Mã không gian tần số thích nghi trong hệ MIMO - OFDM

ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ





NGUYỄN TRỌNG TẤN


MÃ KHÔNG GIAN TẦN SỐ THÍCH NGHI TRONG HỆ
MIMO-OFDM




LUẬN VĂN THẠC SĨ






Hà Nội - 2011
ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ

NGUYỄN TRỌNG TẤN


MÃ KHÔNG GIAN TẦN SỐ THÍCH NGHI TRONG HỆ
MIMO-OFDM


Ngành: Công nghệ Điện tử - Viễn thông
Chuyên ngành: Kỹ thuật Điện tử
Mã số: 60 52 70

LUẬN VĂN THẠC SĨ

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC:PGS-TS. Nguyễn Viết Kính



Hà Nội - 2011

1
MỤC LỤC



MỤC LỤC 1
MỤC LỤC HÌNH VẼ 3
DANH SÁCH THUẬT NGỮ 5
LỜI CẢM ƠN 10
LỜI CAM ĐOAN 11
GIỚI THIỆU 12

Chƣơng I 15
TỔNG QUAN VỀ KỸ THUẬT OFDM 15
1.1 Nguyên lý OFDM[2] 15
1.1.1 Trực giao „Orthogonal‟ 15
1.1.2 Cấu trúc chung. 17
1.1.3 Kỹ thuật điều chế 18
1.1.4 Khoảng bảo vệ và tiền tố lặp. 21
1.1.5 Tạo của sổ 21
1.1.6 Ghép xen 21
1.1.7 Tác dụng của chèn CP 22
1.2 Ƣu điểm và nhƣợc điểm[8] 24
1.2.1 Ƣu điểm 25
1.2.2 Nhƣợc điểm 25
Chƣơng II 26
TỔNG QUAN VỀ MIMO VÀ KỸ THUẬT THÍCH NGHI 26
2.1 Các kỹ thuật phân tập 26
2.2 Các hệ thống truyền thông dùng anten và dung năng của
chúng[3] 28
2.2.1 Hệ thống SISO. 29
2.2.2 Hệ thống SIMO. 29
2.2.3 Hệ t hống MISO. 29
2.3 Các độ lợi trong hệ thống MIMO 35
2.3.1 Độ lợi tạo chùm. 35
2.3.2 Độ lợi ghép kênh không gian 36
2.3.3 Độ lợi phân tập 36
2.4 Kỹ thuật thích nghi[1]. 36
2.4.1 Xử lý tín hiệu thích nghi. 36
Chƣơng III 42
MÃ KHỐI KHÔNG GIAN-TẦN SỐ SFBC(SPAC E-FREQUENCY
BLOCK CODE) TRONG HỆ MIMO -OFDM 42

3.1 Tổng quan về mã khối không thời gian STBC[6]. 42
3.1.1 Kỹ thuật phân tập Alamouti[1]. 42
3.1.2 Mã khối không thời gian cho trƣờng hợp nhiều anten phát,
nhiều anten thu[1]. 46

2
3.2 Mã khối không gian tần số (SFBC) 48
3.2.1 Phía phát. 49
3.2.2 Phần thu 50
3.3 Mã không gian tần số thích nghi ASFBC(Adaptivity Space -
Frequency Block Coding) trong hệ MIMO -OFDM[1]. 52
3.3.1 Mã SFB và phân bố bit. 52
3.3.2 Mã không gian tần số và phân tập chọn lọc phát
TSD(Tranmit Selection Diversity). 56
Chƣơng IV 61
MÔ PHỎNG 61
4.1 Mục đích mô phỏng 61
4.2 Sơ đồ mô phỏng[ 7]. 61
4.3 Thông số mô phỏng: 63
4.4 Kết quả mô phỏng. 64
4.4.1 Chòm sao tín hiệu ứng với thông số của hiệu ứng doppler
khác nhau 64
4.4.2 Đồ thị tỷ lệ lỗi bit với hiệu ứng Doppler khác nhau trong
trƣờng hợp sử dụng phƣơng pháp ƣớc đoán kênh MMSE 72
4.4.3 Đồ thị so sánh tỷ lệ lỗi bit giữa h ai phƣơng pháp ƣớc
đoán kênh LS và MMSE. 76
KẾT LUẬN 81
TÀI LIỆU THAM KHẢO 82

