(1.11)

E
br
d(t 
)c
T
b
(t  )
cos(2f
c
t   ' )
Trong
đó
E
là
năng
lượng
bít
thu,


'
=


-
2ð
f
t
. Các
tín hiệu
trước

bộ
cộng
là
:
u
1
(t )

2E
b
r
T
b
d (t 

) sin
2
( 2
f
t 


'
) -
2E
b
r
T
b
d (t 

) c
1
(t 

)
xc
2
(t 

) sin ( 2
f
c
t


) cos ( 2
f
c
t

 )

=
2E
b
r
T
b
d (t 

)
1
[
2
1
1
 cos
( 4
f
t 
2


'
) ]
ư
-
'
2E
b
r
T

b
d (t 

) c
1
(t   )
xc
2
(t 

)
sin ( 4
f
c
t

2
2
)
(1.12)
u
2
(t) 
-
2E
b
r
T
b
d (t 


) c
1
(t 

) c
2
(t 

) sin(
2
f
c
t



) cos( 2
f
c
t

 )

2E
b
r
T
b
2E

b
r
d (t 

) cos
2
( 2
f
t



'
)
1
'

14
c
= -
d (t 

) c
1
(t 

) c
2
(t



)
T
b
sin(
2
4
f
c
t
 2 )

2E
b
r
T
b
d (t 

)
1
[1  cos ( 4

f
t 
2


'
) ]

2
t
Lấy
tích phân
cho tổng của hai
tín hiệu
trên lưu ý tất cả các thành
phần tần
số 2f
c
có giá
trị
trung
bình
bằng không, ta được :
T
b
z
i



u
1
0
(t)  u
2
(
t
)


dt

2
E
br
d(t - ) 

2
E
br
(1.13)
Vì thế đầu
ra của bộ
quyết định
ngưỡng
ta được +1 khi
bít
bản tin
l
à
+1 , -1
nếu bít
bản tin
là
-1.
Hai
tín hiệu
PN c
1

(t)
và
c
2
(t) có
thể là
hai
tín hiệu
PN
độc lập
v
ới
nhau hay
chúng cũng có
thể lấy
từ
cùng
một
tín hiệu
PN,
chẳng
hạn c(t). Để làm
thí
dụ
cho trường hợp hai ta
lấy tín hiệu
c
1
(t)
và

c
2
(t) bằng cách tách
tín
hiệu c(t)
thành
hai
tín hiệu
: c
1
(t) sử dụng các
ch
íp
lẻ của c(t)
và
c
2
(t) sử dụng
các
chíp chẵn
của c(t), trong
đó độ
rộng
chíp
của c
1
(t) và c
2
(t) gấp
đôi độ

rộng
của
chíp
c(t) như được cho ở
hình
1.8. Để làm một
t
hí
dụ khác ta giả
thiế
t
c
1
(t) = c(t) và c
2
(t)
bị trễ.
Giả sử T
c
là thời gian
chíp
của c
1
(t) và c
2
(t).
Độ
rộng băng của các
tín hiệu
được

điều chế
s
1
(t)
và
s
2
(t) của hai nhánh sẽ
như
nhau
và
bằng 1/T
c
. Lưu ý rằng s
1
(t)
và
s
2
(t) là trực giao
và
cũng
chiếm
cùng
độ
rộng băng
tần. Vì thế độ
rộng băng
tần
của s(t) cũng giống như

độ
rộng
băng
tần
của các
tín hiệu
s
1
(t) và s
2
(t) và bằng 1/T
c
. Đối với tốc
đ
ộ
số
liệu
1/T
b
độ
lợi
xử lý bằng G
p
= T
b
/T
c
.
c(t)
1

t
-1
c (t)
1
t
1
-1
1
c
2
(t)
-1
Hình
1.8
T
hí
dụ c
1
(t)
và
c
2
(t)
nhận
được từ cùng một c(t)
Các
hệ
thống
DSSS
có

thể
được sử dụng ở các
cấu hình
khác nhau.
H
ệ
thống ở
hình
1.6
và
1 .7 được sử dụng
để
phát một
t
ín
hiệu
có tốc
đ
ộ
bít
1/T
b
bít/s.
G
p
là
độ
rộng băng
tần
của

