Nghiên cứu về dịch tần số và các phương pháp khắc phục trong hệ thống OFDM

ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
KHOA CÔNG NGHỆ
NGUYỄN THANH HƯƠNG
N G H I Ê N C Ứ U V Ề D Ị C H T Ầ N s ố V À
C Á C P H Ư Ơ N G P H Á P K H Ắ C P H Ụ C T R O N G H Ệ T H ố N G O F D M
Chuycn ngành: Kỹ thuàt vô tuyến điện tử và thông tin liên lạc
Ma so: 2.07.00
LUẬN VĂN THẠC s ĩ
NGƯỜI HUỐNG DẪN K HOA HỌC:
GS.TSKH PHAN ANH
ĐẠI HỌCQUỔC GIA HÀ NỘI
TRUNG TÂM THuHGTIN.THƯ VIỆN
No
V! ĨHuHGTiN.THƯV
'M Ô ÍA.9H -
Hà Nội - Năm 2003
MỤC LỤC
MỤC LỤC 1
Lời CẢM ƠN 3
CÁC TƯVIẼT TẮT 4
LỜI NÓI ĐẦU 6
CHƯƠNG 1: MÔ HỈNH KÊNH vồ TUYỂN 7
1.1. Mô hình kênh trên quy mô lớn
7
1.1.1. Kênh truyển lý tưởng 7
1.1.2. Mô hình che khuất loga chuẩn 8
1.2. Mô hình kênh trên quy mô nhỏ 9
1.2.1. Hiệu ứng đa đường 9
1.2.2. Kênh fading và phân loại kênh fading 14
1.2.3. Các phân bố Rayleigh và Ricean 16
CHƯƠNG 2: TỔNG QUAN VẾ HỆ THỐNG OFDM 18

2.1. Lịch sử hỉnh thành OFDM 18
2.2. Cấu trúc hệ thống OFDM 19
2.2.1 Ánh xạ tín hiệu 21
2.2.2. Biến đổi IFFT/FFT 22
2.2.3. Chèn và loại bỏ dải bảo v ệ 23
2.2.4. Chuyển đổipháưthu 25
2.3. Các ưu nhược điểm so với hệ đơn sóng mang 26
2.3.1. Ưu điểm 26
2.3.2. Nhược điểm 28
CHƯƠNG 3: ĐỔNG Bộ VÀ CÁC KỸ THUẬT SỬA LỖI ĐÓNG BỘ 30
3.1. Giới thiệu chung về đồng bộ 30
3.1.1. Lỗi đổng bộ kỷ hiệu 30
3.1.2. Lỗi tạp âm pha và lỗi quay pha sóng m ang 31
3.1.3. Lỗi tẩn số lấy m ẫ u 32
3.1.4. Lỗi dịch tần số sóng mang (CFO) 33
3.2. Các kỹ thuật đồng bộ 36
3.2.1. Kỹ thuật đổng bộ s ử dụng tiền tố lặp CP 36
3.2.2. Kỹ thuật đổng bộ sử dụng các ký hiệu huấn luyện đặc biệt

39
2
CHƯƠNG 4: NGHIÊN CỨU PHƯƠNG PHÁP MLE (MAXIMUM LIKELIHOOD ESTIMATION)

43
4.1. ước lượng độ dịch tần số qua kênh nhiễu cộng Gaussian (AWGN)

43
4.2. Kết luận 48
TÀI LIỆU THAM KHẢO 50
3

Trước tiên, tôi xin bày tỏ lòng biết ơn sâu sắc đến GS.TSKH Phan Anh,
người đã tận tình hướng dẫn tôi trong suốt thời gian làm luận văn vừa qua. Tôi
cũng xin chân thành cảm ơn ThS. Trần Cao Quycn, người đã có nhiều ý kiến
góp ý cho tôi trong quá trình làm luận văn. Tôi cũng xin chân thành cảm ơn
các thầy cô giáo trong khoa Công nghệ, Đại học Quốc gia Hà Nội đã tạo mọi
điều kiện học tập và nghiên cứu cho tôi trong hai năm học vừa qua. Tôi cũng
xin gửi lời cảm ơn tới các bạn học, các đồng nghiệp và gia đình, tất cả mọi
người dã giúp đỡ tôi rất nhiều, đã động viên và dành thời gian giúp cho tôi
hoàn thành bản luận văn này.
Do thời gian nghiên cứu có hạn và phải tiếp cận với một vấn đề còn mới,
bản luận văn khó tránh khỏi có những thiếu sót. Tôi rất mong nhận được sự
chỉ bảo góp ý của mọi người.
Hà Nội, tháng 6 năm 2003
Nguyỗn Thanh Hương
LỜI CẢM ƠN
4
CAC TU M E T T A T
A/D Analog to Digital
A SDL
Asymmetric Digital Subcribcr Line
AWGN
Additive White Gaussian Noise
BER
Bit Error Rate
CDMA Code Division Multiple Access
CFO
Carrier frequency offset
CP
Cyclic Prefix
D/A Digital to Analog

