Nghiên cứu thiết kế bộ khuếch đại phân bố sử dụng công nghệ MMIC

Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

Nghiên cứu thiết kế bộ khuếch đại phân bố sử
dụng công nghệ MMIC
Lê Bá Khánh Duy1, Nguyễn Mạnh Hùng1, Lương Duy Mạnh1, Đỗ Duy Nhất2
1
Khoa vô tuyến điện tử, Đại học Kỹ thuật Lê Q Đơn
2
Phịng Hợp tác Quốc tế và Quản lý lưu học sinh QS, Đại học Kỹ thuật Lê Quý Đôn
Email:
bộ khuếch đại phân bố, thiết kế đạt được dải tần làm
việc từ DC - 20 GHz, hệ số khuếch đại từ 10 - 12 GHz
với công suất Pdc 6.4 W, hệ số tạp âm từ 5 - 14 dB
trong tồn bộ dải tần cơng tác. Nhận thấy các thiết kế
này đều đã bỏ qua bước phân tích, tính tốn các thành
phần nội tại Cgs, Cds của bóng bán dẫn, cơng suất tiêu
thụ một chiều cịn cao, hệ số tạp âm cịn lớn, dải tần
cơng tác cịn hạn chế. Để đáp ứng những yêu cầu ngày
càng cao đối với các bộ khuếch đại, khắc phục những
hạn chế của các nghiên cứu trước, bài báo đề xuất cách
thiết kế một bộ DA băng rộng mới kết hợp giữa các sơ
đồ mắc cascode song song tận dụng các đường truyền
cổng và đường truyền máng được nối tầng để hấp thụ
các thành phần nội tại, mở rộng băng thông cùng với
việc tối thiểu hệ số tạp âm, giảm công suất tiêu thụ
một chiều.

Tóm tắt—Trong bài báo này, chúng tơi trình bày
phương pháp thiết kế một bộ khuếch đại phân bố sử
dụng công nghệ MMIC ứng dụng cho thông tin vệ tinh,
thông tin di động 5G. Bóng bán dẫn sử dụng là

transistor hiệu ứng trường NP2500MS cơng nghệ 0.25
µm AlGaN/ GaN HEMT của hãng WIN Semiconductor,
Đài Loan. Bài báo đã chủ động phân tích lý thuyết, tính
tốn trị nội tại Cgs, Cds phụ thuộc vào tần số của bóng
NP2500MS, từ đấy đề xuất mơ hình thiết kế mới để đạt
được các mục tiêu thiết kế hệ số khuếch đại (HSKĐ) tối
thiểu là 13 dB trong dải tần từ 2 GHz đến 29 GHz, hệ số
tạp âm nhỏ hơn 7 dB, công suất tiêu thụ một chiều nhỏ
hơn 4.8 W. Chỉ tiêu của bộ khuếch đại được đánh giá cả
ở mức độ tín hiệu nhỏ và tín hiệu lớn thơng qua phân
tích lý thuyết và mơ phỏng trên phần mềm.
Từ khóa— DA GaN HEMT, khuếch đại phân bố sử
dụng transistor hiệu ứng trường, khuếch đại băng rộng
MMIC.

Mơ hình và linh kiện được dùng thiết kế mạch đều do
nhà sản xuất (NSX) cung cấp nên đối với các linh kiện thụ
động như L và C thì NSX chỉ cung cấp rời rạc một số giá
trị nhất định gây khó khăn cho q trình tối ưu hóa các
tham số, hơn nữa khi hoạt động ở tần số siêu cao, ngồi
việc hoạt động khơng ổn định của các tụ điện và cuộn cảm
thì việc bố trí các linh kiện, mạch phân áp cũng ảnh hưởng
không nhỏ tới chỉ tiêu của toàn mạch nhất là độ bằng
phẳng dải thông. Đối với các mạch phân áp một chiều,
việc sử dụng cuộn chặn để giảm thiểu ảnh hưởng xoay
chiều của tín hiệu và ổn định nguồn cấp một chiều cho
mạch làm việc cũng gặp khó khăn bởi vì dải tần của bộ
khuếch đại rộng, không thể chặn hết ảnh hưởng của các
tín hiệu xoay chiều trong cả dải tần như trường hợp mạch
lý tưởng. Trong phạm vi bài báo, nhóm trình bày phương

pháp tính tốn thành phần nội tại Cgs, Cds và thiết kế cụ thể
từ các phân áp một chiều Vgs1, Vgs2, Vds cho mạch điện
đến thiết kế các đường cổng và đường máng hấp thụ
các thành phần nội tại của bóng bán dẫn.

