Chương 3: KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN VÀ NHÂN TẦN SỐ pdf

Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
Chương 3
KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN VÀ NHÂN TẦN SỐ
3.1. PHÂN TÍCH MẠCH KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN
(KĐCSCT)
Mạch KĐCSCT nằm ở ngõ ra máy phát thoả các yêu cầu sau: hiệu suất cao, ít sái
dạng, chọn lọc tần số, tận dụng tới ngưỡng khả năng cung cấp công suất của phần tử tích
cực (dòng và áp). Công suất ra có thể từ mW tới MW tuỳ theo mục đích sử dụng.
P
i
R
A
RFC
+V
cc
Hình 3.1. Mạch KĐCSCT dùng BJT (a) và FET (b).
RFC
Z
i
R
B
Z
iQ
C
B
V
Bo
R
eq
P
i

R
A
RFC
Z
i
R
G
Z
iQ
-V
Go
RFC
+V
DD
G
D
S
C
B
(a)
(b)
R
A
trở kháng Anten thường 50Ω; 75Ω.
C
B
tụ lọc thoát cao tần.
RFC cuộn chặn cao tần.
BJT, FET coi như không có quán tính, đáp ứng vào - ra tức thời.
Dùng đáp tuyến truyền dẫn I

C
(V
BE
) hay I
D
(V
GS
) phân tích nguyên lý hoạt động
mạch KĐCSCT nói chung
Giả sử V
Bo
= 0V, ta có đồ thò biểu diễn tín hiệu vào v
i
= V
i
cos ω
0
t và dòng I
C
(t) như
sau:
Mạch điện tử 3
18
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
V
BE
(V)
I
C
I

C
t
t
0 0,7
v
i
θ
θ
0
I
Cm
Đònh nghóa góc cắt θ : là một nửa khoảng thời gian
dòng Collector tồn tại trong một chu kỳ tín hiệu
Vậy chế độ A có θ = 180
0
; chế độ B: θ = 90
0
; chế độ C : θ < 90
0
; chế độ AB: 90
0
<
θ < 180
0
.
Phân tích I
C
(t) theo chuỗi Fourier:
I
C

(t) = I
Co
+ I
C1
cos ω
0
t + I
C2
cos 2ω
0
t + I
C3
cos 3ω
0
t + …
I
C
(t) = I
Co
+ I
C1
cos ω
0
t +
∑
∞
=
ω
2n
0C

tncosI
n
Thành phần dòng một chiều:
( ) ( )
m0
C0
2
0
CC
I.tdtI
2
1
I θα=ωω
π
=
∫
π
I
Cm
- biên độ xung dòng Collector; α
0
(θ) hệ số phân tích hài:
( )
( )
θ−π
θθ−θ
=θα
cos1
cossin
0

Biên độ thành phần dòng hài cơ bản: (hài 1)
( ) ( )
Cm1
2
0
CC
I.td.tcos.tI
1
I
1
θα=ωωω
π
=
∫
π
( )
( )
θ−π
θθ−θ
=θα
cos1
cossin
1
Biên độ thành phần dòng hài n: .
( ) ( )
Cmn
2
0
CCn
I.td.tncos.tI

1
I θα=ωωω
π
=
∫
π
( )
( )






θ−−
θθ−θθ
π
=θα
cos1)1n(n
ncossinncosnsin2
2
n
với n =2, 3, …
α
n(
θ
)
hệ số phân tích hài có dạng đồ thò sau:
Mạch điện tử 3
19

Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
30 60 90 120 150 180
40
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,54
α
n
(θ)
α
1
α
0
α
2
α
3
θ
ο
Hình 3.2. Đồ thò α
n
(θ)
Công suất nguồn cung cấp P
0
= I
co
.V

cc
.
Công suất ra của dòng hài cơ bản
11
cc
2
1c1
v.I
2
1
qRe.I
2
1
P ==
V
c1
= I
c1
.Req biên độ điện áp xoay chiều hài 1 ở Collector.
Req =
1c
1c
I
V
Trở kháng ra của BJT theo hài 1 ở chế độ đang xét.
Công suất tiêu tán trên collector P
tt
= P
o
- P