DAB/DVB
Digital Audio Broadcast/ Digital Video Broadcast
DFT
Discrete Fourier Transform
DS-CDMA Direct Sequence Code Division Multiple Access
FDMA
Frequency Division Multiple Access
FFT
Fast Fourier Transform
GI
Guard Interval
ICI
InterCarrier Interference
I FFT
Inverse Fast Fourier Transform
ISI
InterSymbol Interference
LOS
Line-of-sight
LPF
Low Pass Filter
MAP
M axim um A Posteriori Probability
M C-CDM A
Multicarrier Code Division Multiple Access
M LE
M axim um likelihood Estimation
OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
P/S
Parallel to Serial

PAPR
Peak to Average Power Ratio
PN
Pseudo-noise
5
S/P Serial to Parallel
SLM Selected Mapping
SNR Signal-lo-noise Ratio
W LAN Wireless Local Area Network
6
Ngày nay, nhu cầu tích hợp các dịch vụ như thoại, hình ảnh, dữ liệu, hội
nghị truyền hình, truy nhập Internet không dây tăng rất nhanh. Hon nữa,
nhằm đáp ứng cho khách hàng về sự tiện dụng và khả năng di chuyển thì cũng
cần dựa vào những ưu điểm của thông tin di động tốc độ cao. Vì vậy, thông tin
vô tuyến di động tốc độ cao được xem như chia khóa cho vấn đề trên.
Nguyên lý của OFDM đã được đề cập đến vào khoảng năm 1966. Kỹ
thuật này được sử dụng đầu tiên trong một số hệ thống quân sự tần số cao như
KINEPLEX, AN DEFT & KATHRYN. N ăm 1971, W einstein & Ebert đã áp
dụng khai triển Fourier rời rạc (DFT) vào hệ thống truyền dữ liệu song song
trong quá trình điều chế và giải điều chế. Sau đó, Cimini (1985) đã đưa ra kỹ
thuật OFDM cho kênh di động số.
Sức lôi cuốn của OFDM là ở hiệu suất phổ cao, chịu được ảnh hưởng
của kênh fading, loại trừ được nhiễu xung tốt hơn rất nhiều so với kỹ thuật
kỹ thuật đơn sóng mang. Từ những ưu điểm trên, dễ nhận thấy OFDM rất
thích hợp trong môi trường fading nhiều tia (Rayleigh). OFDM là một trong
những lựa chọn đầy hứa hẹn để đạt được truyền dẫn tốc độ cao trong môi
trường vô tuyến di động. Với OFDM , sẽ có được hiệu quả băng rộng do các
sóng mang phụ được ghép chổng xcn kẽ nhau. Tại nơi thu, bộ tương quan có
thể phân tách các sóng mang phụ vì chúng có tính chất trực giao.
Tuy nhiên, vì tín hiệu OFDM nhạy cảm với lỗi dịch tần số sóng mang

hơn so với hệ sóng mang đơn ncn khó thiết lập đổng bộ tần số ở nơi thu. Từ
điểm này, luận văn sẽ nghiên cứu chi tiết hơn vào vấn đề đồng bộ tần số ở hệ
thống OFDM trong môi trường vô tuyến di động.
LỜI NÓI ĐẦU
7
Thông tin vô tuyến sử dụng khoảng không gian làm môi trường truyền
dãn. Phía phát bức xạ các tín hiệu thông tin bằng sóng điện từ, phía thu nhận
sóng điện từ này qua không gian và tách lấy tín hiệu gốc. Căn cứ theo sự thay
đổi khoảng cách so với bước sóng có thể lạm chia phạm vi tính toán kênh
truyền thành hai loại như sau:
- Tính toán trên quy mô lớn (large-scale)
- Tính toán trên quy mô nhỏ (small-scale)
1.1. Mỏ hình kênh trên quy mô lớn
Mô hình tính toán dự đoán cường độ tín hiệu trung bình đối với một
khoảng cách tuỳ ý giữa nơi thu và nơi phát rất có lợi trong việc ước lượng
phạm vi vùng phủ sóng và được gọi là các mô hình tính toán quy mô lớn. Nó
đặc tả cường độ tín hiệu ở khoảng cách rất lớn (hàng km) giữa nơi thu và nơi
phát (hoặc khoảng cách này lớn gấp hơn 40 lần bước sóng X).
Một inô hình khác dùng dể đặc tả sự dao động liên tục của cường độ lín
hiệu thu ở khoảng cách di chuyển rất ngắn (vài bước sóng) hoặc trong khoảng
thời gian tồn tại ngắn (cỡ vài giây) thì dược gọi là mô hình fading hay mô hình
quy mô nhỏ [1].
1.L1. Kênh truyền lý tưởng
Kênh truyền lý tưởng được xem như là truyền sóng trong không gian tự
do, là kênh không chịu tác động của phản xạ, tán xạ, nhiễu xạ Truyền sóng
trên kcnh lý tưởng là dạng truyền sóng cơ bản nhất. Quan hệ giữa công suất
thu và công suất phát được mô tả như sau:
CHƯƠNG 1: MÔ HÌNH KÊNH VÔ TUYẾN
8
(1.1)