I. GIỚI THIỆU
Các bộ khuếch đại phân bố có nhiều ứng dụng
quan trọng trong các hệ thống thông tin vô tuyến hiện
nay như: các bộ khuếch đại băng rộng, thông tin vệ
tinh, thông tin di động 5G. Với sự ra đời của cơng
nghệ mạch tích hợp nguyên khối (MMIC), các mạch
điện cao tần thế hệ mới ngày nay có thể được chế tạo
với kích thước nhỏ gọn, cho cơng suất tiêu thụ thấp và
có độ tích hợp cao. Với kích thước nhỏ gọn, băng
thơng rộng, hệ số khuếch đại đủ lớn, khả năng tích hợp
cao thì bộ khuếch đại phân bố MMIC hồn tồn có thể
dễ dàng đáp ứng các yêu cầu tiên tiến hiện nay.
Các nghiên cứu gần đây [2]-[7] đã đề xuất đến một
số mơ hình thiết kế bộ khuếch đại phân bố băng thơng
rộng, trong đó nghiên cứu [2], [3], [7] sử dụng sơ đồ
NDPA (Non-uniform Distributed Power Amplifier) có
cơng suất một chiều Pdc còn lớn lần lượt là 15W, 15W,
16.8W để đạt được dải tần công tác từ 1 - 20 GHz, hệ
số khuếch đại công suất đạt 10 - 13 dB. Nghiên cứu
[5], [6] sử dụng sơ đồ dual NDPA và 3 -stage NDPA
có thể đạt được hệ số khuếch đại tốt hơn, dải thông tốt
hơn chỉ với công suất tiêu thụ một chiều 9W và 9.3W.
Ngồi ra nhóm nghiên cứu cũng đã khảo sát nghiên
cứu số [4], tác giả sử dụng sơ đồ cascode để thiết kế

ISBN 978-604-80-7468-5

Phần còn lại của bài báo tập trung vào giải thích
kết quả mơ phỏng thu được trên linh kiện thực tế
MMIC để so sánh kết quả thiết kế với một số bài báo
nước ngoài đã được phát hành, đánh giá khách quan
kết quả nghiên cứu cũng như hướng nghiên cứu tiếp
theo cho những nghiên cứu tương tự.

20


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

II. XÂY DỰNG SƠ ĐỒ MẠCH ĐIỆN

Hình 1. Sơ đồ ngun lý tồn mạch trên phần tử lý tưởng
các tham số ma trận dẫn nạp [Y] được xác định từ mơ
hình tín hiệu nhỏ trong Hình 3 [9].

A. Chọn sơ đồ và điểm làm việc tĩnh cho transistor
Nhóm đề tài phân tích, xây dựng mạch điện và chạy
mô phỏng trên phần mềm Keysight ADS [12]. Thông
qua việc khảo sát đặc tuyến tĩnh và đặc tuyến động từ
mơ hình bóng bán dẫn do NSX cung cấp, bóng bán dẫn
có dải tần hoạt động lên tới 50 GHz hoàn toàn phù hợp
để lựa chọn thiết kế bộ DA. Để đảm bảo HSKĐ cao
trong dải tần rộng, nhóm đề xuất sơ đồ cascode ghép
tầng như mơ tả trên Hình 1. Bắt đầu quá trình thiết kế,
trước tiên ta xác định điểm làm việc tĩnh là điểm m1 và

m2 trên Hình 2. Các FET thứ 01, 03, 05 …, 19 trong
hình 1 được cấp điện áp cực cổng Vgs1 = -2 V, dòng tĩnh
Ids1=35 mA (điểm m1) mục đích là dịng Ids1 nhỏ để hệ
số tạp âm nhỏ, hệ số khuếch đại đủ lớn với FET thứ 02,
04, 06 …, 20 chọn Vgs2=-2.4 V và Ids2 = 37 mA (điểm
m2), cao hơn tầng thứ nhất về cả Vdsvà Ids nhằm mục
đích nâng cao HSKĐ và cải thiện dải thơng của bộ
khuếch đại cần thiết kế.