3
MỤC LỤC HÌNH VẼ

Hình 1.2: Phổ của tín hiệu OFDM 17
Hình 1.3: Sơ đồ khối hệ thống OFDM 20
Hình 2.1: Kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song. 31
Hình 2.2: Hệ kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song tƣơng
đƣơng. 33
Hình 3.1: Sơ đồ mã hóa Alamouti 2 anten phát một anten thu. 44
Hình 3.2: Sơ đồ Alamouti cho trƣờng hợp 2 anten phát và
R
n
anten
thu 45
Hình 3.4: Mã khối không gian tần số trong bộ phát OFDM 49
Hình 3.5: Bộ giải mã SFBC 51
Hình 3.6.Xác suất lỗi ký hiệu trung bình theo SNR trung bình trong

trƣờng hợp M-QAM. 54
Hình 4.1. Phần phát 62
Hình 4.2. Kênh Truyền 62
Hình 4.3. Phần Thu 63
Hình 4.4: Giản đồ chòm sao LS(không có doppler) 64
Hình 4.5: Giản đồ chòm sao LS(
=
d
f
10) 65
Hình 4.6: Giản đồ chòm sao LS(
=
d
f
20) 65
Hình 4.7: Giản đồ chòm sao LS(
=
d
f
30) 66
Hình 4.8: Giản đồ chòm sao LS(
=
d
f
40) 66
Hình 4.9: Giản đồ chòm sao LS(
=
d
f
60) 67

Hình 4.10: Giản đồ chòm sao LS(
=
d
f
80) 68
Hình 4.11: Giản đồ chòm sao MMSE(không có doppler) 68
Hình 4.12: Giản đồ chòm sao MMSE(
=
d
f
10) 69
Hình 4.13: Giản đồ chòm sao MMSE(
=
d
f
20) 69
Hình 4.14: Giản đồ chòm sao MMSE(
=
d
f
30) 70
Hình 4.15: Giản đồ chòm sao MMSE(
=
d
f
40) 70
Hình 4.16: Giản đồ chòm sao MMSE(
=
d
f

60) 71
Hình 4.17: Giản đồ chòm sao MMSE(
=
d
f
80) 71
Hình 4.18: Đồ thị t ỷ lệ lỗi bit dùng phƣơng pháp MMSE(không có
Doppler) 72
Hình 4.19: Đồ thị t ỷ lệ lỗi bit dùng phƣơng pháp MMSE(
=
d
f
10) 73
Hình 4.20: Đồ thị t ỷ lệ lỗi bit dùng phƣơng pháp MMSE(
=
d
f
20 . 73


4
Hình 4.21: Đồ thị t ỷ lệ lỗi bit dùng phƣơng pháp MMSE(
=
d
f
30) 74
Hình 4.22: Đồ thị t ỷ lệ lỗi bit dùng phƣơng pháp MMSE(
=
d
f

40) 74
Hình 4.23: Đồ thị t ỷ lệ lỗi bit dùng phƣơng pháp MMSE(
=
d
f
60) 75
Hình 4.24: Đồ thị t ỷ lệ lỗi bit dùng phƣơng pháp MMSE(
=
d
f
80) 75
Hình 4.25: Đồ thị so sánh BER (không có doppler) 76
Hình 4.26: Đồ thị so sánh BER (
=
d
f
10) 77
Hình 4.27: Đồ thị so sánh BER (
=
d
f
20) 78
Hình 4.28: Đồ thị so sánh BER (
=
d
f
30) 78
Hình 4.29: Đồ thị so sánh BER (
=
d

f
40) 79
Hình 4.30: Đồ thị so sánh BER (
=
d
f
60) 79
Hình 4.31: Đồ thị so sánh BER (
=
d
f
80) 80















5
DANH SÁCH THUẬT NGỮ

3G
3
rd
Generation Mobile
Telecommunication System

Hệ thống thông tin di
động thế hệ thứ 3

4G
4
rd
Generation Mobile
Telecommunication System

Hệ thống thông tin di
động thế hệ thứ 4

AWGN
Additive While Gaussian
Noise

Nhiễu Gauss trắng
cộng tính

BER
Bit Error Rate

Tỷ lệ lỗi bit

BL
Bit Loading

Phân phối bit

BPSK
Binary Phase Shift Keying
Khóa dịch pha hai
trạng thái
CP
Cyclic Prefix

Tiền tố lặp

CRS
Code Rate Selection

Chọn lọc tỷ lệ mã

CSI
Channel State Information

Thông tin trạng thái
kênh

D-BLAST
Diagonal Bell Laboratories

Layered Space-Time

Không gian-Thời
gian phân lớp dọc

DFT
Discrete Fourier Transform

Biến đổi Fourier rời
rạc

DMT
Dicrete Multi-Tone

Đa tần rời rạc

EGC
Equal-Gain Combining

Kết hợp độ lợi cân
bằng

ETSI BRAN
European Standards
Institude Broadband Radio
Access Networks

Các mạng truy nhập
không dâ y băng
rộng-viện tiêu chuẩn

châu âu

FFT
Fast Fourier Tranform
Biến đổi Fourier


6

nhanh

FWA
Fix Wireless Access

Truy nhập không dây
cố định
HIPERLAN/2
HIgh PERformance Local
Area Networks type 2