1
Hiệu suất tầng khuếch đại
ξ
α
α
===η
2
1
V.I
V.I
.
2
1
P
P
0
1
cc0c
1c1c
0
1
1
cc
1c
V
V
=ξ
hệ số sử dụng điện áp nguồn cung cấp
Vậy η
1

tỷ lệ với
)(0
)(1
θ
θ
α
α
30 60 90 120 150 180
1
2
θ
ο
( )
( )
θα
θα
η
o
1
1
~
Hình 3.3. Đồ thò
( )
( )
θα
θα
η
o
1
1

~
Mạch điện tử 3
20
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
Hiệu suất η
1
dẫn đến 1 khi góc cắt θ → 0 và trò tuyệt đối điện áp phân cực, biên
độ tín hiệu vào V
i
rất lớn phi thực tế. Do đó để có η
1
đủ lớn thường chọn 60
0
≤ θ ≤ 90
0
,
hiệu suất đạt η
1
= 0,7 ÷ 0,75, thực tế chỉ khoảng 0,6 ÷ 0,65. Tần số tăng, hiệu suất giảm.
Tuỳ điều kiện cụ thể chọn các chế độ khuếch đại khác nhau. Ví dụ trong truyền hình, vi
ba số cần có độ tuyến tính cao, dùng chế độ A. Trong máy phát thanh FM, thông tin FM,
trạm gốc thu phát BTS của bệ thông thông tin di động tế bào dùng chế độ B. Trong các
máy điện thoại di động, điện thoại cordless telephone dùng chế độ C. Một chế độ đặc biệt
là chế độ D sẽ được đề cập sau.
Điện áp tức thời trên cực C trong hình 3.1 là:
V
c
= V
cc
- V

c1
cos ω
0
t; V
c1
= V
cc
- V
CE bão hoà
Nếu coi ξ ≈ 1; 0; V
cmax
= 2V
cc
.
Vậy nguồn cung cấp chọn
2
V
V
maxCE
cc
≤
3.2. PHƯƠNG PHÁP TÍNH TOÁN TẦNG KHUẾCH ĐẠI CÔNG
SUẤT CAO TẦN
1) Cho tần số làm việc, công suất trên tải anten
2) Chọn linh kiện tích cực (BJT, FET, Đèn điện tử, … ) có các thông số từ sổ tay.
3) Chọn phân cực và mạch thích hợp.
4) Tính toán các thông số năng lượng P
0
, P
1

, η
1
, P
tiêu tán
, P
i
, …
5) Tính mạch phối hợp trở kháng vào và ra.
6) Công suất kích thích P
i
và trở kháng vào Z
i
là thông số tính ngược lại tầng trước
cuối.
Mức công suất nhiễu hài bậc cao
∑
∞
=2n
1
n
P
P
lg10
phải nhỏ hơn - 40 dB (CCIR)
P
i
= 3W
R
A
Hình 3.4. Sơ đồ mạch KĐCSCT thực tế điện thoại vô tuyến di động CRT 904.

Q
1
RELE
Ω= 50Z
i
f
o
= 70MHz
Ω50
Ω50
P
A
= 24W
Q
3
RELE
F 5A
+
SW
Q
2
G
R
R
C
Mạch phối vào
Mạch phối ra
Mạch bảo vệ
13,8 V
2SC 1946A

Mạch điện tử 3
21
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
R
A
Ω50
P
A
= 20W
P
i
= 2W
Ω= 50Z
i
68p
0,01
RFC
Q
1
15p
4/25p
f
o
= 94MHz
2SC 1946A
Hình 3.5. Modul KĐCSCT 20W/94MHz cho máy phát thanh FM.
+ V
cc
82
R

A
Ω50
Q
1
Q
2
10
56
47K
120
68
0,01 0,01
0,01
L
2
L
1
68K
+V
cc
f
i
= 16MHz
f
o
= 48MHz
C 2812
C 2814
Hình 3.6. Sơ đồ tầng ra điện thoại Cordless Telephone Sanyo.
2/8