Hình 2. Đặc tuyến ra của bóng GaN HEMT với các giá
trị Vgs khác nhau

B. Thiết kế đường cổng và đường máng bằng các
đường truyền MMIC
Đường cổng và đường máng được thiết kế bằng các
đoạn đường truyền phù hợp để hấp thụ các điện dung Cgs
của các FET lẽ, hấp thụ điện dung Cds của các FET chẵn
vào đường truyền, tạo thành cấu trúc lọc thông thấp LC
và lúc này trở kháng của đường truyền sau khi được phân
áp sẽ xấp xỉ 50 Ohm. Đây cũng là nguyên nhân dẫn đến
dải thông được mở rộng mà không cần phối hợp trở
kháng đầu vào đầu ra.
Sơ đồ nguyên lý đường máng và đường cổng lần
lượt được thể hiện trong Hình 5a và Hình 5b. Các
đường truyền MMIC Ld và Lg sau khi được phân áp
một chiều, hấp thụ các thành phần nội tại của bóng bán
dẫn, trở kháng đường truyền xấp xỉ 50 Ohm tại dải tần
công tác. Lúc này việc phối hợp trở kháng với thiết bị
đầu cuối 50 Omh của bộ khuếch đại phân bố là khơng
cần thiết. Để xác định kích thước của các đoạn đường

truyền Lg, Ld, trước tiên cần xác định các tham số nội
tại Cgs và Cds của bóng bán dẫn trong dải tần. Phương
pháp xác định nhóm nghiên cứu sử dụng là thông qua
kết quả đo đạc ma trận dẫn nạp [Y] của bóng FET và

ISBN 978-604-80-7468-5

Hình 3. Mơ hình tín hiệu nhỏ của FET

Y11 =

Ri Cgs2  2

D
Y12 = − jC gd

Y21 =

C

+ j  s + Cgd 
D


(1)
(2)

− j

gme

− jCgd
1 + j Ri Cgs

Y22 = g ds + j (Cds + C gd )

(3)
(4)

2
Trong đó D = 1 +  2Cgs
Ri2

Từ đó ta xác định được các giá trị nội tại của FET

21


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

Sơ đồ nguyên lý trên xác phần tử MMIC của đường
máng và đường cổng thể hiện trong hình 5a,b.

2

Re ( Y11 ) )
Im ( Y11 ) − Cgd 
(

 (5)
Cgs =

1+
 ( Im ( Y ) − C )2 

11
gd


Im ( Y22 ) − Cgd
(6)
Cds =



Kết quả điện dung Cgs và Cds của bóng bán dẫn
được thể hiện bởi Hình 4a,b. Cds trong khoảng 0.10 đến
0.12 pF, Cgs trong khoảng 0.40 đến 0.50 pF. Đối chiếu
với một số bóng FET đã được cơng bố, kết quả trên là
có độ tin cậy cao [9] [10] [11].
Sử dụng các đoạn đường truyền L1 và L2 trong
Hình 1 để tinh chỉnh pha của đường máng và đường
cổng đảm bảo đồng pha, tín hiệu ra là lớn nhất. Thiết
kế gồm 02 tầng, mỗi tầng gồm 05 sơ đồ cascode để
đảm bảo dải thông cũng như các tham số khác của bộ
khuếch đại.

Hình 5a. Đường máng bộ khuếch đại

Hình 5b. Đường cổng bộ khuếch đại
C. Thiết kế khung RC song song bằng linh kiện MMIC
Bộ khuếch đại sử dụng 10 khung cộng hưởng RC

song song được thiết kế như Hình 6. Giá trị R, C được
tính tốn và lựa chọn để chống hiện tượng tự kích ở dải
tần cao, ổn định mạch điện. Tuy nhiên việc sử dụng
nhiều khung RC ảnh hưởng đến chất lượng tín hiệu đầu
vào, giảm HSKĐ đầu ra, đây cũng là lý do khiến bộ
khuếch đại thiết kế sử dụng kiến trúc nối tầng để cải
thiện HSKĐ đầu ra, đảm bảo độ ổn định một trong một
dải tần rộng.
D. Mạch phân áp và tụ ghép tín hiệu Cp
Việc cấp nguồn một chiều cho transistor được thực
hiện thông qua các cuộn chặn Lch và đoạn đường
truyền trở kháng cao để đảm bảo rằng trong dải tần
công tác trở kháng của mạch phân áp là rất lớn so với
trở kháng đường truyền, ngược lại đối với tụ ghép Cp,
tại tần số 20 GHz, trở kháng của tụ điện là rất nhỏ so
với trở kháng đường truyền.
Sơ đồ mạch phân áp trên linh kiện MMIC thể hiện
trong Hình 7a, b, c. Trong thiết kế, phân áp một chiều
Vgs1 = -2V, Vgs2 = -0.5 V, Vds = 11V. Các mạch phân áp
Vgs1, Vds được kết hợp với kết hợp với các điện trở tải
Rg và Rd có thể dễ dàng điều chỉnh bằng các đường
truyền phụ nhằm giảm hệ số phản xạ đầu vào và đầu ra
của thiết kế, ổn định mạch điện.
Tín hiệu RF in ban đầu từ đầu vào tầng 1 trên
đường cổng từ trái qua phải sẽ được hấp thụ để khuếch
đại dần qua các FET 01, 03, …09 và thông qua hỗ cảm
gm của các FET, tín hiệu RF dư khơng được hấp thụ hết

