Kỹ thuật tách nguồn mù (bss) ứng dụng trong truyền thông không dây mimo hợp tác

Trang 1


MỤC LỤC
MỤC LỤC 1
DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CHỮ VIẾT TẮT 4
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ 6
DANH MỤC CÁC BẢNG 8
MỞ ĐẦU 9
CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN TRUYỀN THÔNG KHÔNG DÂY 12
1.1 Kênh truyền fading và kỹ thuật phân tập 12
1.1.1 Kênh truyền dẫn fading 12
1.1.2 Các kỹ thuật phân tập 15
1.2 Các kỹ thuật kết hợp phân tập 17
1.2.1 Phương pháp EGC (Equal Gain Combining) 18
1.2.2 Phương pháp MRC (Maximal Ratio Combining) 19
1.3 Kỹ thuật mã hóa không-thời gian 22
1.3.1 Mã hóa không-thời gian (Space-Time Coding) 22
1.3.2 Bộ giải mã ML (Maximum Likelihood) 26
1.4 Hệ thống MIMO 27
1.5 Tóm tắt chương 1 29
CHƯƠNG 2: HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG HỢP TÁC 30
2.1 Kỹ thuật truyền thông hợp tác 30
2.1.1 Kiểu hợp tác AF (Amplify-and-Forward) 32
2.1.2 Kiểu hợp tác DF (Decode-and-Forward) 39
2.1.3 Một số kiểu hợp tác khác 43
2.2 Hệ thống MIMO hợp tác 44
Trang 2


2.2.1 Không có kết hợp tín hiệu 46

2.2.2 Có kết hợp tín hiệu 49
2.3 Ước lượng kênh trong hệ thống truyền thông hợp tác 52
2.4 Tóm tắt chương 2 55
CHƯƠNG 3: KỸ THUẬT PHÂN TÁCH NGUỒN MÙ 57
3.1 Vấn đề phân tách nguồn mù 57
3.2 Phân tích thành phần độc lập (ICA) 59
3.2.1 Nguyên lý ước lượng trong ICA 60
3.2.2 Tiền xử lý tín hiệu 61
3.2.3 Thuật toán FastICA 63
3.2.4 Tính không xác định của ICA 68
3.3 Thuật toán BSS khác 69
3.3.1 Thuật toán JADE 69
3.3.2 Phân tích thành phần thưa (SCA) 70
3.4 Tóm tắt chương 3 73
CHƯƠNG 4: ỨNG DỤNG KỸ THUẬT BSS TRONG HỆ THỐNG MIMO HỢP
TÁC 74
4.1 Ước lượng kênh trong hệ thống MIMO hợp tác 74
4.2 Uớc lượng mù kênh truyền ở máy relay 76
4.3 Kết quả mô phỏng 78
4.3.1 Thông số mô phỏng 78
4.3.2 Có kênh truyền trực tiếp 78
4.3.3 Không có kênh trực tiếp 85
4.4 Tóm tắt chương 4 90
Trang 3


KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN 92
TÀI LIỆU THAM KHẢO 94

Trang 4

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CHỮ VIẾT TẮT
3GPP 3
rd
Generation Partnership Project
AF Amplify-and-Forward
AWGN Additive White Gaussian Noise
BCE Blind Channel Estimation
BER Bit Error Rate
BSS Blind Source Separation
CSI Channel Sate Information
CLT Central Limit Theorem
DF Decode-and-Forward
DSTC Distributed Space-Time Code
EGC Equal-Gain Combining
EVD eigenvalue decomposition
FDMA Frequency Division Multiple Access
IC Independent Component
ICA Independent Component Analysis
ISI Intersymbol Interference
JADE Joint Approximate Diagonalization of Eigenmatrices
LMMSE Linear Minimun Mean Square Error
LOS Line-Of-Sight
LTE Long-Term Evolution
MIMO Multiple-Input Multiple-Output
MISO Multiple-Input Single-Output
ML Maximum Likelihood
MLE Maximum Likelihood Estimation
MMSE Minimun Mean Square Error

MSE Mean Square Error
MRC Maximal Ratio Combining
Trang 5


NLOS Non-Line-Of-Sight
NMSE Normalized Mean-Square Error
OPA Optimal Power Allocation
OSTBC Orthogonal Space-Time Block Code
PCA Principle Component Analysis
pdf probability density function
SC Selection Combining
SCA Sparse Component Analysis
SIMO Single-Input Multiple-Output
SISO Single-Input Single-Output
SNR Signal-to-Noise Ratio
STBC Space-Time Block Code
STTC Space-Time Trellis Code
SVD Singular Value Decomposition
TDMA Time Division Multiple Access




Trang 6


DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ
Hình 1.1: Mô hình hệ thống SIMO 18
Hình 1.2: Xác suất outage của hệ thống SIMO dùng EGC [5] 20

Hình 1.3: Xác suất outage của hệ thống SIMO dùng MRC [5] 21
Hình 1.4: Sơ đồ khối hệ thống dùng mã hóa không-thời gian 23
Hình 1.5: Mô hình hệ thống MIMO 27
Hình 1.6: Dung lượng kênh truyền hệ thống MIMO [5] 28
Hình 2.1: Mô hình hệ thống truyền thông hợp tác 31
Hình 2.2: Hệ thống hợp tác có một máy relay 32
Hình 2.3: Kiểu hợp tác AF 33
Hình 2.4: So sánh xác suất outage của các kiểu hợp tác AF [5] 38
Hình 2.5: So sánh hiệu quả truyền hợp tác AF đơn anten khi có và không có kết hợp
tín hiệu ở máy đích 39
Hình 2.6: Kiểu hợp tác DF 40
Hình 2.7: So sánh xác suất outage của các kiểu hợp tác DF [5] 43
Hình 2.8: Mô hình MIMO hợp tác 45
Hình 2.9 : So sánh hiệu quả MIMO hợp tác AF không có kết hợp tín hiệu và truyền
trực tiếp 48
Hình 2.10 : So sánh hiệu quả MIMO hợp tác AF có và không có kết hợp tín hiệu và
truyền trực tiếp 52
Hình 3.1: Mô hình phân tách nguồn tín hiệu 57
Hình 3.2: Nguồn tín hiệu thưa 72
Hình 3.3: Phân bố tín hiệu trước và sau xử lý SCA [21] 72
Hình 4.1: BER hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng FastICA
hàm log, điều chế QPSK và N=512 79
Trang 7