Q
1
Q
2
18
0,01
+15V
2N3375
Hình 3.7. Modul 2 tầng KĐCSCT 12W - 175MHz.
0,01
68
7/35
100
R
A
Ω50
68
5/35
2T922B
2/8
Q
1
Q
2
103
+24V
2N3375
Hình 3.8. Modul 2 tầng KĐCSCT 20W - 138MHz cho điện thoại vô tuyến cố đònh.
103
10/30

100
R
A
Ω50
33
10/30
BLY93C
100
KĐCSCT mắc CE (BJT) cho hệ số khuếch đại công suất lớn nhưng bò giới hạn tần
số hoạt động. Tần số tăng, công suất giảm. Mắc CB cho hệ số khuếch đại công suất nhỏ
Mạch điện tử 3
22
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
hơn nhưng hoạt động ổn đònh hơn ở tần số cao. Phương pháp phân tích - tính toán tương tự
cách mắc CE.
R
A
+V
cc
Hình 3.9. KĐCSCT B chung.
C
B
P
i
Z
i
Hiện nay các loại FET, MOSFET, GaAs FET công suất cao tần được dùng rất
nhiều trong thông tin vệ tinh VSAT, thông tin di động, phát thanh. phát hình có hệ số
khuếch đại công suất lớn, ổn đònh ở tần số cao cỡ GHz. Phương pháp phân tích - tính toán
tương tự BJT.

Bảng thông số MOSFET model mới.
Loại Công suất ra P
0
Tần số hoạt động f
0
Hệ số khuếch đại công suất A
p
2 SK 2216 140 W 1 ÷ 15 GHz A
p
= 10
2 SK 2217 60 W 1 ÷ 15 GHz A
p
= 10
3.3. GHÉP SONG SONG VÀ ĐẨY KÉO
Các linh kiện BJT, FET, MOSFET bò giới hạn công suất ra. Một trong những cách
tăng công suất dùng ghép song song hoặc đẩy kéo.
1. Ghép song song: yêu cầu 2 vế cân nhau.
Ghép song song cho công suất ra tăng gấp hai lần so với mắc đơn, dòng ra tăng gấp
đôi, tuy nhiên trở kháng ra của mỗi vế giảm một nửa để bảo đảm chế độ hoạt động tối ưu.
Công nghệ kỹ thuật cao cho phép chế tạo một hay nhiều cặp bán dẫn cùng thông số trên
một phiến tinh thể tiện dụng cho thiết kế mạch. Đấu song song làm tăng điện dung vào –
ra của tầng khuếch đại, giảm tần số hoạt động. Việc khó phối hợp trở kháng và sự không
tuyệt đối giống nhau của 1 cặp bán dẫn làm hạn chế kiểu mắc này.
Mạch điện tử 3
23
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
R
A
100
+V

cc
Input
(a)
R
A
+V
cc
(b)
Hình 3.10. Ghép song song KĐCSCT (a) B chung; (b) E chung.
2. Ghép đẩy kéo: dùng phổ biến, có phân cực góc cắt θ = 90
0
, khuếch đại tuyến tính. Đó
là hai bộ KĐCSCT giống nhau ghép chung tải, được kích bởi hai tín hiệu vào cùng biên
độ, ngược pha qua biến áp T
1
.
R
A
Hình 3.11. Mắc đẩy kéo dùng BJT: 80W; A
p
= 16.
Ω50
P
A
80W
+V
cc
Σ
I
P

i
5W
2 - 30MHz
Q
1
Q
2
I
1
I
2
T
1
T
2
Q
1,2
MRF 454
Để đạt chế độ tối ưu, trở kháng ra mỗi vế gấp hai lần mắc đơn dòng hài cơ bản
không đổi nên công suất ra gấp hai lần so với mắc đơn. Ghép đẩy kéo push - pull so với
mắc đơn. Ta có:
Mạch điện tử 3
24
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
P
i
63W
10 - 30MHz
T
1

T
2
Q
1
Q
2
Bias
2,7 µH
20 µH
2,7 µH
20 µH
Ω20
Ω20
0,003
0,003
410
0,003 0,47
10 µH
V
cc
50V
RF out
9:116:1
Bias
Σ
I
I
2
I
1