Hình 4a. Điện dung nội tại Cds của FET trong dải tần
cơng tác đến 30 GHz

Hình 4b. Điện dung nội tại Cgs của FET trong dải tần
công tác đến 30 GHz
Pozar [8] đã chỉ ra rằng:
Lg
Z
(7)
Zg =
=
Y
Cg + Cgs / g
Zd =

Ld
Z
=
Y
Cd + Cds /

(8)
d

Bằng phương pháp này có thể xác định được kích
thước của các đoạn đường truyền Lg, Ld trong Hình 1
để hấp thụ các tham số nội tại đã xác định của FET.

ISBN 978-604-80-7468-5

22

Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thơng và Cơng nghệ Thơng tin (REV-ECIT2022)

Hình 7c. Phân áp một chiều Vds
trong đó

g

là hệ số suy hao pha đường cổng.

 d là hệ số suy hao pha đường máng.
g

là độ dài các đoạn đường truyền Lg.

d

là độ dài các đoạn đường truyền Ld.

Điện trở Rd nằm bên trái đường máng được thiết kế
trong mạch phân áp Vds có tác dụng hấp thụ và triệt
tiêu các tín hiệu được khuếch đại nghịch trên đường
máng. Tương tự cho tầng 2 của bộ khuếch đại.
Sơ đồ bộ khuếch đại phân bố sau khi layout như
hình 8, có kích thước khá nhỏ gọn 6.2mm x 3.7mm.

Hình 6. Khung RC song song

III. MƠ PHỎNG VÀ ĐÁNH GIÁ
Hình 9 thể hiện kết quả mơ phỏng các chỉ tiêu quan

trọng như: HSKĐ toàn bộ dải tần ứng với các sơ đồ
schematic và EM.
Hình 7a. Phân áp một chiều Vgs1

Hình 7b. Phân áp một chiều Vgs2

Hình 9. HSKĐ bộ khuếch đại DA MIMIC

sẽ được điện trở Rg ở tầng 1 hấp thụ hết. Tương tự ở
tầng 2, tín hiệu RF IN2 (RF OUT1) sẽ được các FET
11, 13,…19 hấp thụ và khuếch đại, tín hiệu khơng được
hấp thụ hết cũng được điện trở mắc cuối đường truyền
hấp thụ.
Tại tầng 1 tín hiệu sau khuếch đại đưa đến đường
máng gồm tín hiệu thuận và tín hiệu nghịch. Các tín
hiệu thuận sẽ được cộng dần và đưa đến đầu ra RF
OUT1 nếu đường máng và đường cổng thỏa mãn điều
kiện đồng pha [8]
 g g = d d
(9)

ISBN 978-604-80-7468-5

Tại 3.4 GHz HSKĐ đạt 25 dB. Từ 10 - 29 GHz
HSKĐ đạt 16 ± 2 dB. Kết quả mô phỏng từ điện trường
EM phản ánh phương pháp phân tích, tính tốn giá trị
nội tại và mơ hình thiết kế là phù hợp, trong dải tần
công tác, các đường máng và đường cổng đã lần lượt
hấp thụ được thành phần nội tại Cgs và Cds của bóng
bán dẫn, băng thơng được mở rộng.

Phản xạ đầu vào và đâu ra thể hiện trên hình 10. S11
tốt nhất tại tần số 11 GHz đạt được là -35dB, S22 tốt nhất
đạt được -32dB tại tần số 16 GHz và 25.5 GHz.