Hình 4.2: NMSE hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng FastICA
hàm log, điều chế QPSK và N=512 80
Hình 4.3: BER hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng FastICA
hàm log, điều chế BPSK và N=512 81
Hình 4.4: BER hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng FastICA

hàm bình phương, điều chế QPSK và N=512 81
Hình 4.5: So sánh BER hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng
FastICA hàm log, điều chế QPSK theo giá trị N 83
Hình 4.6: So sánh NMSE hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng
FastICA hàm log, điều chế QPSK theo giá trị N 83
Hình 4.7: So sánh BER hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng
thuật toán JADE, điều chế QPSK theo giá trị N 84
Hình 4.8: So sánh BER hệ thống MIMO hợp tác AF có dùng kênh trực tiếp, dùng
FastICA hàm log, điều chế QPSK, N=512 theo lỗi ước lượng ở máy đích 85
Hình 4.9: BER hệ thống MIMO hợp tác AF không có kênh trực tiếp, dùng FastICA
hàm log, điều chế QPSK và N=512 86
Hình 4.10: BER hệ thống MIMO hợp tác AF không có kênh trực tiếp, dùng
FastICA hàm log, điều chế BPSK và N=512 87
Hình 4.11: So sánh BER hệ thống MIMO hợp tác AF không có kênh trực tiếp, dùng
FasICA hàm log, điều chế QPSK theo giá trị N 88
Hình 4.12: So sánh BER hệ thống MIMO hợp tác AF không có kênh trực tiếp, dùng
thuật toán JADE, điều chế QPSK theo giá trị N 89
Hình 4.13: So sánh BER hệ thống MIMO hợp tác AF không có kênh trực tiếp, dùng
FasICA hàm log, điều chế QPSK, N=512 theo lỗi ước lượng ở máy đích 90

Trang 8


DANH MỤC CÁC BẢNG
Bảng 4.1: Giá trị BER hệ thống MIMO hợp tác AF có kết hợp tín hiệu, dùng
FastICA hàm log, điều chế QPSK và N=512 80
Bảng 4.2: Giá trị BER hệ thống MIMO hợp tác AF có kết hợp tín hiệu, dùng
FastICA hàm log, điều chế QPSK theo giá trị N 82

Trang 9

MỞ ĐẦU
Hệ thống truyền thông hợp tác được nghiên cứu trong vài năm gần đây có thể
khai thác được tính phân tập không gian ngay khi các máy thu phát chỉ có một
anten, do đó có thể giảm được kích thước, độ phức tạp và chi phí cho thiết bị. Đây
là một kỹ thuật mới trong truyền thông không dây, cho phép người dùng có thể hoạt
động như một trạm chuyển tiếp (máy relay) hỗ trợ truyền tín hiệu đến người khác.
Tùy theo cách máy relay thực hiện xử lý và chuyển tiếp tín hiệu đến máy đích mà ta
có các kiểu hợp tác khác nhau, trong đó kiểu hợp tác khuếch đại-chuyển tiếp (AF -
Amplify-and-Forward) được xem là đơn giản nhất vì máy relay chỉ thực hiện
khuếch đại tín hiệu và sau đó truyền đến máy đích. Tùy theo hệ số khuếch đại mà
kiểu AF được chia thành hai loại: AF có hệ số khuếch đại cố định và AF có hệ số
khuếch đại biến thiên. Kiểu AF dùng hệ số khuếch đại biến thiên cho hiệu quả tốt
hơn so với hệ số khuếch đại cố định vì nó được tính theo hệ số kênh truyền giữa
máy nguồn và máy relay (kênh s-r), đảm bảo tín hiệu do máy relay truyền đến máy
đích có công suất ổn định và bằng với công suất tín hiệu do máy nguồn truyền [7].
Trong hệ thống MIMO (Multiple - Input Multiple - Output ) hợp tác, theo tài
liệu [1], thông tin kênh s-r cũng cần có ở máy đích để khôi phục tín hiệu. Do đó,
trong các đề tài nghiên cứu hiện nay về hệ thống hợp tác thường sử dụng cách ước
lượng thông tin kênh s-r trực tiếp ở máy đích dựa vào chuỗi huấn luyện do máy
nguồn gởi [1],[2]. Cách này có ưu điểm là máy nguồn không cần phải gởi chuỗi
huấn luyện cho máy relay, tránh được lỗi lượng tử khi chuyển thông tin kênh từ
máy relay đến máy đích, tiết kiệm được băng thông và công suất truyền tín hiệu.
Tuy nhiên, khi thông tin kênh s-r được ước lượng ở máy đích thì máy relay chỉ sử
dụng hệ số khuếch đại cố định được tính theo trị thống kê của kênh truyền nên làm
giảm hiệu quả hệ thống so với sử dụng hệ số biến thiên. Do đó đề tài này hướng đến
thực hiện ước lượng mù ma trận kênh truyền s-r ở máy relay mà không cần sử dụng
chuỗi huấn luyện, thông tin kênh sau ước lượng được sử dụng để tính hệ số khuếch
đại biến thiên.