Mạng cục bộ băng
rộng 2

HIPERMAN
HIgh PERformance
Metropolitan Area
Networks
Mạng cục bộ băng
rộng

ICI
Inter-Carrier Interference


Nhiễu giữa các sóng
mang

IDFT
Inverse Discrete Fourier
Tranform

Biến đổi Fourier
ngƣợc rời rạc

IEEE
Instute of Electrical and
Electronics Engineers

Viện kỹ thuật điện
và điện tử

IFT
Inverse Fourier Transform

Biến đổi Fourier
ngƣợc

IFFT
Inverse Fast Fourier

Transform

Biến đổi Fourier
nhanh ngƣợc

LS
Least Square

Bình phƣ ơng trung
bình lớn nh ất
ISM
Industrial, Scientific and
Medical

Tổ chức y tế khoa
học và công nghiệp

IST
Information Society
Technology

Công nghệ xã hội
thông tin

LDPC
Low-Density Parity Check

Kiểm tra chẵn lẻ mật
độ thấp
LST

Layer-Space Time

Lớp không gian-thời
gian
MAC
Medium Access Control

Điều khiển truy nhập
môi trƣờng
MAE
Multiple Array Element

Phần tử nhiều mảng

MIMO
Multilpe-Input Multilpe-
Output
Nhiều đầu vào-Nhiều
đầu ra


7


MISO
Multilpe-Input Single-
Output

Nhiều đầu vào-một
đầu ra

ML
Maximum Likelihood

Tƣơng quan tối đa

MMAC
Multimedia Mobile Access
Communication

Truy nhập viễn thông
di động đa phƣơng
tiện

MMSE
Minimun Mean Square
Error

Bình phƣ ơng lỗi
trung bình cực tiểu

MP
Media Player

Phƣơng tiện trình
diễn

MPEG
Moving Pictures Experts
Group

Hội phim ảnh thế
giới


MRC
Maximum Ratio Combining

Kết hợp t ỷ số cực đại

NLOS
Non-Light Of Sight

Môi trƣờng bị che
khuất

OFDM
Orthogonal Frequency
Division Multiplexing

Ghép kênh phân chia
tần số trực giao

PAPR
Peak-to-Average Power
Ratio

Tỷ số công suất đỉnh
trên trung bình

PHN
Phase Noise

Ồn pha

PHY
Physical

Vật lý

PSD
Power Spectral Density

Mật độ phổ công suất

PSK
Phase Shift Keying

Khóa dịch pha

QAM
Quadrature Ampliotude
Modulation

Điều chế biên độ cầu
phƣơng

QPSK
Quadrature Phase Shift
Keying

Khóa dịch pha cầu
phƣơng


8


RFO
Residual Frequency Offset

Trội tần dƣ

SAD
Selection Antenna
Diversity

Phân tập chọn lọc
anten

SBLA
Simple Blockwise Loading
Algorithm

Thuật toán tải khối
đơn giản

SF
Space-Frequency

Không gian-Tần số

SFB
Space-Frequency Block

Mã khối không gian -
Tần số
SIMO
Single-Input Multiple-
Output

Một đầu vào -nhiều
đầu ra

SISO
Single-Input Single-Output

Một đầu vào -một đầu
ra

SM
Spatial Multiplexing

Ghép kênh không
gian

SNR
Signal-to-Noise Ratio

Tỷ số tín hiệu trên
tạp âm

SSD
Swich Selection Diversity

Phân tập chọn lọc
chuyển mạch
ST
Space-Time

Không gian-Thời
gian

STB
Space-Time Block

Khối không gian-thời
gian
STF
Space-Time Frequency

Không gian-thời gian
tần số
SVD
Singular Value
Decomposition
Phân tách giá trị đơn

TSD
Transmit Selection
Diversity
Phân tập chọn lọc

phát

UMTS
Universal Mobile
Telecommunicational
System
Hệ thống thông tin di
động toàn cầu

V-BLAST
Vertical Bell Laboratories

Các phòng thí
nghiệm Bell
VNS
Variable Number of State
Số khả biến của


9

trạng thái
VoIP
Voice over Internet
Protocol

Giao thức thoại trên
nền tảng Internet

W-LAN

Wireless Local Area
Networks
Mạng cục bộ không
dây

10


LỜI CẢM ƠN


Trƣớc hết em xin chân thành cảm ơn các thầy cô giáo Khoa
Điện tử viễn thông, các bạn học viên khóa K13Đ2 - Trƣờng Đại
Học Công Nghệ - ĐHQG HN đã giúp đỡ em trong những năm học
vừa qua. Em cũng xin chân thành cảm ơn các thầy cô và các cán bộ
trong bộ môn Thông tin vô tu yến đã tạo điều kiện cho em hoàn
thành luận văn này, đặc biệt là thầy Nguyễn Viết Kính đã tận tình
hƣớng dẫn gúp đỡ, giúp em vƣợt qua mọi khó khăn để hoàn thành
luận văn này.

Hà Nội, tháng 04/2011

Học viên



Nguyễn Trọng Tấn










11



LỜI CAM ĐOA N







Tôi xin cam đoan luận văn là kết quả của riêng tôi, không sao
chép của ai. Nội dung luận văn có tham k hảo và sử dụng các tài

liệu, thông tin đƣợc đăng tải trên các tác phẩm, tạp chí và các trang
Web theo danh mục tài liệu tham khảo của luận văn.