23


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thơng và Cơng nghệ Thơng tin (REV-ECIT2022)

Hình 8. Layout tồn mạch DA MMIC

Hình 10. Phản hồi đầu vào và đầu ra của bộ khuếch đại

Hình 12. Cơng suất ra Pout của bộ khuếch đại

Hình 11. Hệ số tạp âm (NF) của bộ khuếch đại
Hình 13. Hệ số ổn định của bộ khuếch đại

Việc sử dụng transistor hiệu ứng trường có hệ số
tạp âm nhỏ, sử dụng các đoạn đường truyền thay thế
các tụ điện và cuộn cảm, phân áp một chiều dịng Ids
nhỏ, hệ số tạp âm như Hình 11, từ 2 GHz-25 GHz hệ
số tạp âm đạt 2.5 -5 dB, từ 25 - 29 GHz đạt 5-7 dB.
Toàn bộ dải thông là nhỏ hơn 7 dB đạt yêu cầu của bài
toán thiết kế.
Ta thấy tại điểm nén 1 dB, hệ số khuếch đại công
suất (HSKĐCS) bằng 17.15 dB trong khi công suất ra
là 16.55 dBm.
Trong dải tần công tác từ 0 đến 29 GHz hệ số ổn định
lớn hơn 1, đảm bảo tính ổn định khơng điều kiện của bộ

DA được thiết kế, công suất một chiều Pdc đạt 4.78W.

ISBN 978-604-80-7468-5

Kết quả mô phỏng cho thấy bộ khuếch đại cơ bản
đạt được các mục tiêu theo hướng thiết kế. So sánh với
một số thiết kế cùng công nghệ [2], [3], [4], [7] ở Bảng
1 cho thấy bộ DA MMIC nhóm nghiên cứu đề xuất có
băng thơng rộng đáng kể so với các nghiên cứu này, hệ
số tạp âm tốt hơn, HSKĐ trong tồn bộ dải tần cơng tác
đạt 16 ± 2 dB là khá cao. Kết quả này là vì nhóm nghiên
cứu sử dụng sơ đồ cascode nối tầng, điểm làm việc tĩnh
dòng Ids nhỏ, cùng với việc tính tốn các thành phần
nội tại của bóng FET và tối ưu bằng các đoạn đường
truyền phù hợp để thay thế các tụ điện và cuộn cảm.

24


Hội nghị Quốc gia lần thứ 25 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ Thông tin (REV-ECIT2022)

IV. KẾT LUẬN
Trong bài báo này, chúng tơi đã trình bày phương
pháp thiết kế một bộ khuếch đại DA trên công nghệ
MMIC bằng phương pháp phân tích, tính tốn các thành
phần nội tại Cgs, Cds của bóng bán dẫn transistor hiệu
ứng trường NP2500MS, xây dựng sơ đồ cascode nối
tầng mới để đạt được dải tần làm việc từ 2 GHz đến 29
GHz, HSKĐ 16 ± 2 dB, Pdc nhỏ hơn 5W, S11 tốt nhất
đạt được là -35dB, S22 tốt nhất đạt được -32dB, mạch

ổn định khơng điều kiện trong tồn dải tần. Mơ phỏng ở
cấp độ tín hiệu nhỏ và tín hiệu lớn lớn cho kết quả tốt,

so sánh với các bài báo khác có cùng cơng nghệ MMIC
đã tham khảo cho thấy bộ DA đề xuất cho hệ số khuếch
đại cao hơn, hệ số tạp âm thấp hơn, công suất tiêu thụ
Pdc được cải thiện rõ rệt, phản xạ S11, S22 đầu vào và
đầu ra tốt hơn. Tuy nhiên nhược điểm của bộ DA đề
xuất cịn có S22 lớn từ tần số 29 GHz trở lên.
LỜI CẢM ƠN
Nghiên cứu này được tài trợ một phần bởi cơng ty
TNHH GIẢI PHÁP CƠNG NGHỆ ĐIỆN TỬ VIỆT.