Trang 10


Ước lượng mù ma trận kênh truyền là một ứng dụng của kỹ thuật phân tách
nguồn mù (BSS - Blind Source Separation). Mục tiêu chính của đề tài là áp dụng kỹ
thuật BSS ở máy relay trong mạng MIMO hợp tác để ước lượng ma trận kênh s-r
mà không cần dùng chuỗi huấn luyện. Khi đó máy relay dùng hệ số khuếch đại biến
thiên được tính theo hệ số kênh truyền ước lượng nên cho hiệu quả tốt hơn so với
dùng hệ số khuếch đại cố định. Luận văn được trình bày theo 4 chương như sau:
- Chương 1 trình bày về hiện tượng fading trong truyền thông không dây và
các kỹ thuật phân tập giảm ảnh hưởng của hiện tượng fading. Kỹ thuật mã
hóa STBC (Space-Time Block Code ) và hệ thống MIMO cũng được trình
bày để có khái niệm cơ bản trong hệ thống MIMO hợp tác.
- Chương 2 trình bày cơ bản về truyền thông không dây hợp tác với hai kiểu
hợp tác phổ biến là AF và DF (Decode-and-Forward). Chương này cũng
trình bày cách tính hệ số khuếch đại tối ưu trong hệ thống MIMO hợp tác
kiểu AF và vấn đề ước lượng kênh hợp tác ở máy đích dựa trên chuỗi huấn
luyện kênh.
- Chương 3 là nội dung cơ bản của kỹ thuật phân tách nguồn mù (BSS). Nội
dung chính của chương là ước lượng mù các tín hiệu thực và tín hiệu phức
bằng kỹ thuật phân tích thành phần độc lập (ICA - Independent Component
Analysis) và thuật toán JADE.
- Chương 4 là thực hiện ứng dụng kỹ thuật BSS để ước lượng mù kênh truyền
ở máy relay trong hệ thống MIMO hợp tác. Hai thuật toán ước lượng được
sử dụng là FastICA và JADE. Phần cuối của chương trình bày kết quả mô
phỏng trên máy tính hiệu quả của hệ thống MIMO hợp tác khi sử dụng kỹ
thuật BSS.
Kết quả của đề tài thể hiện hiệu suất hệ thống MIMO hợp tác khi sử dụng kỹ
thuật BSS ở máy relay. Khi đó máy relay có thể ước lượng được ma trận kênh s-r
mà không cần dùng chuỗi huấn luyện kênh, nên hệ số khuếch đại biến thiên được

dùng thay cho hệ số cố định để cải thiện hiệu suất cho hệ thống, nâng cao hiệu quả
sử dụng băng thông nên đặc biệt hữu ích trong các mạng truyền tin băng hẹp trong
Trang 11


thực tế. Vì còn nhiều hạn chế nên đề tài không tránh được sự thiếu sót, tác giả mong
nhận được ý kiến đánh giá, góp ý để hoàn thiện đề tài tốt hơn.

Trang 12


CHƯƠNG 1
TỔNG QUAN TRUYỀN THÔNG KHÔNG DÂY
Chương này trình bày các lý thuyết cơ bản về truyền thông không dây và kỹ thuật
phân tập không gian trong hệ thống có nhiều anten thu phát. Phần 1 của chương tóm
tắt về kênh fading đa đường và các kỹ thuật phân tập. Nội dung của phần 2 và phần
3 là các kỹ thuật kết hợp phân tập và kỹ thuật mã hóa được dùng trong phân tập
không gian khi máy phát và/hoặc máy thu có nhiều anten thu phát sóng. Cuối cùng
là tóm tắt về hệ thống MIMO khi máy thu và máy phát đều có nhiều anten.
1.1 Kênh truyền fading và kỹ thuật phân tập
1.1.1 Kênh truyền dẫn fading
Trong các hệ thống truyền thông không dây, tín hiệu được lan truyền trong
không gian gần mặt đất và tầng khí quyển nên bị ảnh hưởng bởi các vật thể xung
quanh trong môi trường lan truyền. Tín hiệu có thể lan truyền từ máy phát đến máy
thu theo nhiều đường khác nhau nên gây ra các thay đổi về pha, biên độ, góc đến
của tín hiệu ở máy thu, hiện tượng này được gọi là fading đa đường. Đây chính là
nguyên nhân gây suy giảm đáng kể chất lượng thông tin nhận ở máy thu. Kênh
truyền fading được phân loại thành các kiểu khác nhau: fading chậm và fading
nhanh, fading phẳng và fading lựa chọn tần số.
Nếu xét về mặt thời gian, kênh truyền fading được gọi là kênh fading chậm

nếu thời gian của một symbol tín hiệu truyền nhỏ hơn thời gian ổn định (coherent
time) của kênh truyền, ngược lại, kênh được gọi là kênh fading nhanh. Trong kênh
truyền fading chậm, kênh truyền ảnh hưởng giống nhau đến một số symbol nên sinh
ra lỗi cụm, trong khi đó kênh fading nhanh sẽ ảnh hưởng khác nhau đến các symbol
khác nhau. Xét về mặt tần số, nếu băng thông của tín hiệu truyền nhỏ hơn băng
thông ổn định (coherent bandwidth) của kênh truyền thì kênh được gọi là kênh
fading phẳng (flat-fading) và hệ thống còn được gọi là hệ thống băng hẹp, trong đó
các thành phần phổ của tín hiệu bị ảnh hưởng như nhau trên kênh truyền. Ngược lại,
trong hệ thống băng rộng, băng thông tín hiệu truyền lớn hơn băng thông ổn định
Trang 13