0,1
Q
1,2
MRF 154
Hình 3.12. Mắc đẩy kéo dùng MOSFET 1KW; A
p
= 12dB.
;y;AA;P2P;I2I;P2P;II
11ppiicc11cc
ppppppo
pp
opp1
pp
1
η======
−−−
−
−
−
Ưu điểm ghép đẩy kéo:
1. Tăng công suất gấp hai lần mắc đơn
2. Cho chế độ đơn hài không cần mạch lọc phối hợp phức tạp khi θ = 90
0
.
3. Tụ lọc nguồn nhỏ dễ có.
4. Khuếch đại tuyến tính.
Nhược điểm: khó thực hiện đồng nhất hai vế, tuy nhiên vẫn làm được, do đó được
ứng dụng rất phổ biến.
Dòng ra của Q
1.2

chảy qua cuộn sơ cấp T
2
ngược chiều nhau và lệch nhau 180
0
, do
đó dòng chảy qua cuộn thứ cấp T
2
tỷ lệ với hiệu của chúng
I = I
l
- I
2
= I
cl
cos ω
0
t + I
c3
cos 3ω
0
t + I
c5
cos 5ω
0
t + …
Ở chế độ B(θ = 90
0
) hài lẻ 3, 5, 7 … bằng không nên dòng ra chỉ còn thành phần cơ
bản I = I
l

- I
2
= I
cl
cos ω
0
t. Vậy mạch lọc phối hợp ra đơn giản.
Dòng tổng I
Σ
= 2I
c0
+ 2I
c2
cos 2ω
0
t + 2I
c4
cos 4ω
0
t + …
Các thành phần hài cao dễ lọc dưới tụ lọc nguồn nhỏ.
Mạch điện tử 3
25
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
Input
Ω50
20p
20p
3p
3p

λg/4
1n
1n
4,7K
4,7K
V
GG
V
GG
V
DD
V
DD
1n
1n 10µ
10µ
5p
5p
10p 10p
λg/4
Ω50
Output
Q
1,2
2SK2216
Q
1
Q
2
Hình 3.13. KĐCS ra cao tần trạm gốc BTS điện thoại di động f

o
= 860MHz; P
A
= 280W,
η
1
= 0,55.
3.4. GHÉP PHỨC HP ĐẨY KÉO - SONG SONG
Cho công suất ra lớn.
T
1
Q
1,2,3,4
MRF 150
Q
1
Q
2
Hình 3.14. Ghép phức hợp 600W - UHF.
Q
3
Q
4
T
2
T
3
Bias
50V
Mạch điện tử 3

26
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
3.5. CỘNG CÔNG SUẤT CAO TẦN
Cộng công suất cao tần từ các modul công suất lớn hơn được dùng nhiều trong các
hệ thống phát thanh, truyền hình, …
Đối với hình 3.15 cần thoả mãn:
231
21
C
2
C
1
C
1
LLX
ω
=
ω
=
ω
=ω=ω=
R
B
= 2R
L
X = R
L
.
2
R

B
= 2R
R
L
= R
L
2
L
1
C
2
C
1
C
3
Z
i
= R Z
i
= R
Hình 3.15. Cộng công suất dùng LC hình
π
.
Z
i
= R
R
L
= R
Z

i
= R
R
B
= 2R
Z
i
= R
R
L
= 2R
Z
i
= R
R
B
= 2R
T
2
1:1
T
1
1:1
Hình 3.16. Cộng công suất dùng biến áp cho hai loại tải.
(a) Tải đối xứng (b) Tải bất đối xứng
Hình 3.17. Nguyên lý cộng modul công suất lớn.
: +
+
Mạch điện tử 3
27

Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
3.6. VI MẠCH KĐCSCT
Ngày nay công nghệ vi mạch hiện đại đã chế tạo nhiều modul KĐCSCT có chất
lượng, gọn nhỏ đặc biệt hữu dụng trong các máy di động, cầm tay. Ví dụ vi mạch IC 16
lead psop 1,9 GHz HBT PA - LNA T/R MMIC.GaAs.
Vi mạch. này chế tạo theo công nghệ MMIC (Monolithic Microwave Integrated
circuits) gồm 2 tầng KĐCSCT có mức ra 23 dBm, điều chỉnh công suất bằng cách thay đổi
nguồn cung cấp và l tầng khuếch đại nhiễu thấp LNA (Low Noise Amp) ngỏ vào máy thu
điện thoại di động ở tần số 1,9 GHz.
Power
down
Power
down
Lpackage
8,2p
1,8p
R
BB
R
f
Lpackage
1,8p
15p
36ma
110ma
23dBm
V
cc
PA
V

cc
driver
Pd
V
ce
driver
V
cc
PAPd
Hình 3.18. Sơ đồ vi mạch KĐCSCT điện thoại di động cầm tay.
R
3
R
1
R
2
C
1
C
2
C
3
+
+
+
1
2
3
4
MHW

252
R
A
Ω50
+ V
cc
13,6V
Hình 3.19. Vi mạch MOTOROLA MHW 252 / 25W / 144 - 148MHz.
Mạch điện tử 3
28
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
C
1
C
2
C
3
C
4
C
5
C
6
C
7
C
7
C
8
Z

1
Z
2
R
A
Ω50
MHW 820
1
2
3 4 5
RF
in
V
cc1
V
cc2
V
cc3
12,5V/0,45A 12,5V/1,25A 12,5V/3,2A
C
1,4,7
: 1µF; C
2,5,8
: 1µF; C
3,6,9
: 0,0015µF
Hình 3.20. Vi mạch MOTOROLA MHW 820 / 20W / 806 - 950MHz / A
p
= 20dB
dùng cho trạm gốc BTs điện thoại di động tế bào.

3.7. TRUNG HÒA
Hệ số khuếch đại và độ ổn đònh của KĐCSCT có thể được cải thiện bằng cách
giảm hồi tiếp ký sinh qua điện dung giữa các điện cực bên trong phần tử tích cực như C
b'c
của BJT mắc E chung, C
GD
của FET mắc S chung hay C
GA
của đèn điện tử mắc catot
chung. Đèn và FET có trở kháng vào và ra lớn, đường hồi tiếp giữa các điện cực phải có
trở kháng cao để thành sự giảm độ lợi do hồi tiếp âm. Nếu hồi tiếp dương, mạch sẽ tự
kích. Tần số càng tăng, ảnh hưởng hồi tiếp ký sinh càng lớn. Bằng cách thêm một nhánh
hối tiếp song song tử ngỏ ra trở lại ngỏ vào, có thể triệt tiêu hồi tiếp ký sinh bên trong linh
kiện tích cực. Kỹ thuật này gọi là trung hoà.
R
n
Hình 3.21. Mạch trung hòa.
R
A
V
cc
C
n
C
b’c
+
-
L
a
L

b
V
cc
C
b’c
L
n
C
B
(a) (b)
c'b
2
n
C
1
L
ω
=
a
b
c'bn
L
L
CC =
Mạch điện tử 3
29
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
Hình 3.22. Modul KĐCSCT chế độ A - máy phát TV VHF Z
i
= Z

o
= 50Ohm; A
p
= 13dB; P
o
= 30W; V
cc
= 28V; tần số 175 - 230 MHz.
Ω50
Ω50
Ω50
Z
i
=
Ω50
Z
o
=
V
B
V
B
V
B
V
B
BLV 33F
TPV 385
Q
1

V
cc
+20V
2N3866
Hình 3.23. KĐCSCT chế độ A - 1W truyền hình băng V
L
.
R
A
Q
2
2N3375
Q
1
V
cc
+20V
2T911A
Hình 3.24. KĐCSCT chế độ A - 1W truyền hình băng V
H
.
R
A
Q
2
2T930A
Mạch điện tử 3
30
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
3.8. NHÂN TẦN SỐ