Với Pr(d) : công suất nơi thu tại khoảng cách d
Pj : công suất nguồn phát
G ,, Gr : hệ số tăng ích của anten phát và anten thu
Ẳ : bước sóng
d : khoảng cách giữa nơi thu và nơi phát
L : kích thước vật ỉý của an len, là hệ số mất m át của hệ, không liên
quan đến đường truyền.
Hệ số mất mát trên đường truyền tính theo clB:
PL(dB) = 1 o[log p. - log p 1 = 10log^- = -10 logl"- G- '- C~ậ -
p r l_(4^)2í/
(1.2)
1.1.2. M ỏ hình che khuất loga chuẩn
Suy hao dường truyền tăng theo khoảng cách và theo lần số. Trong
không gian tự do thì suy hao này tỷ lệ với bình phương khoảng cách như trong
công thức (1.1). Nhưng do các hiệu ứng về che khuất bởi các vật cản nên biên
độ tín hiệu Ihu được sẽ thăng giáng ngẫu nhiên. Suy hao thay đổi theo khoảng
cách không phải là m ột giá trị duy nhất mà thăng giáng xung quanh một giá
trị trung bình:
Với d0 : khoảng cách chuẩn từ lm - lkm tu ỳ theo mô hình được chọn
n : hệ số mũ suy hao
x ơ : giá trị ngẫu nhiên phân bố chuẩn Gauss, có phương sai là ơ
Trong thực tế, các giá trị n và ơ thường tính được bằng phương pháp đệ
quy tối thiểu dựa trên cơ sở một số kết quả đo cụ thể; ơ thường có giá trị từ
__

__
( ị \
PL(cl) = PL(d) + X ơ = PL(da) + 10» log — + X ơ
\ do)
(1.3)

9
6-lOdB. Giá trị PL(d0) thường được tính theo giả thiết truyền trong không gian
tự do từ nơi phát đến khoảng cách d0 .
1.2. Mô hình kênh trên quy mỏ nhỏ
1.2.1. H iệu ứng đa đường
Thực tế quan sát kết quả đo trường vô tuyến di động, độ lớn tín hiệu
thăng giáng nhanh và dải thăng giáng lớn trong khoảng tlìời gian nhỏ và
quãng đường dịch chuyển nhỏ (khoảng 5-10 lần bước sóng).
- Lan truyền quy mô nhỏ gây nên:
+ thay đổi nhanh độ lớn tín hiệu thu được
+ xuất hiện điều chế tẩn số ngẫu nhiên do sự dịch tần đoppler
(kết quả của chuycn động giữa nguồn thu và nguồn phát)
+ sự phân tán thời gian do việc truyền đa đường có thể dẫn đến
giao thoa giữa các ký hiệu ISI.
- Các yếu tố gây ảnh hưởng gồm có:
+ yếu tố đa đường
+ yếu tố tốc độ chuyển động lương đối của bộ thu so với bộ phát
+ yếu tố độ rộng phổ của tín hiệu
+ ngoài ra còn có ảnh hưởng của yếu tố môi trường
1.2.1.1. D ịch tần D oppler (dopp ler shift)
Nếu truyền sóng trong môi trường vô tuyến m à nơi phát và nơi thu lại
chuyển động thì khi đó còn phải xét đến hiện tượng dịch tần doppler.
Giả sử bộ thu chuyển động với vận tốc V từ X đến Y khoảng cách d.
Nguồn phát s ở đủ xa so với d, góc giữa phương sóng tới với phương chuyển
động là 0 , thời gian di chuyển hết khoảng cách d là Àt . Giả sử nguồn phát ở
rất xa, có thể coi 0 tại X và Y là như nhau.
—
Hình ỉ .1 Minh hoạ tính toán ¡liệu ứng doppler
Hiệu đường truyền sóng tại X, Y là:
A/ = cl cos 0 = vầt cos 0