của kênh truyền thì kênh được gọi là kênh fading lựa chọn tần số (frequency
selective fading) [23].
1.1.1.1 Mô hình toán học
Trong các hệ thống truyền thông thực tế, tín hiệu của người dùng được máy
phát chuyển đổi lên một tần số sóng mang cho trước để truyền trên kênh vô tuyến
và máy thu sẽ chuyển tín hiệu về lại dạng băng tần gốc (baseband). Việc chuyển đổi
tần số của tín hiệu không ảnh hưởng đến quá trình xử lý tín hiệu băng gốc ở máy
phát và máy thu nên để đơn giản, các tín hiệu được biểu diễn ở dạng băng gốc. Mô
hình băng gốc thời gian rời rạc (discrete-time baseband equivalent model) biểu diễn
tín hiệu băng gốc ở dạng các mẫu rời rạc theo thời gian. Giả sử kênh truyền là flat-
fading,
[
]
x n
là tín hiệu truyền thứ n,
[
]
h n

là hệ số kênh khi truyền
[
]
x n
, hệ thống
bị ảnh hưởng bởi nhiễu AWGN (Additive White Gaussian Noise) w[n] có trị trung
bình bằng 0 và phương sai
2
w
σ
. Công thức toán học biểu diễn tín hiệu thu được
[
]
y n
qua kênh truyền flat-fading được biểu diễn như sau [5]:

[
]
[
]
[
]
[
]
y n Ph n x n w n
= +
(1.1)
trong đó P là công suất máy phát. Vì kênh truyền biến đổi ngẫu nhiên nên các hệ số
kênh truyền
[

]
h n
cũng là một biến ngẫu nhiên, có phân bố theo nhiều mô hình khác
nhau. Trong môi trường truyền dẫn đa đường không có đường truyền thẳng (LOS),
kênh fading đa đường có thể xem là tập hợp của các đường NLOS độc lập. Theo
định lý giới hạn trung tâm, hệ số kênh fading là số ngẫu nhiên phức có phần thực và
ảo là biến ngẫu nhiên Gaussian có trị trung bình bằng 0, phương sai
2
h
η
. Biên độ của
kênh là
( )
h n
có phân bố Rayleigh và pha
( ) ( )
n h n
φ
= ∠
phân bố điều trên (0, 2π).
Kênh truyền trong trường hợp này còn gọi là kênh Rayleigh fading. Trong trường
hợp kênh truyền giữa máy phát và máy thu có đường truyền thẳng thì được gọi là
kênh Rician fading.
Trang 14


1.1.1.2 Dung lượng kênh fading
Kênh truyền dẫn là phương tiện mang thông tin từ máy phát đến máy thu nên
khả năng mang thông tin của nó là một yếu tố cơ bản quan trọng. Dung lượng kênh
là một đại lượng thể hiện khả năng mang tin của kênh truyền dẫn, được định nghĩa

là tốc độ truyền tin giữa máy phát và máy thu lớn nhất mà vẫn đảm bảo xác suất tín
hiệu thu bị lỗi ở mức nhỏ tùy ý. Một hệ thống truyền thông có dung lượng kênh
càng lớn thì tốc độ truyền tin càng cao, lượng thông tin được truyền càng nhiều hơn
trong một đơn vị thời gian.
Chất lượng kênh truyền thay đổi ngẫu nhiên nên dung lượng kênh cũng là
một biến ngẫu nhiên. Ta xét kênh truyền flat-fading, tín hiệu thu có mô hình toán
học như Công thức (1.1) được viết lại một cách tổng quát như sau:

y Phx w
= +
(1.2)
trong đó x là tín hiệu ngõ vào kênh truyền có giới hạn công suất
2
[| | ] 1
E x
≤
, P là
công suất của máy phát. Giả sử máy thu phát biết đầy đủ thông tin trạng thái kênh
truyền (CSI - Channel Sate Information), tức là biết các hệ số kênh truyền h, dung
lượng kênh được tính là [5]:

( )
2
2
2
w
2
2
log 1
log 1 SNR

P h
C
h
σ
 
= +
 
 
 
= +
(1.3)
Nếu kênh truyền biến thiên theo quá trình ngẫu nhiên ergodic, và máy phát
không biết CSI, dung lượng kênh truyền có thể được tính theo trị trung bình, còn
gọi là dung lượng ergodic:

(
)
2
2
2
E log 1 SNR
h
C h
 
= +
 
(1.4)
Ta dễ dàng thấy được dung lượng kênh tỉ lệ thuận với tỉ số công suất tín hiệu so với
nhiễu (SNR - Signal-to-Noise Ratio). Tín hiệu thu có công suất càng lớn so với
Trang 15

nhiễu, hay nói cách khác hệ thống truyền thông được khử nhiễu tốt, dung lượng
kênh sẽ càng lớn.
Ngoài đại lượng dung lượng kênh truyền, đại lượng dung lượng outage cũng
là một đại lượng phổ biến đánh giá hiệu quả của hệ thống truyền tin với kênh truyền
fading. Outage là hiện tượng dữ liệu không thể khôi phục thành công ở máy thu.
Dung lượng outage được xác định theo xác suất xảy ra hiện tượng outage. Nếu tốc
độ truyền tin của hệ thống có kênh truyền flat-fading là R thì hiện tượng outage xảy
ra khi R lớn hơn dung lượng kênh truyền:

2
2
log (1 SNR )
h R
+ <
(1.5)
Do đó, xác suất xảy ra hiện tượng outage là :

(
)
(
)
( )
2
2
2
( ) Pr log 1 SNR
Pr SNR 2 1
R

Pout R h R
h
= + <
= < −
(1.6)
Với kênh truyền Rayleigh fading, đường bao của hệ số kênh truyền có phân
bố Rayleigh nên xác suất outage bằng [5]:

2
2 1
( ) 1 exp
SNR
R
h
Pout R
η
 
−
= − −
 
 
(1.7)
Như vậy, để đảm bảo tín hiệu khôi phục được ở máy thu thì ta phải truyền tín
hiệu với tốc độ thỏa mãn hiện tượng outage không xảy ra, tức tốc độ truyền của hệ
thống không lớn hơn dung lượng của kênh truyền.
1.1.2 Các kỹ thuật phân tập
Hiện tượng fading ảnh hưởng mạnh đến chất lượng truyền tin trong hệ thống
nên để hạn chế ảnh hưởng của nó, phương pháp đơn giản nhất là tăng thêm một
lượng công suất phát, còn gọi là khoảng dự trữ fading, để bù lại sự suy giảm của tín
hiệu. Một phương pháp phổ biến khác là sử dụng kỹ thuật phân tập. Kỹ thuật phân

tập tăng hiệu quả truyền tin cho hệ thống bằng cách truyền độc lập nhiều bản sao
Trang 16


của tín hiệu trên kênh truyền đa đường, khi đó xác suất xảy ra tất cả các bản sao tín
hiệu truyền bị suy giảm mạnh do fading được giảm đáng kể nên hiệu quả khôi phục
tín hiệu sẽ cao hơn. Việc truyền nhiều bản sao tín hiệu có thể được thực hiện trong
miền thời gian, tần số hoặc không gian.
Phân tập thời gian: tín hiệu được truyền lặp lại trong các khe thời gian cách nhau
một khoảng dài hơn độ thời gian ổn định của kênh. Kỹ thuật mã hóa kênh kết hợp
với đan xen là một phương pháp phân tập thời gian. Phân tập thời gian có hiệu quả
với kênh fading nhanh như trong môi trường có tính di động cao giữa các máy thu
phát vì khi đó, thời gian ổn định của kênh là rất nhỏ. Trong trường hợp kênh fading
chậm thì phân tập thời gian ít hiệu quả hơn vì độ trễ (khoảng cách) giữa các lần
truyền sẽ lớn.
Phân tập tần số: cùng một tín hiệu được truyền trên các sóng mang có tần số khác
nhau và cách nhau một khoảng lớn hơn khoảng băng thông ổn định của kênh để các
kênh là độc lập. Rõ ràng kỹ thuật này làm giảm hiệu quả sử dụng băng thông trong
hệ thống.
Phân tập không gian: được sử dụng khi máy phát và/hoặc máy thu có nhiều anten,
nên còn được gọi là phân tập anten, khi đó tín hiệu và bản sao của nó được truyền
trên các anten khác nhau. Các anten được đặt cách nhau một khoảng cách đủ xa tùy
theo bước sóng (λ) của sóng mang và môi trường truyền dẫn. Trong môi trường có
nhiều tán xạ gần mặt đất, khoảng cách anten trong máy di động thường là λ/2 đến λ
và trong trạm cố định (base station) là khoảng 10λ.
Phân tập hợp tác: đây là một kỹ thuật mới trong truyền thông không dây, cho phép
người dùng có thể hoạt động như một trạm chuyển tiếp hỗ trợ truyền tín hiệu đến
người khác. Máy chuyển tiếp (máy relay) cùng với máy nguồn hợp tác truyền tín
hiệu đến máy đích, tạo nên một mảng anten ảo mặc dù mỗi máy chỉ có một anten.
Mảng anten ảo này tương tự như mảng anten vật lý, có thể giảm ảnh hưởng của hiện

tượng fading vì cho phép máy thu thu được nhiều bản sao của tín hiệu từ các đường
khác nhau tương tự như khi máy có nhiều anten.
Trang 17


1.2 Các kỹ thuật kết hợp phân tập
Kỹ thuật phân tập không gian là kỹ thuật được dùng phổ biến trong các hệ
thống truyền thông hiện nay, với sự phát triển của công nghệ linh kiện điện tử nên
có thể tích hợp nhiều hơn một anten vào thiết bị cầm tay. Nếu máy thu có nhiều
anten thì tại một thời điểm máy thu sẽ thu được nhiều bản tín hiệu khác nhau ở các
anten khác nhau, các tín hiệu này có thể được kết hợp với nhau trước khi được đưa
vào bộ tách tín hiệu để cải thiện chất lượng khôi phục tín hiệu gốc. Đây là một kỹ
thuật nhằm khai thác tính đa đường của kênh vô tuyến ở máy thu, còn gọi là khai
thác tính phân tập thu.
Ta xét phương pháp kết hợp tín hiệu thông qua hệ thống SIMO (Single -
Input Multiple - Output ) tổng quát như Hình 1.1, trong đó máy thu có
r
N
anten và
sử dụng phương pháp kết hợp để kết hợp các bản tín hiệu thu ở các anten thành tín
hiệu tổng hợp sử dụng cho việc khôi phục dữ liệu. Giả sử kênh truyền dẫn vô tuyến
là kênh flat-fading và tín hiệu được đồng bộ chính xác, nhiễu liên ký tự (ISI -
Intersymbol Interference) được loại bỏ bởi các bộ cân bằng. Tín hiệu truyền là các
symbol ngõ ra của bộ điều chế tín hiệu với x[n] là symbol được truyền trong lần
truyền thứ n, có năng lượng đơn vị
2
{| [ ] | } 1
E x n
=
. Tín hiệu nhận được ở anten thứ

k của máy thu là:

[
]
[
]
[
]
[
]
k k k
y n Ph n x n w n
= +
(1.8)
trong đó P là công suất phát tại anten,
k
j
k k
h h e
φ
= là hệ số kênh truyền giữa anten
phát và anten thu thứ k,
[
]
2
(0, )
k k
w n CN
σ
∼

là nhiễu AWGN ở anten thu thứ k. Từ
Công thức (1.8), ta có tỉ số SNR của tín hiệu ở anten thu thứ k là:

2
2
k
k
k
P h
γ
σ
=
(1.9)
Giả sử thông tin kênh truyền là các hệ số h
k
, được biết ở máy thu bằng cách ước
lượng kênh truyền thì trước khi thực hiện tách tín hiệu, máy thu sẽ kết hợp tuyến
Trang 18



Hình 1.1: Mô hình hệ thống SIMO
tính các bản tín hiệu thu được từ các anten để nâng cao tỉ số SNR. Tín hiệu sau khi
kết hợp là:

[ ] [ ]
1
r
N
k k

k
z n y n
α
=
=
∑
(1.10)
trong đó các trọng số
k
α
được xác định tùy theo phương pháp kết hợp tín hiệu được
sử dụng ở máy thu. Các phương pháp kết hợp phổ biến nhất là SC (Selection
Combining), EGC (Equal-Gain Combining ) và MRC (Maximal Ratio Combining)
có độ phức tạp tính toán và hiệu quả khác nhau. Trong đó SC là phương pháp đơn
giản nhất, nó chỉ lựa chọn tín hiệu có tỉ số SNR cao nhất từ các tín hiệu thu được và
bỏ qua các tín hiệu còn lại. Phương pháp EGC và MRC có hiệu quả cao hơn so với
phương pháp SC nhưng cũng có tính phức tạp hơn. Hai phương pháp này lựa chọn
hệ số
k
α
có cùng mục đích là bù lại sự sai pha tín hiệu do ảnh hưởng của kênh
truyền và cho ra tín hiệu tổng hợp có tỉ số SNR tốt nhất.
1.2.1 Phương pháp EGC (Equal Gain Combining)
Phương pháp EGC sẽ nhân tín hiệu nhận được ở anten thứ k với một số phức
k
α
để bù lại sự sai pha của tín hiệu:

, 1,2, ,
k

k r
a e k N
φ
−
= =
(1.11)
Trang 19


Các hệ số
k
α
có pha khác nhau, nhưng có cùng độ lớn và không phụ thuộc vào giá
trị SNR của tín hiệu ở mỗi anten, do đó giảm được tính phức tạp cho hệ thống. Tín
hiệu tổng hợp ở ngõ ra của bộ kết hợp EGC là:

[ ] [ ]
[ ] [ ]
1
1 1
k
Nr
EGC k k
k
Nr Nr
j
k k
k k
z n y n
P h x n e w n

φ
α
=
−
= =
=
 
= +
 
 
∑
∑ ∑
(1.12)
và tỉ số SNR của tín hiệu ngõ ra bộ kết hợp EGC là:

[ ]
[ ]
2
2
1
1
r
2
2
1
1
k
Nr
Nr
k

k
k
k
EGC
N
Nr
j
k
k
k
k
E P h x n
P h
E e w n
φ
γ
σ
=
=
−
=
=
 
 
 
 
 
 
 
 

   
= =
 
 
 
 
∑
∑
∑
∑
(1.13)
Xác xuất xảy ra hiện tượng outage, là xác xuất tỉ số SNR nhỏ hơn một giá trị
ngưỡng nào đó, tức
(
)
0
Pr
EGC
γ γ
< , của hệ thống SIMO dùng EGC được cho ở Hình
1.2 với
0
1
γ
=
. Ta thấy rằng tốc độ giảm của xác suất outage tỉ lệ thuận với số anten
ở máy thu. Vì máy thu có nhiều anten sẽ thu được nhiều bản sao của tín hiệu, xác
suất thu được bản sao có chất lượng tốt sẽ cao hơn, cho ra tín hiệu kết hợp có tỉ lệ
SNR cao nên chất lượng hệ thống sẽ tốt hơn. Phương pháp EGC nhân các tín hiệu
nhận được với hệ số có cùng độ lớn, xem chất lượng các tín hiệu thu được là như

nhau nên không thể giảm ảnh hưởng của nhiễu trong tín hiệu thu được. Nhược điểm
này được khắc phục trong phương pháp MRC.
1.2.2 Phương pháp MRC (Maximal Ratio Combining)
Trong phương pháp MRC, các hệ số
k
α
được chọn theo liên hợp phức của
hệ số kênh truyền và tỉ số SNR của anten thu thứ k:

* 2 2
/ /
k
j
k k k k k
h h e
φ
α σ σ
−
= = (1.14)
Trang 20



Hình 1.2: Xác suất outage của hệ thống SIMO dùng EGC [5]

Các hệ số
k
α
có độ lớn khác nhau tùy theo anten, có thể bù sự sai pha cho tín hiệu
thu ở anten tương ứng và và có xét đến nhiễu ở anten đó. Những tín hiệu thu ở anten

có nhiễu lớn, hay có tỉ số SNR thấp sẽ được nhân với hệ số có độ lớn nhỏ và ngược
lại nên phương pháp MRC có thể cực đại tỉ số SNR của tín hiệu ngõ ra và tối thiểu
được xác suất xảy ra hiện tượng outage cho hệ thống. Tín hiệu ở ngõ ra của bộ kết
hợp MRC:

[ ] [ ] [ ]
( )
[ ] [ ]
1
2
*
2 2
1 1
r
r r
N
MRC k k k
k
N N
k
k
k
k k
k k
z n Ph x n w n
h
h
P x n w n
α
σ σ

=
= =
= +
 
= + 
 
 
∑
∑ ∑
(1.15)