Một dạng đặc biệt của khuếch đại chế độ C là nhân tần số. Từ phân tích hài ta
thấy nếu tải cộng hưởng ở n lần tần số vào thì thành phần dòng hài I
Cn
tạo nên sụt áp V
Cn
=
I
Cn
cos nω
0
t. Req(nω
0
) có tần số gấp n lần tần số vào tức là có nhân tần số.
Nhân tần số nhân cả độ di tần dùng trong máy phát FM. Ngoài ra nó có thể là khâu
trung gian tạo tần số cao ổn đònh từ dao động chuẩn thạch anh.
Để đạt chế độ tối ưu I
CnMax
= α
nMax
.I
Cm
, góc cắt cần có
n
120
0
n
≈θ
và
n
54,0

n
120
0
n
Max
≈








α
.
Công suất ra
)n(qRe.I
2
1
P
0
2
Cnn
ω=
Hiệu suất
0
n
n
P

P
=η
Với n tăng, I
Cn
và P
n
giảm nhanh nên thường chỉ nhân 2, 3, 4, 5. Để nhân nhiều,
khuyến nghò khuếch đại giữa các tầng nhân. Mạch thực tế nhân tần không đòi hỏi ở chế
độ tối ưu để đơn giản thực hiện mà chỉ cần lấy ra tần số mong muốn.
Q
1
V
cc
+12V
2N743
Hình 3.25. Mạch nhân hai tần số.
1000
1000
21MHz
170/780 170/780
6/80 6/80
C
1
C
2
L
1
42MHz
V
cc

12V
3 x BF244
Hình 3.26. Khuếch đại cao tần và nhân tần số n = 12.
12MHz
10n 560
33
100
100K
470
10n
1n
10n 68
33
100K
3,3K
10n
1n
10n
150
4,7K
220K
2,2K
10n
33
10n
10n
22
22
12
3,3K

47K
0,01
144MHz
Khuếch đại
x 3 x 2
x 2
BS x 20
Mạch điện tử 3
31
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
220
30
1K
500
15K
33K
12
500
500
9V
500 500 500
TA
60
15K
8,2K
47
47
47
47
out To Tx

out To Rx
450MHz
V
cc
12V
osc
x 3
x 3
3 x BF199
Hình 3.27. Dao động thạch anh và nhân tần số n = 9.
Nhân tần số thường dùng trong máy phát FM, PM để tăng độ di tần, độ di pha cũng
như chỉ số điều chế, thực hiện FM dải rộng. PM dải rộng.
3.9. KHUẾCH ĐẠI CHẾ ĐỘ D
Chế độ A Cho khuếch đại tuyến tính cao, dùng trong truyền hình, viba số mặc dù
hiệu suất nhỏ hơn 0,5. Chế độ B và C có hiệu suất cao hơn, công suất tiêu tán vẫn lớn
khoảng một phần ba công suất nguồn cung cấp (η
1
= 0,65 ÷ 0,75), dải thông hẹp, tuy nhiên
được ứng dụng rộng rãi do tính hữu hiệu. Chế độ D hay còn gọi chế độ khoá dưới đây cho
hiệu suất rất cao, công suất tiêu tán rất thấp, độ tin cậy cao, dùng trong một số trường hợp
đặc biệt.
Ở chế độ D bán dẫn có hai trạng thái hoặc tắt, dòng i
c
= 0 hoặc dẫn đến bão hoà I
c
= I
cm
; điệïn áp cực C: V
c
= V

sat
≈ 0 . Việc chuyển trạng thái rất nhanh do nguồn kích lớn
nên công suất tiêu tán (tổn hao) rất nhỏ, hiệu suất chuyển đổi có thể đạt gần bằng 1
(100%) Đây chính là cơ sở của chế độ khuếch đại D, E, S.
Hình 3.28. (a) Khuếch đại chế độ D; (b) Mạch tương đương; (c) Dạng tín hiệu ra.
v
i
Q
1
Q
2
v
a
L L
C C
R
L
R
L
v
a
V
cc
V
cc
-V
cc
-V
cc
(a) (b)

v
a
V
cc
-V
cc
0
t
(c)
Mạch điện tử 3
32
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
Nếu Q
1
tắt, Q
2
dẫn đến bảo hoà và ngược lại. Dạng tín hiệu vào kích v
i
chữ nhật,
dạng tín hiệu ra V
a
cũng chữ nhật. Từ phân tích chuỗi Fourier có biên độ điện áp hài cơ
bản:
π
≈
cc
1
V4
V
Mỗi bán dẫn Q

l.2
dẫn nửa chu kỳ nên dòng máng một chiều của mỗi transistor là:
∫
π
=ω
π
=
2T
0
L
2
cccc
L
Do
R.
V4
tdtsin.
V4
TR
1
I
T - chu kỳ tín hiệu.
Công suất nguồn cung cấp
L
2
2
cc
Docc0
R.
V8