Sự lệch pha của tín hiệu nhận:
(1.4)
(1.5)
(1.6)
Dịch tần này phụ thuộc vào tốc độ chuyển động V, phương của veclơ vận tốc
với phương sóng tới và tần số sóng tới.
V í du:
M áy phát có tần số f là 1850 MHz, máy thu chuyển động với vận tốc là
60 mph thì tần số fnhận nhận được trong một số trường hợp là:
a) Trường hợp m á y thu chuyển động thẳng đến m áy p hát:
X = c/f = (3.108)/( 1850.106) = 0,162 m
V = 60 mph = 26,82 mps
cos 0° = 1
U n = f + fd = 1850.106 + 26,82/0,162 = 1850, 00016 M Hz
b) Trường hợp m á y thu chuyển động ra xa m áy p hát:
cos 180° = -1
fnhận = f - fd = 1850.106 - 26,82/0,162 = 1849, 999834 MHz
c) Trường hợp m áy thu chuyển động vuông góc với phư ơng sóng tới:
cos 90° = 0 nên không có dịch tần doppler nên fnhạn = f = 1850 M Hz
1.2.1.2. M ô hình đáp ứng xung của kênh đa đường
Các biến thiên quy mô nhỏ của một tín hiệu vô luyến di động có thể
liên quan trực tiếp với đáp ứng xung của kênh. Đáp ứng xung là một hàm đặc
trưng biểu thị tính chất của kênh, nó chứa các thông tin cần thiết để mô phỏng
hay phàn tích quá trình truyền sóng vô tuyến qua kênh.
Giả s ử có một máy thu chuyển động với một vận l ố c không đ ổ i V nào
đó. Đối với một vị trí d cố định, kênh giữa máy phát và máy thu có thổ mô
hình hoá như một hệ tuyến tính bất biến theo thời gian. Tuy nhiên, do có các
sóng của nhiều đường truyền khác nhau, các sóng này có sự trễ khi truyền, sự
trễ này thay đổi tuỳ thuộc vào không gian của máy thu, mà đáp ứng xung của
các kênh tuyến tính bất biến theo thời gian sẽ phụ thuộc vào vị trí của máy thu.

Như vậy, đáp ứng xung của kênh có thể được biểu thị là một hàm thay đ ổ i
theo thời gian và khoảng cách h(d,t).
Với d = vt, vì vận tốc có thể được xem là không đổi trong một thời gian
ngắn (hoặc một khoảng cách ngắn), ncn chỉ xét đáp ứng xung phụ thuộc theo
thời gian h(t, x). Biến số t là các biến thiên theo thời gian do chuyển động còn
I là độ trễ của nhiều đường truyền của kênh đối với giá trị cố định của l.
Gọi tín hiệu truyền đi là x(l), tín hiệu nhận y(t) được biểu thị như là một
tích chập của x(t) với đáp ứng xung của kênh:
(1.7)
12
Để thuận tiện hơn CỈ10 việc tính toán, tiến hành rời rạc hoá trục trễ T của
đáp ứng xung. Kết quả tính toán có [1]:
K ơ .r) = Xtf/('>Oexpl/
2
/r/;r,
( 0
+ t)]5{t - r,.(0) (1-8)
/=0
Với Ax = Tị - T0, quy ước T0 = 0, T] = At và Tị = i.ÀT, giả sử kênh có N
đường thì i chạy từ 0 đến N -l. Đáp ứng xung hb(t,x) là đáp ứng xung của kênh
đối với tín hiệu băng gốc. Các thành phần a, (t,T) và Tị(t) là các biên độ thực và
các trễ dư (excess delay) tương ứng các thành phần thứ i của nhiều đường
truyền ở thời điểm t. Như vậy, độ trễ dư cực đại của kênh sỗ bàng N.ÀT.
Thành phần pha \l7ỉfcTl(t) + ệí(,,T)\ trong (1.8) là độ dịch pha do sự
truyền iheo không gian tự do của thành phần thứ i của nhiều đường truyền,
cộng với các dịch pha bổ xung bất kỳ dược kể đến trong kênh. Nói chung,
thành phần pha này có thể được biểu diễn bởi một biến đơn Gị(t,i). Còn thành
phần ỗ(.) là hàm xung đơn vị.
Trong m ô hình hoá của kênh quy mô nhỏ, một thông số cũng hay được
quan tâm đến, gọi là biên dạng trễ công suất (power delay profile). Thông số