Học viên


Nguyễn Trọng Tấn

12
GIỚI THIỆU



Chúng ta đang chứng kiến sự phát triển bùng nổ của thị
trƣờng viễn thông từ cuối thế kỷ 19 và đầu thế kỷ 20, và đang bắt
đầu kỷ nguyên tru yền số liệu. Sự phát triể n của vi xử lý góp phần
chính vào sự bùng nổ của ng ành viễn thông. Tu y nhiên, sự p hát
triển đó là nguồn gốc cho hai lĩnh vực mà sau đó chúng phát triển
tách rời nhau: Thứ nhất, lĩnh vực máy tính và công nghệ phần mềm
đã hỗ trợ và làm lên sự phát triển thàn h công nhanh chóng và đặc
biệt của internet. Thứ hai, trong lĩnh vực kỹ thuật truyền thông và
xử lý tín hiệu tập trung vào giải pháp thông tin di động đã đƣợc
khách hàng đón nhận nhiệt tình.

Các hệ thống di động và internet làm tăng thêm sự mong đợi
của ngƣời sử dụng về dung lƣợng và dịch vụ. Ngƣời sử dụng các
thiết bị di động có khả năng truyền các bản tin từ thiết bị của họ.
Với internet, các ứng dụng đa truyền thông nhƣ webcam xuất hiện,
các dịch vụ thời gian thực sẽ rất đƣợc mong đợi trong tƣ ợng lai. Để
đáp ứng đầy đủ và nhanh chóng nhu cầu của ngƣời sử dụng, các
công nghệ nén đa dịch vụ nhƣ MPEG(Moving Pictures Expert

Group) và MP(Media Player). VoIP(Voice over the Internet
Protocol) là dịch vụ thời gian thự c đầu tiên phát triển cho phép hợp
nhất inte rnet và chuẩn mạng điện thoại.

Hiển nhiên là cách để đạt đƣợc tốc độ truyền dẫn internet cao
là nâng cao sự hỗ trợ viễn thông. Internet bùng nổ và thành công
một phần là vì nó dựa vào nền tảng sẵn có c ủa mạng điện thoại.
Tuy nhiên, mạng điện thoại khôn g thiết kế để truyền tốc độ cao.
Cáp điện thoại chỉ đạt đƣợc tốc độ thấp mà các modem internet đã
đạt đƣợc. Do đó phải tìm ra một cách truyền dẫn khác để thay thế
cáp điện thoại. Cáp qu ang là một giải pháp khả thi song nó rất đắt
và triển khai tƣơng đối ph ức tạp và cồng kềnh. Một trong những
đặc tính của internet là sử dụng môi trƣờng băng rộng nhƣ đƣờng
dây điện thoại. Cải thiên sự hỗ trợ của internet sẽ là m đa dạng tốc
độ truyền dẫn tới ngƣời sử dụng. Điều đó có thể ảnh hƣởng trực
tiếp tới số lƣ ợng thuê b ao. Một giải pháp thực tế hơn là internet
băng rộng không dâ y.

Ƣu điểm của mạng vô tuyến so với mạng hữu tuyến là khá
nhiều. Ví dụ, các hệ thống không dây dễ dàng nâng cấp với c ác sản
phẩm có phiên bản mới hiệu quả hơn. Hơn nữa, các hệ thống không
dây mềm dẻo hơn cả về lĩnh vực công nghệ và khả năng triển khai
mạng. Ngƣợc lại, để có đƣợc băng thông để khai thác và sử dụng
rất đắt, một hạn chế khác là sự phát triển của các hệ thống không
dây mới khó và mất nhiều thời gian.



13

Dựa vào sự thành công của thị trƣờng di động, các tổ chức
viễn thông của châu âu và mỹ cố gắng tập trung phát triển thống
nhất một chuẩn cho các hệ thống 3G. H ệ thống thông tin di động
toàn cầu UMT S(Universal Mobile Telecommunication System) là
một trong các chuẩn đó, đang trong giai đo ạn chuẩn hóa và phát
triển. Những mong đợi ban đầu về tốc độ truyền có thể cung cấp
trong khoảng 2Mbps của UMTS tại thời điểm đó dƣờng nhƣ không
khả thi. Vào thời điểm đó tổ chức chuẩn hóa đã tổ chức các hệ
thống di động trong tƣơng lai mà tốc độ thông tin đạt đƣ ợc vƣợt
2Mbps. Các hệ thống đó phải hƣớng tới các hệ thống 3G, 4G. T rong
các công nghệ ứng dụng cho các hệ di động băng rộng 4G thì công
nghệ ghép kênh trực giao OFDM mang lại nhiều hứa hẹn.