I.V2P
π
==
Công suất ra
lýtưởng1
L
2
2
cc
L
2
cc
L
2
11
P
R.
V8
R2/
V4
R.V
2
1
P =
π
=







π
==
Đây là trường hợp lý tưởng, hiệu suất
1
P
P
0
1
1
==η
.
Ví dụ: Thiết kế khuếch đại công suất chế độ D có công suất 20W, tải 50Ω. Tính V
cc
và I
Do
.
Giải:
V1,35
8
.R.P
VW20
R.
V8
P
2
L1
cc
L

2
2
cc
1
≈
π
≈⇒=
π
=
A285,0
R.
V4
I
L
2
cc
Do
=
π
=
Thực tế khi dẫn hoàn toàn điện áp bão hoà của BJT và điện trở dẫn R
on
của FET
khác 0. Ở BJT V
C bão hoà
< 0,l V
cc
phân tích cho thấy hiệu suất chuyển đổi
9,0
V

V
1
cc
hoàbão
1
>−=η
. Còn η
1
về lý thuyết đạt 0,81.
Một lưu ý: cần có tải tiêu tán cho hài bậc cao ở trong mạch.
L
C
V
cc
-V
cc
R
L
R
on
R
on
V
L
Hình 3.29. Mô hình FET không lý tưởng ở chế độ D.
Giả sử mạch điều hưởng nối tiếp LC có độ chọn lọc cao điện áp ra trên tải là:
Mạch điện tử 3
33
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
( )

tsin.Vtsin.
RR
R.V4
v
L
onL
Lcc
L
ω=ω
+π
=
Dòng một chiều của nguồn cung cấp:
)RR.(
V4
I
onL
2
cc
Do
+π
=
Công suất nguồn cung cấp
)RR.(
V8
P
onL
2
2
cc
0

+π
=
Công suất ra tải
2
onL
L
tưởnglý1
2
onL
L
2
2
cc
1
RR
R
P
)RR(
R
.
V8
P









+
=
+π
=
Hiệu suất hài 1
L
on
onL
L
0
1
1
R
R
1
RR
R
P
P
−=
+
==η
Nếu R
o
<< R
L
thì η
1
→ 1.
Ví dụ: Cho VMOS 2N6659S có R

on
= 2Ωõ với điện áp kích cực cổng 8V. Công suất ra P
1 lý
tưởng
= 20 W; R
L
= 50Ω. Tính công suất ra thực và hiệu suất.
Giải:
W5,18
250
50
20
RR
R
PP
2
onL
L
tưởnglý11
=






+
=









+
=
962,0
250
50
RR
R
onL
L
1
=
+
=
+
=η
3.10. KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN CHẾ ĐỘ S
Điều rộng
xung
Khuếch đại
điều rộng xung
Lọc thông
thấp
h(t)
V

cc
S
(t)
S
(t)
= Acosω
s
t
Hình 3.30. Sơ đồ khối khuếch đại chế độ S.
Hiệu suất chuyển đổi cao của khuếch đại chế độ D được ứng dụng vào các kiểu
khuếch đại khoá khác như khuếch đại tín hiệu đã điều rộng xung. Sau đó khôi phục lại tín
hiệu ban đầu. Đó là nguyên lý KĐCS chế độ S.
Chế độ này không phổ biến, đôi khi còn gọi là chế độ D dải rộng, được ứng dụng
trong máy phát thanh AM công suất rất lớn, hiệu suất cao, độ tin cậy cao.
Tín hiệu vào S
(t)
được điều chế điều rộng xung (ĐRX). Tín hiệu ĐRX có biên độ
không đổi nhưng độ rộng xung thay đổi theo tín hiệu vào được khuếch đại ĐRX. Đây là
một dạng KĐ khoá, chế độ D. Tín hiệu ĐRX có dạng:
Mạch điện tử 3
34
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số
( )
( )
[ ]
( )
0nmvới
2
1
nmj