này được tìm bằng cách lấy trung binh theo không gian của |/íft(í,r)|2qua một
vùng cục bộ [1]:
Pự-T)*k\hb(r,T)\2 (1.9)
Trong đó k là hệ số khuếch đại liên hệ công suất phái trong xung thử p(t)
với công suất tổng cộng thu được trong một biên dạng trỗ nhiều đường truyền
(với p(t) gần như là một hàm delta: p(t) « ô(t -
1
)).
ỉ .2.1.3. C á c thô n g s ố của kênh đa đường
Từ biên dạng trễ công suất mà suy ra được nhiều thông số của kênh đa
đường, liên quan đến đặc tính phân tán thời gian của kênh có hai thông số sau:
13
- Đ ộ trễ d ư trung bình của kênh ( ĩ )
Nếu coi kênh đa đường c ó N đường trễ, môi trường c ó đáp ứng ak , ứng
với trễ dư Tk thì đ ộ trễ dư trung bình là thời điểm đầu tiên c ủ a bien dạng trễ
công suất và được định nghĩa:
ẳ p (T*K
r = ijr— - (1-10)
É a*
k=ỉ k = \
- Đ ộ trả i tr ễ rm s ( ƠT)
Độ trải trễ rms là căn bậc hai của moment hướng tâm bậc hai của biên
dạng trễ công suất và dược định nghĩa:
ơr = yjĩ2 - (r)2 (1.11)
M inh hoạ độ trải trễ rms:
Nhiểu ISI
N-1 do ►
đađườn« Trải tté
ans
H ình 7.2 T rải tr ễ dơ đường

Ngoài ra, tương lự vói các thông số về độ trễ trong miền thời gian, độ rộng
kênh kết hợp (coherence bandwidth) được dùng để đặc trưng cho kênh ở lĩnh
vực tần số.
14
- Độ rộng k ênh kết hợp (Bc)
Đại lượng trải trễ rms về phương diện tần số sẽ ứng với một độ rộng
băng tần được gọi là độ rộng kênh kết hợp. Nó được coi là một dải tần số đi
qua kênh có đáp ứng tương đối bằng phẳng, hay độ tương quan của các đáp
ứng tần số trong dải là lớn.
Nếu coi độ tương quan là 0,9 thì độ rộng kênh kết hợp:
— (1.12)
c 50crr
Nếu coi độ tương quan là 0,5 thì độ rộng kênh kết hợp:
Sc“— (113)
5crr
Tất cả các thông số nêu trên dùng để mô tả tính chất kcnh trong vùng
cục bộ. Liên quan đến sự dịch chuyển tương đối giữa nơi phát và nơi thu còn
có thông số khác là độ trải tần doppler (doppler spread) và thời gian kết hợp.
- T rả i tần d o p p ler và thời gian kết hợp
Độ trải doppler BD là một thông số đánh giá của sự mở rộng phổ gây ra
bởi hiệu ứng doppler. Phổ mở rộng này sẽ có các thành phần trong khoảng từ
(f-fd) đến (f+fd) với fdđược tính Iheo công thức (1.6).
Thời gian kết hợp Tc là tính đối ngẫu trong lĩnh vực thời gian của độ
trải doppler. Đây là hai đại lượng tỷ lệ nghịch với nhau.
Tc * j - (1.14)
J m
fm là dịch chuyển dopplcr cực đại cho bởi fm = v/x,
1.2.2. Kênh fading và phân loại kênh fading
Fading là hiện tượng tín hiộu thu bị yếu và bị thãng giáng tại nơi thu.
Fading quy m ô nhỏ phụ thuộc vào tính chất tín hiệu như: độ rộng dải, chu kỳ

15
lập lại, tính chất kênh , nó được đánh giá bằng độ trải trễ rms và trải tần
doppler (do hiệu ứng đa đường và chuyển động của bộ phát và bộ thu)
Bảng 1.1: Phân loại kênh fading
Phân loại Đặc điểm
Minh hoạ
Fading
do trải
tần
doppler
Fading
nhanh
- Trải tần đoppler cao
- Thời gian kết hợp nhỏ hơn
chu kỳ ký hiệu
- Sự biến đổi của kênh nhanh
hơn sự biến đổi của tín hiệu
S i g n a l
ị
k
1
H n n n
Ị
1 ^
4

- %
Bị. — *
> f r e q
Fading

châm
- Trải tần doppler thấp
- Thời gian kết hợp lớn hơn chu
kỳ ký hiệu
- Sự biến đổi của kênh chậm
hơn sự biến đổi của ký hiệu
D o p p l e r
- 8,.

> :
4_ I S B0 —* freq
Fading
do trải
Irễ thời
gian
Fading
phẳng
Fading
chọn
lọc tần
số
- Độ rộng băng tần tín hiệu nhỏ
hơn độ rộng băng tần kcnh kết
hợp
- Trải trễ thời gian nhỏ hơn chu
kỳ ký hiệu
C h a n n e l
*
r,ị

.