Cho dù OFDM dƣờng nhƣ làm thỏa mãn sự mong đợi cho
truyền dẫn dung lƣợng cao, song nó chỉ có khả năng cải thiện dung
lƣợng truyền dẫn. Một xu hƣớng công nghệ mới trong truyền thông
không dây đòi hỏi cần khai thác mảng nhiều phần tử (MEA) cả nơi
phát và nơi thu. Các kết quả lý thuyết chỉ ra MEA có khả năng cải
thiện hiệu quả dung lƣợng của hệ thống. Những tiến bộ gần đâ y về
xử lý tín hiệu và phần cứng mang lại sự hấp dẫn cho công nghệ
MEA. Hiển nhiên là khả năng tăng dung lƣợng của hệ MEA thúc
đẩy các tổ chức chuẩn hóa lựa chọn MEA là một chuẩn.

Sự phát triển của các hệ thống 4G đang đƣợc các tổ chức
chuẩn hóa rất quan tâm, trong đó có các ứng dụng của công nghệ
MEA trong môi trƣờng truy cập không dây cố định. Mục đích đáp
ứng nhu cầu về dung lƣợng cao của ngƣời sử dụng băng cách tạo ra
một mạng nội bộ không dây( W_LAN) để kết nối trong nhà, tòa nhà
lớn thậm chí là kết nối các má y tình trong công t y. Tất nhiên không
có khả năng di động (hoặc di động cực kỳ chậm) ở cả nơi thu và

phát làm đơn giản hóa th iết kế của hệ thống. Trong hệ FWA môi
trƣờng kênh biến đổi rất chậm có thể khảo sát nhƣ hệ tĩnh. Từ đó
có thể dành một phần của băng thông để truyền lại nơi phát một số
thông tin ngắn diễn tả chất lƣợng của nơi nhận. Thông tin đó có thể
đƣợc sử dụng để nâng cao các tham số của hệ thống. Trong trƣờng
hợp đặc biệt, trạng thái kênh nơi nhận biết đƣợc nơi thu, và thích
ứng với tín hiệu truyền để cải thiện tín hiệu nhận đƣợc đó là tín
hiệu thích nghi. Tính chất đó của hệ thống gọi là thích nghi.

Nội dung của luận văn này là tìm hiểu về phƣơng pháp thích
nghi cho hệ đa anten sử dụng công nghệ OFDM. Tu y nhiên, rất khó
có thể xử lý hết do có nhiều các thông số trong quá trình xử lý
thích nghi, vì vậy ta chỉ khảo sát một vài thông số chính.

Luận văn này đƣợc xắp xếp nhƣ sau: Chƣơng I giới thiệu về
OFDM. Chƣơng II giới thiệu các hệ nhiều anten, làm rõ một số khái



14
niêm cần thiết cho sự phát triển của luận văn, giải thích chi tiết
quá trình xử lý tín hiệu thích nghi. Giải thích các đặc tính của
kênh, các thông số chính của hệ thống và đƣa ra một số nhƣợc
điểm. Chƣơng III giới thiệu về mã khối không gian thời gian,
không gian tần số và một số kỹ thuật thích nghi khác dựa vào các
mã đó. Chƣơng IV giới thiệu các kết quả mô phỏng hệ MIMO -
OFDM sử dụng mã SFBC và so sánh các kết quả thu đƣợc.

15
Chƣơng I

TỔNG QUAN VỀ KỸ THUẬT OFDM




Hệ thống OFDM thuộc vào lớp các hệ thống đa tần rời rạc
(DMT), tƣơng ứng với các hệ thống truyền dẫn đa sóng mang.

Nguyên lý chính của truyền dẫn đa sóng mang là phân luồng
dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn và đƣ ợc
truyền đi bằng các sóng mang con trong cùng một khoảng thời gian.
OFDM có thể là kỹ thuật ghép kênh hoặc kỹ thuật điều chế. Thuật

ngữ “trực giao” trong OFDM để chỉ mối quan hệ xác định giữa các
sóng mang con của các ký hiệu OFDM. Trực giao giữa các sóng
mang con là tiết kiệm băng tần do các sóng mang con có thể chồng
lấn lên nhau trong khi đó ISI gần nhƣ đƣợc loại bỏ hoàn toàn. Bên
cạnh tính trực giao, OFDM cũng yêu cầu xử lý quan hệ cân bằng
đơn giản. Điều đó làm cho k ỹ thuật OFDM trở lên rất hấp d ẫn với
các hệ thống 4G.

Khái niệm chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ
liệu tốc độ thấp hơn để sử dụng truyền dẫn song song bằng cách
ghép kênh theo tần số xuất hiên lần đầu tiên vào những năm 1960.
Tuy nhiên, do sự hạn chế về mặt công nghệ n ên nó ít đƣợc chú ý
tới. Hiện nay do sự phát triển của phần cứng và nhu cầu của thị
trƣờng viễn thông, OFDM phát triển trở lại và đƣợc ngành công
nghiệp viễn thông thế giới rất quan tâm. Có ba tổ chức chính chịu
trách nhiệm chuẩn hóa các hệ thống viễn thôn g băng rộng. Ở Mỹ,
viện kỹ thuật điện v à điện tử (IEEE) đƣa ra các chuẩ n IEEE802.11
và IEEE802.16a. Tại châu âu, “viện chuẩn hóa mạng truy nhập vô
tuyến băng rộng” đƣa ra hai chuẩn là HIPERLAN/2 và HIPERMAN.
Tại Nhật Bản, “tổ chức chuẩn hóa băng rộng ” đƣa ra chuẩn MMAC.
Nhìn chung, hầu hết các chuẩn đều tập chung ở dải tần 2.4 Ghz và
5Ghz.