tín hiệu DSSS
– QPSK phụ thuộc vào
các
tốc
độ chíp
của c
1
(t) và c
2
(t). Ta cũng có
thể
sử dụng một
hệ
thống
DSSS
–
QPSK
để
phát hai
tín hiệu
số 1/T
b
bí
t/s
bằng cách
để
mỗi
tín hiệu điều
chế
một

nhánh.
Một dạng khác ta có
thể
sử dụng một
hệ
thống
DSSS
– QPSK
để
ph
át
một
tí
n

hiệu
số có tốc
độ bít
gấp
đôi:
2/T
b
bít/s
bằng cách chia
tín hiệu
số
thành
hai
tín
hiệu

có tốc
độ
b
ít
1/T
b
bít/s và để
chúng
điều chế
một trong hai
nhánh.
Tồn tại các
nhân
tố
đặ
c
trưng cho
hiệu
quả hoạt
động
của
DSSS
– QPSK
như :
độ
rộng băng tần được sử dụng, G
p
tổng và tỷ số
t
ín

hiệu
trên
tạ
p
âm(SNR:
Signal to Noise Ratio) thường
được
xác
đị
nh
bằng xác
suất
lỗi
bít.
Khi so sánh
DSSS
– QPSK với
DSSS
– BPSK ta
cần
giữ một số trong
các
thông số trên
nh
ư
trong cả hai
hệ
thống và so sánh các thông số
còn

lại.
Chẳng
hạn một
t
ín

hiệu
số có
thể
được
phát
đi
ở
hệ
thống
DSSS
–
QPSK
chỉ
sử dụng một nửa
độ
rộng băng tần so với
độ
rộng băng tần mà
hệ
thốn
g
DSSS
– BPSK
đòi

hỏi khi có cùng G
p
và SNR. Tuy nhiên
nếu
cùng một
số
liệu
được phát
đi
bởi một
hệ
thống
DSSS
– QPSK có ưu
việt về
SNR dẫn
đến
xác
suất
lỗi
thấp
hơn.
Mặ
t
khác một
h
ệ
thống
DSSS
– QPSK có

thể
phá
t
gấp
hai
lần
số
liệu
so với
hệ
thống
DSSS
–
BPSK
khi sử dụng cùng
độ
rộng
băng
tần và
có cùng G
p
và
SNR.
Ưu
điểm
của các
hệ
thống
DSSS
– QPSK so với các

hệ
thống
DSSS
–
BPSK
được
đề cập
ở trên đạt được là nhờ
t
ính
trực giao của các sóng mang
sin(
2

f

c
t 

)
và cos(
2

f

c
t   ) ở các nhánh
đồng
pha
và

vuông
góc.

Nhược
điểm
của
hệ
thống
DSSS
– QPSK là phức tạp hơn
hệ
thống
DSSS
– BPSK.
Ngoài
ra
nếu
các sóng mang được sử dụng
để
giải
điều chế
ở máy thu không
thực sự trực giao
th
ì
sẽ sảy ra xuyên
âm
giữa hai nhánh và sẽ
gây
thêm sự

giảm
chất
lượng
của
hệ
thống.
1.2
Các
hệ
t
hống

t
rải

phổ nhảy
t
ần
1.2.1 Giới
thiệu
về hệ
thống
trải
phổ nhảy tần
Hệ
thống trải phổ nhảy tần FHSS (Frequency Hopping Spread
Spectrum).
Được
định nghĩa là
nhảy hay

chuyển đổi tần
số sóng mang ở
một
tập
hợp các
tần
số theo
mẫu
được xác
định
bởi chuỗi giả tạp
âm
PN.
Trong các
hệ
thống thông tin
kiểu
trải
phổ
nhảy
tần
FH, mã trải
phổ
giả
tạp
âm
không trực
tiếp điều chế
sóng mang
đã