.
k
ị r —
1
í
4

B ,
“^ S i g r ị a l

> t
- Độ rộng bãng tần tín hiệu lớn
hơn độ rộng băng tần kênh kết
hợp
- Trải trễ thời gian lớn hơn chu
kỳ ký hiệu
C ha nn el
L
e,
A
Signal
B,
freq
16
Fading phẳng không làm méo ký hiệu, còn fading chọn lọc tần số thì
làm méo ký hiệu gây nên ISI. Thế nhưng nhược điểm này sẽ được khắc phục
trong hệ thống OFDM, chi tiết hơn được trình bày trong chương 2 của luận
văn này.

1.2.3. Các phán bô Rayleigh và Ricean
1.2.3.1. Phân bô'fading Rayleigh
Phân bố fading Rayleigh là mô tả thống kê sự thay đổi biên độ của tín
hiệu nhận được trong kênh fading phẳng, hay của một thành phần riêng rẽ.
Trong kênh này, không có thành phần nào nổi trội, gồm nhiều thành phần đa
đường, không có đường truyền nhìn thấy (LOS).
Phân bố Rayleigh có hàm mật độ xác suất là:
Trong đó, r là độ lớn biên độ tín hiệu tại nơi thu, ơ2 là công suất Irung
bình của tín hiệu theo thời gian.
Phương sai của r:
1.2.3.2. Phân bố fading Rice an
Kênh truyền có fading Ricean xảy ra khi trên nền kênh Rayleigh có
thành phần nổi trội, thường đây là đường truyền nhìn thấy (LOS). Các phép
thống kê cho dạng hàm mật độ xác suất của biên độ nhận được như sau:
í 2 '\
r r
2 'N
0 < r < 00
(1.15)
0
r < 0
ơ) =£(r2) - E 2(r)= ịr1 p ( r ) d r = 0,4292cr
2
(1.16)
A > 0 r > 0
(1 .1 7 )
0
r < 0
Với, A: biên độ đỉnh của thành phần trội
ỈQ : hàm Bessel loại 1, bậc 0

17
Hàm phân bố Riccan thường diễn đạt qua thông số K
( /í ì
K(dB) = 10 log
V 2 ơ J
(1 .1 8 )
Khi A = 0 thì K(dB) = - 00 tương đương với phân bố Rayleigh
Tóm lại, vì nhiều lý do như trên mà việc truyền tin trong môi trường vô
tuyến là rất khó khăn, đặc biệt là thông tin tốc độ cao. Với những ưu điểm của
mình, OFDM đã khắc phục được các khó khăn trên. OFDM là hệ thống rất
phù hợp với m ôi trường này.
f ĐA! HOC
1RUNHTÂ:
¡loiỄ 1X7 1 0 «
18
CHƯƠNG 2: T ổ N G Q U A N VỂ HỆ T H O N G O FD M
OFDM là một trường hợp đặc biệt của truyền dẫn đa sóng mang, ở đây,
dòng dữ liệu tốc độ cao được chia thành nhiều dòng dữ liệu có tốc độ thấp hơn
và chúng được truyền đổng thời trên các sóng mang con. OFDM vừa là một
kỹ thuật điều chế, cũng vừa là một kỹ thuật ghép kênh [4]. Do truyền tốc độ
thấp trên nhiều sóng mang nên chu kỳ một ký hiệu OFDM sẽ tăng và trải trễ
đa đường sẽ giảm. Nhiễu giữa các ký hiệu ISI sẽ bị triệt khi dùng các khoảng
bảo vệ thích họp trong mỗi ký hiệu OFDM. Với nhiều ưu điểm nổi bật, hệ
thống OFDM đang ngày càng được triển khai rộng khắp trên thế giới.
2.1. Lịch sử hình thành O FD M
Nguyên lý của OFDM đã dược đề cập đến vào khoảng năm 1966. Bắt
đầu từ việc Chang ở phòng thí nghiệm BellLab đưa ra bài báo viết về truyền
tín hiệu hạn băng trên nhiều sóng mang con. Bài báo này đã chứng minh rằng
có thể lách nhiễu ISI mà không cần tới các mạch lọc hoàn hảo. Các kết quả
này đã thu hút được sự quan tâm đặc biệt cả trong giới học thuật và công