nmA.J.)j(
jm
e
1
T
1
tX
m n
s0
s0n
n
m
0
tjm
m
0
≠+






+
ω+ω
ω+ω−
−
ω
−=
∑ ∑∑

∞
−∞=
∞
−∞=
∞
−∞=
ω
Trong đó có thành phần tín hiệu vào ω
s
, thành phần tần số lấy mẫu ω
0
và tổ hợp.
Sau bộ khuếch đại chế độ D có bộ lọc thông thấp lọc lấy thành phần tần số thấp ω
s
chính
là tín hiệu S(t) được khuếch đại. ω
0
chọn lớn hơn nhiều lần ω
s
. Ví dụ trong máy phát thanh
AM điều chế Anod qua ĐRX có f
0
khoảng từ (80 ÷ 150) KHz.
Sự khác biệt giữa chế độ D và S ở chỗ ngỏ ra bộ khuếch đại chế độ D có mạch
điều hưởng ở tần số tín hiệu vào, còn ở chế độ S là mạch LPF.
v
c
LPF
C
R

L
V
ce
-V
ce
C
Hình 3.31. Mạch khuếch đại công suất cao tần chế độ S.
Đáp ứng của bán dẫn ở chế độ khoá (Swiching) bò giới hạn ở tần số đóng mở (on -
off) cao.
Khuếch đại công suất cao tần chế độ D được dùng khuếch đại tín hiệu điều chế tần
số kiểu FSK (frequency shift keyed) và trong một số trường hợp đặc biệt như tạo nguồn
AC từ DC (converter) … Mạch ĐRX có thể là một bộ so sánh tín hiệu vào với tín hiệu
xung tam giác, tạo nên ngỏ ra của nó tín hiệu ĐRX có độ rộng thay đổi theo tín hiệu vào.
3.11. KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN CHẾ ĐỘ E
Khuếch đại (KĐ) chế độ D sử dụng bán dẫn như một khoá (switch) chuyển đổi
công suất. Ở chế độ E, chỉ có một bán dẫn hoạt động ở chế độ khoá (on - off).
L
R
L
V
cc
Hình 3.32. Mạch khuếch đại công suất cao tần chế độ E.
C
1
C
C
2
Mạch điện tử 3
35
Chương 3: Khuếch đại công suất cao tần và nhân tần số

Sự khác biệt chế độ E so với D còn ở chỗ mạch điều hưởng ngõ ra được thiết kế
sao cho công suất tiêu tán là cực tiểu khi bán dẫn ở trạng thái chuyển mạch (on – off, off -
on).
Ở tần số cao, ngoài tổn hao do điện trở bão hoà còn có tổn hao do quán tính
chuyển mạch, tổn hao chuyển mạch. Các tổn hao đó tăng khi tần số tăng do đó hiệu quả
của chế độ này so với chế độ B, C chỉ khi tần số làm việc thấp hơn một cấp Giả sử xung
có độ rộng 2θ = 180
0
; khi đó có:
2
I
I;I.
2
I
cm
ccmc
01
=
π
=
( )
hoàbãocccc
VV
4
V
1
−
π
=
Công suất nguồn cung cấp

cccm0
V.I
2
1
P =
Công suất tiêu tán chế độ khoá trong 1 chu kỳ
cc
hòabãoc
0hòabão
2
cmcctt
V
V
PrI
2
1
td).t(V).t(I
2
1
P ==ω
π
=
∫
π
π−
Hiệu suất chuyển đổi chế độ khoá:
( )
cc
hòabãoc
0

tt
0
tántiêu0
V
V
1
P
P
1
P
PP
−=−=
−
=η
Đây là hiệu suất chuyển đổi nguồn cung cấp sang các thành phần công suất hài
∑
∞
1
n
P
Ở máy phát công suất ra có ích của hài 1 . loại hài bậc cao.








−

π
=η
π
===η
cc
hòabãoc
22
cc
1c
0c
1c
0
1
1
V
V
1.
8
.
8
V
V
.
I
I
2
1
P
P
Để giảm công suất tiêu tán hài bậc cao trên collector, cần thêm bộ lọc thông cao

thoát thành phần hài cao.
Mạch điện tử 3
36