Từ Công thức (1.15), ta có tỉ số SNR của tín hiệu ngõ ra bộ tổ hợp MRC:
Trang 21



[ ]
2 2
2 2
2 2
1 1
2 2
*
1
2
2
1
1
r r
r

r
r
N N
k k
N
k k
k k
MRC k
N
N
k
k
k
k
k
k
k
k
h h
P P
h
h
E w n
σ σ
γ γ
σ
σ
= =
=
=

=
   
   
   
   
= = =
   
 
 
 
 
 
 
∑ ∑
∑
∑
∑
(1.16)
Như vậy SNR của tín hiệu sau MRC là tổng SNR của tín hiệu ở tất cả anten thu.
Hình 1.3 cho ta xác suất xảy ra hiện tượng outage của hệ thống SIMO khi dùng
MRC tùy theo số anten ở máy thu. Cũng như phương pháp EGC, nếu số anten thu
càng nhiều, ta thu được nhiều tín hiệu hơn, kết quả là tỉ số SNR của tín hiệu sau kết
hợp cao hơn, ước lượng tín hiệu gốc chính xác hơn. Xác suất outage suy giảm mạnh
khi số anten càng lớn vì máy thu thu được nhiều bản sao của tín hiệu hơn. So với
phương pháp EGC, phương pháp MRC cho kết quả tốt hơn 1-2 dB vì MRC có xét
đến chất lượng của tín hiệu thu ở mỗi anten qua tỉ số SNR của mỗi tín hiệu. Tín
hiệu thu nào có chất lượng tốt hơn được nhân với trọng số cao hơn, do đó tăng tỉ số
SNR ở ngõ ra của MRC. Phương pháp MRC được xem là phương pháp có tỉ số
SNR cao nhất trong số các phương pháp kết hợp tuyến tính.

Hình 1.3: Xác suất outage của hệ thống SIMO dùng MRC [5]
Trang 22


Các phương pháp kết hợp trên cũng có thể được dùng khi máy thu chỉ có một
anten nhưng máy phát có nhiều anten, khi đó máy thu cũng thu được nhiều tín hiệu
từ máy phát và kết hợp chúng lại trước khi đưa vào bộ tách tín hiệu.
1.3 Kỹ thuật mã hóa không-thời gian
Khi máy phát có nhiều anten thì tín hiệu được phân bố truyền trên tất cả anten để
khai thác tính phân tập không gian ở máy phát. Trước khi được truyền, tín hiệu
được tiền xử lý bởi các kỹ thuật khác nhau tùy theo trạng thái thông tin kênh truyền
CSI ở máy phát. Phương pháp tạo búp sóng truyền (Transmit Beamforming) được
dùng khi máy phát biết đầy đủ thông tin CSI, khi đó tín hiệu phát được nhân với
trọng số bù cho các ảnh hưởng của kênh truyền và làm cực đại tỉ số SNR ở tín hiệu
thu. Tuy nhiên, trong thực tế máy phát khó biết được thông tin kênh truyền tức thời
vì kênh truyền vô tuyến luôn thay đổi theo thời gian. Nếu máy phát chỉ biết một
phần thông tin CSI, ví dụ như chỉ biết biên độ mà không biết pha kênh truyền, thì có
thể áp dụng kỹ thuật lựa chọn anten (Antenna Selection) để chọn các anten có kênh
truyền tốt nhất để truyền phát tín hiệu nhằm tăng khả năng chống nhiễu, tăng hiệu
quả khôi phục tín hiệu ở máy thu. Phương pháp mã hóa không-thời gian (STC -
Space-Time Coding) được dùng khi máy phát không biết thông tin về CSI, là
trường hợp phổ biến nhất trong hệ thống truyền thông không dây thực tế. Khi đó,
tín hiệu cần truyền được mã hóa trong cả miền không gian và thời gian, nên tín hiệu
được truyền trên nhiều anten qua các lần truyền khác nhau [5],[12].
1.3.1 Mã hóa không-thời gian (Space-Time Coding)
Phương pháp mã hóa không-thời gian thực hiện mã hóa tín hiệu trong cả
miền không gian và thời gian, kết quả là nó tạo ra bản sao của một tín hiệu. Mỗi tín
hiệu và bản sao của nó được truyền trên các anten khác nhau trong các lần truyền
khác nhau. Mục đích của mã hóa STC là cực đại độ lợi phân tập và giảm ảnh hưởng
của fading và nhiễu trong kênh truyền MIMO. Mã hóa STC có hai kiểu thường

được nghiên cứu và sử dụng là mã hóa khối không-thời gian (STBC - Space-Time
Block Code) và mã hóa lưới không-thời gian (STTC - Space-Time Trellis Code).
Trang 23


Kiểu mã hóa STTC là một dạng của kiểu mã hóa lưới (mã chập) cho độ lợi phân tập
bằng số anten phát và độ lợi mã hóa phụ thuộc vào số trạng thái của lưới. Tuy
nhiên, mã STTC yêu cầu máy thu có bộ giải mã Viterbi có độ phức tạp lớn để khôi
phục tính hiệu gốc nên không phổ biến trong các thiết bị cầm tay đơn giản. Kiểu mã
STBC cho độ lợi phân tập bằng với STTC nhưng có độ lợi mã hóa thấp hơn, ưu
điểm là bộ giải mã đơn giản hơn so với STTC và có thể thực hiện bằng xử lý tuyến
tính [12].
Hệ thống dùng mã hóa STC được mô tả như Hình 1.4, dữ liệu truyền được
điều chế M mức thành chuỗi các tín hiệu symbol. Giả sử máy phát có N
t
anten, khối
mã hóa STC dùng k symbol để mã hóa thành N
t
chuỗi tín hiệu có chiều dài T tạo
thành một ma trận từ mã S kích thước
x
t
N T
như Công thức (1.17). Các chuỗi tín
hiệu, tức các dòng của ma trận S, được truyền song song đến máy thu và cần T lần
truyền để truyền hết cả chuỗi tín hiệu. Do đó, tốc độ mã hóa của STC là
/R k T= ,
tức là k symbol được truyền trong T lần truyền. Nếu R = 1 ta gọi bộ mã hóa có tốc
độ tối đa (full rate).