nghiệp. K ỹ thuật của Chang được sử dụng đầu tiên trong một số hệ thống quân
sự tần số cao như KINEPLEX, ANDEFT & KATH R Y N .
Năm 1967, Saltzberg đã phân tích các kết quả của Chang và gợi ý rằng
nhiễu xuyên kề là một hạn chế chính trong các hệ truyền thông song song.
Gợi ý quan trọng này đã định hướng cho nhiều nghiên cứu và thiết kế hệ nhằm
tránh ISI
Năm 1971, một bước ngoặt đã xảy ra, đánh dấu một bước phát triển
mới của hệ thống OFDM. Weinstein và Ebert đã áp dụng khai triển Fourier
rời rạc (DFT) có dùng thuật toán biến đổi Fourier nhanh FFT vào hệ thống
truyền dữ liệu song song trong quá trình điều chế và giải điều chế. Hai nhà
khoa học trẻ này còn đưa ra khái niệm khoảng bảo vệ GI, nghĩa là chèn vào
những đoạn trống trước khi truyền tín hiệu đi. GI có hai chức năng chính: triệt
19
ISI và khống chế ISI. Hầu hết các hệ thống OFDM ngày nay đều dựa trên cấu
trúc này.
Sau đó, Cim ini (1985) đã đưa ra kỹ thuật OFDM cho kênh di động số.
Tiếp đến, năm 1989, Pelecl và Ruiz đã cải tiến và dùng tiền tố vòng CP. CP
giúp duy trì tính trực giao dù chất lượng kênh không tốt. Với những cải tiến
trên, hệ thống OFDM ngày nay đã được dùng rộng rãi trong nhiều lĩnh vực
như: DAB/DVB, ASDL và mạng vô tuyến cục bộ W LA N
Cấu trúc một hệ OFDM được mô tả như sau:
2.2. Cấu trú c hệ thống O FDM
Ý tưởng chính trong kỹ thuật OFDM là phân chia luồng dữ liệu trước
khi phát đi thành N nhánh dữ liệu song song có tốc độ thấp hơn và phát mỗi
luồng dữ liệu đó trên một sóng mang con khác nhau.
Ánh xạ tín hiệu thực chất là quá trinh điéu chế dữ liệu trên các sóng
mang con. Quá trình điều chế thực hiện trên cả pha và biên độ tạo thành các
veclơ phức.
Các vectơ phức này được điều chế ở dạng băng tần gốc bằng thuật toán
IFFT và sau đó được chuyển lại ihành các dữ liệu nối tiếp để truyền dẫn.

Dải bảo vệ được chèn vào giữa các ký hiệu để tránh ảnh hưởng của ISI
do truyền đa đường. Sau đó các ký hiệu rời rạc này lại được chuyển đổi sang
dạng analog băng tần gốc, qua bộ lọc thông thấp và điều chế sóng mang cao
tần để phát lên trên kênh vô tuyến.
Tại nơi thu tiến hành quá trình ngược lại với quá trình phát để tách lấy
tín hiệu thông tin gốc. Sử dụng bộ cân bằng đầu ra (One Tap Equalizer) nhằm
sửa lỗi kcnh truyền. Hệ số đầu ra của bộ lọc được tính toán dựa trên thông tin
về kênh.
20
Dữ liệu nhận
H ình 2.1 M ô hình hệ thông O F D M (Zou and Wu, 1995)
21
Ánh xạ tín hiệu thực chất là quá trình điều chế dữ liệu trên các sóng
mang con. Sau khi ra khỏi bộ biến đổi s/p, các nhánh dữ liệu con với tốc độ
bit thấp được đưa vào bộ điều chế để thực hiện điều chế M -Q A M . Đây là hệ
điều chế thực hiện điều chế đơn sóng mang thông thường trên các nhánh dữ
liệu con. Khi đó, các nhóm n bit (M =2n) trên mỗi nhánh con sẽ được tổ hợp
lại với nhau để thực hiện điều chế cả về pha và biên độ của một sóng mang
dùng trên các nhánh, kết quả thu được là các ký hiệu M -Q AM . Như vậy, mỗi
ký hiệu M -Q A M sẽ mang trên nó n bit dữ liệu ban đầu, và có thể được biểu
diễn bằng các vcctơ phức I - Q.
Hình 2.2 là một ví dụ điều chế 16 Q AM , nó ánh xạ 4 bit trên mỗi ký
hiệu.
2.2.1 Ánh xạ tín hiệu
■ «1000 • 1001 • 101 ( « 1010'
• 1 100 • 1 101
• 1111 • t 1 10
«0100
«0101 «0111
«0 1 10

• 0000 É 0001
• con
• 0010
1 -0.5 0 0.5
1
Hình 2.2 Giản đồ chòm sao c.ủa điều chế 16 QAM
ở nơi thu, véc tơ I - Q là được ánh xạ ngược lại thành các bit dữ liệu.
Trong quá trình truyền, tín hiệu sẽ chịu tác động của nhiễu và méo do nhiễu
nhiệt hay kênh không hoàn hảo Khi đó các điểm trên mặt phẳng I - Q sẽ lại
nhoè đi. Bộ thu khi đó phải ước lượng được gần đúng nhất véc tơ truyền đi.
Lỗi sẽ xảy ra khi nhiễu vượt quá một nửa khoảng cách giữa các điểm trong
mặt phẳng I - Q, khi đó nó sẽ vượt qua ngưỡng quyết định.
22
\
'

T

'