Sau đây chúng ta sẽ khảo sát những nét chính về kỹ thuật
OFDM.

1.1 Nguyên lý OFDM[2]

1.1.1 Trực giao ‘Orthogonal’

16

Sự trực giao „Orthogonal‟ chỉ ra mối quan hệ chính xác giữa
các tần số của các sóng mang trong hệ OFDM. Trong các hệ thống
FDM thông thƣờng, nhiều sóng mang đƣợc cách nhau một khoảng
phù hợp để tín hiệu có thể thu đƣợc bằng các bộ lọc và bộ giải điều
chế thông thƣờng. Nhƣ vậy phải cần một khoảng t ần số bảo vệ giữa
các sóng mang, điều này làm cho hiệu xuất phổ của hệ thống giảm
đi. Trong các hệ thống OFDM nhờ sử dụng trực giao nên độ rộng
băng tần có thể tiết kiệm đƣợc đến 50%. Khái niệm trực giao đòi
hỏi mối liên hệ toán học chính xác giữ a các tần số của các sóng
mang. Hình 1.1 dƣới đây minh họa hiệu suất phổ tần số của hệ
OFDM so với hệ FDM thông thƣờng.



Hình 1.1 So sánh giữa OFDM và FDM


Gọi
i

và
k

là tập hợp tín hiệu xác định và là tín hiệu thứ i
và thứ k trong tập hợp các tín hiệu trực giao nếu:








ki
kiK
dttt
b
a
ki
0
)()(

(1.1)


17

Trong kỹ thuật OFDM phép biến đổi Fourier rời rạc DFT
(Discrete Fourier Transform) đƣợc sử dụng để điều chế và giải điều
chế tín hiệu nhằm đảm bảo sự trực giao nói trên. Tại nơi phát các
sóng mang đƣ ợc thực hiện bởi phép biến đổi Fourie ngƣợc rời rạc
IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) tại nơi thu sử dụng phép
biến đổi DFT và tính toán các giá trị tƣ ơng quan với tần số trung
tâm của mỗi sóng mang con để mỗi sóng mang đƣợc giả i điều chế
chính xác, khôi phục lại dữ liệu truyền mà không có nhiễu giữa các
sóng mang. Hình 1.2 dƣới đây minh họa phổ của tín hiệu OFDM.

Hình 1.2: Phổ của tín hiệu OFDM

1.1.2 Cấu trúc chung.

Một vấn đề cần giải quyết đối với hệ đa sóng mang nói chung
và OFDM nói riêng là nhiễu giữa các ký hiệu ISI(Inters ymbol
Interference). OFDM loại trừ gần nhƣ hoàn toàn ISI nhờ việc tạo ra
khoảng bảo vệ trong các ký hiệu.

Một tín hiệu OFDM là tổng của các sóng mang thƣờng đƣợc
điều chế bằng khóa dịch pha PSK hoặc điều chế biên độ vuông góc
QAM. Mỗi ký hiệu OFDM có thể đƣợc biểu diễn nhƣ sau:




18
 











































Ttttt
Tttttt
T
i
fjdR
ts
ss
ssc
N
N
i
N
i
e
s
s
s
s
&0
5.0
2exp
)(
1
2
2
2

(1.2)

Trong đó:

s
N
: là số lƣợng các sóng mang.

i
d
: là ký hiệu QAM hay PSK phức thứ i.
T : là độ rộng của ký hiệu.

c
f
: là tần số sóng mang.

Biểu diễn băng gốc phức tƣơng đƣơng

 






















Ttttt
Tttttt
T
i
jd
ts
ss
ss
N
N
i
N
i
s
s
s
s

&0
2exp
)(
1
2
2
2

(1.3)

Trong trƣờng hợp này phần thực và phần ảo tƣơng đƣơng với
thành phần đồng pha và thành phần vuông pha trong tín hiệu
OFDM.

Tín hiệu OFDM phức trong hình phƣơ ng trình (1.2) là biến
đổi Fourier ngƣợc của ký hiệu QAM ha y PSK lối vào. Trong hệ rời
rạc thì đó là phép biến đổi Fourier rời rạc. Thực tế phép biến đổi
này có thể đƣợc thực hiện rất nhanh và hiệu quả nhờ phép biến đổi
ngƣợc Fourier nhanh IF FT.