được
điề
u

chế,
nhưng nó
đượ
c
sử
dụng
để điều
khiển
bộ
tổng
hợp
tần
số. Tại mỗi thời
điểm
nhảy
tần
bộ
tạo
mã
giả tạp
âm
đưa ra 1 đoạn k chip mã
để điều
khiển
bộ tổng hợp
tần

số,
dưới
sự
điều khiển
của
đoạn
k chip mã này bộ
tổng
hợp
tần
số sẽ nhảy sang
và làm
việc
tại
tần
số tương ứng thuộc
tập
2
k
tần
số.
Mỗi
đoạn
gồm k chip mã được gọi
là
một từ
tần
số, bởi
vậy
sẽ

có
2

k
từ
tần
số. Do các từ
tần
số
suất hiện ngẫu
nhiên nên
tần
số dao
động
do bộ
tổng hợp
tần
số tạo ra nhận 1
giá
trị
thuộc
tập
2

k
tần
số cũng mang
tính
ngẫu nhiên.
Phổ

của
tín
hiệu
nhảy
tần
có
bề
rộng như của sóng mang
đã
được
điề
u
chế chỉ
khác là nó
bị dịch tần đi
1 khoảng bằng
tần
số dao
động
do bộ tổng
hợp
tần
số tạo ra
và
nhỏ hơn
rất nhiều
so với
độ
rộng băng trải
phổ WSS.

Tuy
nhiên
tính
trung
bình
trên
nhiều
bước
nhảy
thì phổ
của
tín hiệu
nhảy
tần
lại
chiếm toàn
bộ
bề
rộng băng trải
phổ WSS
này.
Tốc dộ nhảy
tần
có
thể
nhanh
hoặ
c

chậm

hơn so với tốc
độ
số
liệu
. Do
đó
ta có hai loại nhảy
tần, đó
là
hệ
thống nhảy
tần
nhanh và
hệ
thống nhảy
tần
chậm.
a. Máy phát
FHSS
Hình
vẽ
dưới
đây
trình bầy
sơ
đồ
khối cho máy phát
FHSS
:
Bộ

t
ạo
chuỗi PN
Bộ
tổ
ng
hợp
tần
s
ố
b(t)
Bộ
đ
iều
chế
FSK
x(t
)
bộ nhân
tần


=1
BPF
băng rộng
s(t)
Hình
1.9
Sơ đồ
khối cho máy phát

FHS
S
T
ín

hiệu
dữ
liệu
b(t) đưa vào được
điều chế
FSK thành
tín hiệu
x(t).
Trong khoảng thời gian mỗi bit x(t) có một trong hai
tần
số f
’
và
f
’
+


f,
tươn
g
ứng với bit 0
và
bit 1 của dữ
liệ

u.
Tín hiệu
này được trộn với
tí
n

hiệu
y(t) từ bộ
tổng
hợp
tần
số. Cứ
mỗi
T
h
giây tần
số y(t) lại
được
thay
đổi
theo các giá
trị
của j bit
nhận
được từ
b
ộ
tạo chuỗi PN. Do
đó
2

tổ
hợp j bit nên ta có
thể
có 2
j
các
tần
số khác nhau
được tạo ra bởi bộ tổng hợp
tần
số. Bộ trộn tạo ra
tần
số của
tổng
và
hiệu,
một trong hai
tần
số
này
được lọc ra ở bộ lọc băng thông (BPF).
Ta có
thể viết
t
ín

hiệu
ở
đầu
ra của bộ

tổng
hợp
tần
số trong
đoạn
nhảy
l
như sau:
y(t)  2
A
cos[ 2

(
f

g
 i
l

f
)t 
 ] ,
đối
với T
h
t
(l  1)
T
h
(1.14)

Trong
đó
i
l
 {0, 2, …, 2(2
j
– 1) là số nguyên
chẵn,
f

g
là một
tần
số
không
đổi
và 
là
pha.
Gi
á

trị
của
i

l
được xác
định
bởi j

b
ít

nhận
đ
ược

từ

b
ộ
tạo chuỗi tạp
âm.
Giả
thiết
rằng bộ lọc BPF
lấy
ra
tần
số
tổng
ở
đầu
ra của bộ
trộn. Khi
này
ta có
thể viết tín hiệu
ở
đầu

ra bộ lọc BPF trong
bước
nhảy
như
sau:
y
(t) 
2
A
cos(
2


(
f

0
 i
l
f
 b
l

f
)
t
 
l
),
đối

với l
t
(l 
1)T
h
(1.15)