- ị

-
—
i l l # - I I ; #
_ 0.S
Q
M ề r ề S -
0
' > • 1 * • •

•0.5
-1
w w m ■ w
: ; \
-1 -05 ũ 0 Ỉ \ I
Bién quyết đinh
I
Hình 2.3 Giản đồ chỏm tín hiệu của tín hiệu thu 16 QAM
2.2.2. Biến đổi IF FT IF FT
Vì thu hẹp các kênh trên miền tần số thì trên miền thời gian, các tín
hiệu được truyền đi bởi các kênh nhỏ sẽ bị chồng chéo lên nhau. Do đó các tín
hiệu này ycu cầu phải hoàn toàn trực giao với nhau trên miền tần số, vì nếu
chúng không trực giao với nhau thì chúng sẽ gây nhiễu cho nhau (nhiễu này
do phần năng lượng nằm ngoài băng thông của các kênh nhỏ kế cận nhau gây
ra). Do đó, phải có một phương thức biến đổi làm cho tín hiệu sau biến đổi ở
các kênh nhỏ là trực giao với nhau. Biến đổi Fourier thoả mãn điều này nên nó
được dùng trong OFDM và có thổ áp dụng biến đổi Fourier nhanh FFT để đơn
giản hoá việc tính toán. Nhờ việc sử dụng IFFT/FFT mà số lượng các phép
nhân phức giảm xuống nhiều, chỉ còn N/2 log2N phép nhân phức thay vì N
phép nhân phức của bộ DFT thông thường. Mô tả tín hiệu, tính toán quá trình
biến đổi tín hiệu sẽ được trình bày chi tiết hơn trong chương 4.
Sau khi điều chế sóng mang theo biên độ và pha của dữ liệu, các sóng
mang này đi tiếp đến bộ IFFT. Thông thường, số sóng mang con Ihực sự được
23
sử dụng thường nhỏ hơn kích thước của bộ IFFT ncn những đầu vào còn thiếu
sẽ được gán các giá trị bằng không. Tất cả những thao tác này được thực hiện
ở trong miền tần số. Biến đổi IFFT sẽ thực hiện phép biến đổi chuyển sang
miền thời gian và cho phép tiếp tục truyền tín hiệu đi.
Ở phía thu tiến hành quá trình ngược lại với quá trình phát, dùng FFT
để khôi phục tín hiệu. Hình 2.4 là sơ đồ minh hoạ cho bước biến đổi IFFT

trong quá trình phát.
Hình 2.4 Mô tả biến đổi IFFT
2.2.3. Chèn và loại bỏ dải bảo vệ
Với cùng một dải thông, ta thấy tốc độ của ký hiệu O FDM nhỏ hơn khi
truyền đơn sóng mang. V í dụ hệ đơn sóng mang dùng điều chế BPBK, tốc độ
ký hiệu bằng tốc độ bit trong khi OFDM chia dải thông thành N sóng mang
con vì vậy tốc độ ký hiệu nhỏ hơn N lần so với đơn sóng mang. Tốc độ ký
hiệu thấp khiến OFD M có tính kháng nhiễu cao so với ảnh hưởng của ISI do
truyền đa đường.
24
Những ảnh hưởng của ISI lên OFDM có thể được cải thiện hơn nữa khi
thêm vào các dải bảo vệ trước mỗi ký hiệu. Dải bảo vệ được chọn sao cho nó
có khoảng thời gian kéo dài lớn hơn độ trải trễ cực đại gây ra bởi kênh truyền,
khi đó thành phần đa đường sẽ không làm nhiễu đến thành phần kế tiếp.
Dải bảo vệ chèn vào có thể là dải trống hoặc một ký hiệu đặc biệt. Tuy
nhiên khi chèn dải trống vào thì tuy tránh được hiện tượng ISI nhưng lại không
tránh được hiện tượng nhiễu xuyên giữa các sóng mang ICI [4]. Vì khi đó nếu
tín hiệu OFDM bị tác động bởi kênh fading thì khoảng trống này sẽ gây ra
hiện tượng mất tính tuần hoàn trong một số sóng mang con thành phần nên
tính trực giao giữa các sóng mang con trong một ký hiệu OFDM không còn
nữa, dẫn đến IC I tăng lên.
Để triệt ISI và tăng khả năng chống ICI thì dải bảo vệ chèn vào phải
được chọn sao cho nó lợi dụng được tính chất vòng của biến đổi Fourier. Tín
hiệu trong đoạn bảo vệ sẽ là bản sao của đoạn cuối ký hiệu OFDM. Do vậy
tính tuần hoàn của tín hiệu trong miền thời gian vẫn được duy trì và các sóng
mang trong miền tần số vẫn Irực giao, không còn ICI.
Hình 2.5 Chèn thêm dải bảo vệ