Bảng 1. SO SÁNH KẾT QUẢ THIẾT KẾ VỚI MỘT SỐ BÀI BÁO NƯỚC NGOÀI
Tham
khảo

[2]

[3]

[4]

[5]

[6]

[7]

DA đề xuất

Dải tần
làm việc

1-18 GHz

1.5-17
GHz

DC-20

8-42 GHz

16 – 40
GHz

2- 20 GHz

2-29 GHz

Sơ đồ

NDPA
topology

NDPA
topology

Cascode

Dual-stage
NDPA

3-stage
NDPA

NDPA
topology

DualCascode

-

-

5-14 dB

-

-

-

5-8 dB

10-12 dB

10-13 dB

10-12 dB

23 - 25 dB

0.25 μm
GaN/ SiC
HEMT

0.2µm
AlGaN/GaN

10 ± 1 dB
0.25 µm
AlGaN/
GaN
HEMT

16 ± 2 dB

0.25 μm
GaN/ SiC
HEMT

14 ± 2 dB
100nm
AlGaN/GaN
T-gate
HEMTs

Hệ số tạp
âm (dB)

HSKĐ
Cơng nghệ

[2]

[3]

[4]

[5]

[6]

0.25 µm
AlGaN/ GaN
HEMT

P1dB

-

-

27 dBm

-

-

-

16.55 dBm

Pdc (W)

15 W

15 W

6.4 W

9W

9.33 W

16.8 W

4.78 W

Diện tích

[1]

0.15μm
Gallium
Nitride

10

mm2

15.35

mm2

-

6.58

15.6

mm2

15.2

mm2

22.9 mm2

International Microwave Symposium (IMS), 2016,
pp. 1-4, doi: 10.1109/MWSYM.2016.7540019.
[7] Dong-Hwan Shin, In-Bok Yom, “A DecadeBandwidth Distributed Power Amplifier MMIC
Using 0.25 μm GaN HEMT Technology” journal of
electromagnetic enginneering and science, vol.17,
NO.4, pp. 178-180, Oct 2017.
[8] David M. Pozar, “Microwave Engineering,” John
Wiley & Sons Inc, pp. 588-593, 2011.
[9] M. Berroth and R. Bosch, "Broad-band determination
of the FET small-signal equivalent circuit," in IEEE
Transactions on Microwave Theory and Techniques,

vol. 38, no. 7, pp. 891-895, July 1990, doi:
10.1109/22.55781.
[10] Yeong-Lin Lai and Kuo-Hua Hsu, "A new pinchedoff cold-FET method to determine parasitic
capacitances of FET equivalent circuits," in IEEE
Transactions on Microwave Theory and Techniques,
vol. 49, no. 8, pp. 1410-1418, Aug. 2001, doi:
10.1109/22.939921.
[11] Olvera Cervantes, J. L., Medina Monroy, J. L.,
Chávez Pérez, R. A., & Velázquez Ventura, A.
(2008). A new analytical method to extract the smallsignal equivalent circuit of high frequency FET
transistors. Microwave and Optical Technology
Letters, 50(2), 453–457. doi:10.1002/mop.23130.
[12]URL, />re/-pathwave-advanced-design-system.html.

TÀI LIỆU THAM KHẢO
Narendra Kumar, Andrei Grebennikov “Distributed
Power Amplifiers for RF and Microwave
Communications”. pp. 308-325.
J. Gassmann, P. Watson, L. Kehias and G. Henry,
"Wideband, High-Efficiency GaN Power Amplifiers
Utilizing a Non-Uniform Distributed Topology," 2007
IEEE/MTT-S International Microwave Symposium, 2007,
pp. 615-618, doi: 10.1109/MWSYM.2007.379976.
Campbell, C., Lee, C., Williams, V., Kao, M.-Y.,
Tserng, H.-Q., Saunier, P., & Balisteri, T. (2009). A
Wideband Power Amplifier MMIC Utilizing GaN on
SiC HEMT Technology. IEEE Journal of Solid-State
Circuits,
44(10),
2640–2647.

doi:10.1109/jssc.2009.2026824
K. W. Kobayashi et al., "Multi-decade GaN HEMT
Cascode-distributed power amplifier with baseband
performance," 2009 IEEE Radio Frequency
Integrated Circuits Symposium, 2009, pp. 369-372,
doi: 10.1109/RFIC.2009.5135560.
P. Dennler, D. Schwantuschke, R. Quay and O.
Ambacher, "8–42 GHz GaN non-uniform distributed
power amplifier MMICs in microstrip technology,"
2012 IEEE/MTT-S International Microwave
Symposium Digest, 2012, pp. 1-3, doi: 10.1109 /
MWSYM.2012. 6259604.
C. F. Campbell, S. Nayak, Ming-Yih Kao and Shuoqi
Chen, "Design and performance of 16–40GHz GaN
distributed power amplifier MMICs utilizing an
advanced 0.15µm GaN process," 2016 IEEE MTT-S

ISBN 978-604-80-7468-5

mm2

25