1.1.3 Kỹ t huật điều chế

Về mặt toán học mỗi sóng mang đƣợc miêu tả là một sóng
mang phức:


))((
)()(
ttj
cc

cc
etAtS



(1.4)



19
Tín hiệu thự c là phần thực của
)(tS
c
trong đó
)(tA
c
và
)(t
c

là
biên độ và pha của sóng mang có thể tha y đổi theo mỗi ký hiệu. Giá
trị
)(tA
c
và
)(t
c

là không đổi trên mỗi thời khoảng

s
T
của ký hiệu.

Tín hiệu OFDM gồm nhiều sóng mang do đó các ký hiệu phức
đƣợc biểu diễn là:


))((
1
0
)(
1
)(
ttj
n
N
c
nn
etA
N
ts





(1.5)

Với :


 n
n 0

Nếu ta quan tâm đến dạng sóng mang của mỗi thành phần tín
hiệu trên một khoảng ký hiệu t hì biến
)(tA
c
và
)(t
c

có giá trị không
đổi chỉ phụ thuộc vào tần số của sóng mang xác định. Vì vậy ta có


nn
nn
t
AtA



)(
)(
(1.6)

Nếu tín hiệu đƣợc lấy mẫu bằng cách sử dụng tần số lấy mẫu
1/T thì tín hiệu thu đƣợc là:






1
0
))(
0
1
)(
N
n
kTNj
ns
v
eA
N
kTS

(1.7)

Phƣơng trình trên có thể đơn giản hóa, không mất tính tổng
quát ta có








1
0
)(
0
1
)(
N
n
kTnj
j
ns
eeA
N
kTS



(1.8)

Phƣơng trình trên so với dạng chung của biến đổi Fourier tần
số rời rạc có dạng






1

0
2
)(
1
)(
N
n
nk
N
j
e
NT
n
G
N
kTg

(1.9)



20
Trong phƣơng trình trên
0

j
n
eA
chính là tín hiệu trong miền tần
số đƣợc lấy mẫu và

)(kTS
s
là biểu diễn trong miền thời gian của nó,
do vậy hai phƣơng trình trên là tƣơng đƣơng nếu:


s
TNTf /1/12/ 

(1.10)

Điều kiện trên giống nhƣ điều kiện đảm bảo cho sự trực giao
giữa các sóng mang nên phép biến đổi Fourier rời rạc đƣợc sử dụng
để điều chế và giải điều chế tín hiệu OFDM.

Sơ đồ hệ thống OFDM có thể đƣợc mô tả nhƣ sau:

Hình 1.3: Sơ đồ khối hệ thống OFDM

Tại nơi phát: Chuỗi dữ liệu nhị phân đƣ ợc mã hóa, sau khi
đƣợc ghép xen chuỗi dữ liệu nhị phân đƣợc điều chế nh ờ bộ điều
chế. Tín hiệu đƣợc đƣa vào bộ biến đổi IFFT, sau khi đƣợc chuyể n
thành dạng nối tiếp tín hiệu đƣợc thêm tiền tố lặp để chống nhiễu
đa đƣờng. Tạo cửa sổ đƣợc sử dụng để phổ tín hiệu hẹp hơn.

Tại nơi thu: Máy thu thực hiện ngƣợc lại quá trình của máy
phát, sau khi loại bỏ tiền tố lặp tín hiệu đƣợc đƣa vào bộ biến đổi
FFT, sau đó đƣợc chuyển về dạng nhị phân, giải mã để thu đƣợc tín
hiệu ban đầu.

Mã
hóa

Đan
xen

QAM

IFFT

P/S

S/P và
Chèn
CP

D/A

Giải
mã

Giải
Đan
xen

Giải
Đ/C
QAM

FFT

S/P
P/S
và
Tách
CP

A/D
Dữ
liệu
vào
Dữ

liệu
ra


21

1.1.4 Khoảng bảo vệ và tiền tố lặp.

Nhiễu giữa các ký hiệu hầu nhƣ đƣợc loại bỏ nhờ việc tạo một
khoảng bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM. Khoảng bảo vệ này đƣợc
chọn lớn hơn độ trải trễ đa đƣờng sao cho các thành p hần đa đƣờng
của một ký hiệu không gây nhiễu lên các ký hiệu kế tiếp. Trong
thời gian của khoảng bảo vệ không có tín hiệu nào đƣợc truyền đi,
tuy nhiên nhiễu giữa các sóng mang ICI vẫn tồn tại.

ICI là sự xuyên âm giữa các sóng mang với nhau, nghĩa là
không còn sự trực giao giữa chúng. Để chống lại ICI các ký hiệu
OFDM đƣợc mở rộng một cách tuần hoàn khoảng bảo vệ gọi là tiền
tố lặp. Việc chèn tiền tố lặp đƣợc thực hiện bằng cách sao chép
phần đầu của chính mỗi ký hiệu OFDM vào phần cuối của ký hiệu
đó. Điều này đảm bảo cho các phiên bản trễ đa đƣờng của ký hiệu
luôn có một số nguyên lần chu kỳ trong thời khoảng tính FFT, do
vậy các tín hiệu trễ đa đƣờng có độ trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ sẽ
không gây ra ICI.