[ ] [ ] [ ]
[ ] [ ] [ ]
[ ] [ ] [ ]
1 1 1
2 2 2
1 2
1 2

1 2
t t t
N N N
s s s T
s s s T
S
s s s T
 
 
 
=
 
 
 
 
(1.17)


Hình 1.4: Sơ đồ khối hệ thống dùng mã hóa không-thời gian
Trang 24

Thông thường, để giảm tính phức tạp cho bộ giải mã và khai thác đầy đủ tính
phân tập của kênh truyền MIMO, các ma trận S được thiết kế theo kiểu trực giao,
tạo nên kiểu mã hóa STC trực giao, tức là:

.
H
Nt
S S I
α
=
(1.18)
trong đó
α
là hằng số,
Nt
I
là ma trận đơn vị và khi đó máy phát sử dụng từ mã trực
giao như trên sẽ có độ lợi phân tập tối đa (full diversity gain) bằng N
t
.
Mã hóa Alamouti là một kiểu của mã hóa STBC trực giao (OSTBC -
Orthogonal Space-Time Block Code) được dùng khi máy phát có 2 anten. Ma trận
từ mã S của mã hóa Alamouti dùng k = N
t
= 2 symbol x[n] liên tiếp để mã hóa
STBC tạo nên 1 bộ từ mã S trực giao có T = 2:

[
]
[

]
[ ] [ ]
*
2
*
1 2
2 1
x x
S
x x
 
−
=
 
 
(1.19)
Từ mã S
2
được truyền trên 2 anten ở máy phát trong 2 chu kỳ truyền liên tiếp nên có
tốc độ mã hóa R=1 và độ lợi phân tập bằng 2. Mã hóa Alamouti được sử dụng rộng
rãi vì nó có độ lợi phân tập tối đa, tốc độ tối đa (R=1) và là kiểu mã hóa trong tiêu
chuẩn hệ thống WCDMA, CDMA-2000.
Kiểu mã hóa Alamouti được cho ở Công thức (1.19) là ma trận từ mã tối ưu
duy nhất trong trường hợp máy phát có 2 anten. Ma trận từ mã OSTBC được thiết
kế tối ưu khi thỏa mãn khai thác tối đa độ phân tập và tối thiểu số lần truyền T cần
để truyền hết từ mã. Công thức (1.20) là một kiểu mã hóa OSTBC khi máy phát có
3 anten, đạt độ phân tập bằng 3 và tốc độ mã hóa R = 3/4.

* *
1 2 3

* *
3 2 1 3
* *
3 1 2
0
0
0
x x x
S x x x
x x x
 
− −
 
= −
 
 
 
(1.20)
Tổng quát, trong trường hợp máy phát có số anten N
t
= 2
n
thì ma trận OSTBC được
thiết kế như sau [9]:
Trang 25



( )
(

)
( )
1
2 1
*
1 1
2 1
1 1
2
1 1
2
, ,
, ,
, ,
n
n
n
n
n n
H
n
n n
S x x x
S x x
x I S x x
−
−
+
−
+

+
 
−
=
 
 
 
(1.21)
với
i
x
là các symbol phức sau điều chế,
(
)
1 1 1
S x x
=
và n = 1,2,3,…Phương pháp
thiết kế ma trận mã hóa OSTBC như trên có tốc độ mã hóa là
(
)
1 / 2
n
R n= + . Ví dụ
với n = 1, tức máy phát có 2 anten thì ma trận từ Công thức (1.21) giống như Công
thức (1.19). Khi máy phát có 4 anten, n = 2, ta có ma trận mã hóa OSTBC được
thiết kế từ Công thức (1.21) sẽ là:

( )
* *

1 2 3
* *
2 1 3
4 1 2 3
* *
3 1 2
3 2 1
0
0
, ,
0
0
x x x
x x x
S x x x
x x x
x x x
 
− −
 
−
 
=
 
 
−
 
 
(1.22)
và có tốc độ đạt mã hóa là R = 3/4. Mã hóa OSTBC cho độ phân tập tối đa nhưng

tốc độ mã hóa tối đa chỉ bằng ¾ trong trường hợp máy phát có 3 hoặc 4 anten. Khi
số anten phát lớn hơn 4, tốc độ mã hóa sẽ giảm và khó thiết kế mã hóa OSTBC để
đạt được tốc độ mã hóa cao. Nhược điểm này có thể được khắc phục bởi kiểu mã
hóa STBC gần trực giao (quasi-orthogonal STBC). Ví dụ trong trường hợp máy
phát có 4 anten, ma trận mã hóa gần trực giao sau cho phép đạt tốc độ mã hóa tối
đa:

* *
1 2 3 4
* *
2 1 4 3
4
* *
3 4 1 2
* *
4 3 2 1
x x x x
x x x x
S
x x x x
x x x x
 
− −
 
− −
 
=
 
− −
 

 
 
(1.23)
Từ Công thức (1.23) ta thấy mã hóa gần trực giao S
4
có k = 4 symbol được truyền
và cần T = 4 lần truyền nên tốc độ mã hóa đạt được là R = 1, lớn hơn so với tốc độ
mã hóa trong Công thức (1.22). Theo tài liệu [9] thì kiểu mã hóa STBC gần trực
giao cho ta hiệu quả tốt khi truyền tín hiệu với tốc độ cao nhưng có tỉ số SNR thấp,