1.1.5 Tạo của sổ

Tạo của sổ đƣợc áp dụng cho mỗi ký hiệu OFDM để phổ ngoài
dải giảm nhanh. Mỗi ký hiệu OFDM đƣợc áp dụng cửa sổ sẽ có biên
độ phổ giảm tới không một cách trơn tru tại biên của ký hiệu. c ửa

sổ thƣờng hay đƣợc dùng nhất là hàm cosin tăng.











ssss
ss
ss
TtTTTt
TtT
TtTt
tw
)1())/()cos((5.05.0
1
0)/(cos(5.05.0
)(



(1.12)

Trong đó
s

T
là thời khoảng của ký hiệu OFDM,

là hệ số cắt
của hàm cosin tăng.

1.1.6 Ghép xen

Do bị pha đinh chọn lọc tần số trong kênh vô tuyến các sóng
mang con OFDM thƣờng có biên độ khác nhau. Sự thăng giáng sâu
trong phổ tần số là ngu yên nhân một nhóm các sóng mang kém tin
cậy hơn các sóng mang khác do vậy lỗi bit xảy ra đột ngột chứ
không phân tán một cách ngẫu nhiên. Ghép xen đƣợc sử dụng để
ngẫu nhiên hóa sự nảy sinh lỗi trƣớc khi bit dữ liệu đ ƣợc giải mã.


22
Tại nơi phát các bit mã hóa đƣợc hoán vị theo một cách nhất định
để đảm bảo các bit liền kề đƣợc cách nhau một vài bit sau khi ghép
xen. Tại nơi thu hoán vị ngƣợc lại đƣ ợc thực hiện trƣớc khi giải
mã.

1.1.7 Tác dụng của chèn CP

a. Bên phát.

Giả sử một hệ thống OFDM gồm N sóng mang thứ cấp, độ
rộng băng là W(Hz), độ rộng ký hiệu là T(s), sử dụng chèn CP.
Các sóng mang có dạng:











Tt
Tte
TT
t
cp
Ttk
N
W
j
cp
k
],0[0
],0[
1
)(
)(2


(1.13)

Trong đó :

T: là thời khoảng của một ký hiệu OFDM sau khi chèn CP và
cp
T
W
N
T 



cp
T
: là thời khoảng của ký hiệu chèn CP

Khi
)(t
k

là xung chữ nhật đƣợc điều chế với sóng mang tần số
kW/N thì hiểu theo cách thông thƣờng là hệ thống sử dụng N sóng
mang thứ cấp tốc độ thấp. Do vậy ký hiệu OFDM thứ l của sóng
mang thứ k của tín hiệu thông thấp tƣơng đƣơng là:







1
0
,
)()(
N
k
klkl
lTtxts

(1.14)

Trong đó
i
x
là tập các ký tự trong giản đồ chòm sao. Khi vô
số các ký hiệu OFDM đƣợc truyền đi, lối ra bộ phát là:











l
N
k

klk
l
l
lTtxtsts
1
0
,
)()()(

(1.15)



23
b. Kênh truy ền

Giả sử kênh có đáp ứng xung là g(τ,t) biến đổi theo thời gian
với độ trải trễ
 
cp
T,0

thì tín hiệu đến nơi thu khi qua kênh là:




cp
T
tndtstgtsgtr

0
)(
~
)(),())(*()(

(1.16)

Trong đó
)(
~
tn
là nhiễu gauss trắng cộng tính.

c. Bên thu

Để khôi phục lại tín hiệu truyền bên thu sẽ sử dụng h àm sóng
mang cơ sở
)(t
k

với k=0, 1, …N-1 thỏa mãn điều kiện sau:


 
 









cp
cpk
k
TTt
TTttT
t
,00
,0)(
)(
*


(1.17)

Khoảng thời gian bên thu thực dùng là
cp
TT 
đúng bằng thời
gian của tín hiệu ban đầu khi chƣa chèn CP. Đây chính là quá trình
tách CP và loại bỏ nhiễu ISI. Thật vậ y, khi độ trải trễ của kênh
lằm trong khoảng thời gian của CP nên việc tính toán đƣợc thực
hiện trên khoảng thời gian của mỗi ký hiệu truyền đi. Từ đó có thể
bỏ qua chỉ số thứ l khi tính toán lối ra của sóng mang thứ k. Tín
hiệu thu có dạng.

 

























T
T
T
T
kk
T
N

l
kTtkk
cp cp
cp
dtttTndttdtxtg
dttTtrtry
)()()()(),(
)()(|))(*(
**
0
1
0
11


(1.18)

Giả sử kênh truyền là không đổi trong thời khoảng một ký
hiệu OFDM khi đó có thể bỏ qua biến t trong g(z,t), ta có:


 






















T
T
k
T
T
k
T
l
N
l
k
cpcp
cp
dtttTndttTtgxy )()()()()(
**
0
1

0
1

(1.19)