MÔ HÌNH RÚT TRÍCH CỤM TỪ ĐẶC TRƯNG NGỮ NGHĨA TRONG TIẾNG VIỆT

4
PHẦN 1
TỔNG QUAN VỀ BỘ NGHỊCH LƯU ÁP ĐA BẬC

1 GIỚI THIỆU CHUNG VỀ CÁC BỘ NGHỊCH LƯU
Bộ nghòch lưu là bộ phận quan trọng trong các bộ biến đổi điện có nhiệm vụ
chuyển đổi năng lượng điện từ nguồn điện một chiều (được chỉnh lưu từ nguồn điện
xoay chiều của lưới điện hoặc từ các nguồn một chiều như PIN, Ắquy, hệ thống quang
điện v.v thành năng lượng điện xoay chiều để cung cấp cho các phụ tải xoay
chiều. Tuỳ theo tính chất của nguồn một chiều cung cấp cho bộ nghòch lưu và tính chất
của đại lượng xoay chiều ở ngõ ra của bộ nghòch lưu (cung cấp cho tải) mà bộ nghòch
lưu được phân thành các loại như sau :
Tính chất của nguồn
một chiều ở ngõ vào
Đại lượng xoay chiều
ở ngõ ra cấp cho tải
Tên gọi của bộ nghòch lưu
• Nguồn áp • Điện áp Bộ nghòch lưu áp nguồn áp
• Nguồn áp • Dòng điện Bộ nghòch lưu dòng nguồn áp
• Nguồn dòng • Điện áp Bộ nghòch lưu áp nguồn dòng
• Nguồn dòng • Dòng điện Bộ nghòch lưu dòng nguồn dòng
Trong các loại nghòch lưu nói trên, bộ nghòch lưu áp nguồn áp (ta gọi tắt là bộ
nghòch lưu áp) được dùng phổ biến nhất, thường được sử dụng trong các hệ thống
truyền động động cơ AC, các bộ lọc tích cực, các thiết bò bù công suất phản kháng v.v
Bộ nghòch áp nguồn áp là đối tượng nghiên cứu của đề tài.

Để tạo ra điện áp xoay chiều ở ngõ ra, các linh kiện chuyển mạch có thể điều
khiển ON-OFF như BJT, MOSFET, IGBT, GTO được sử dụng trong mạch nghòch lưu
áp và được điều khiển ON-OFF theo một quy luật nhất đònh để tạo ra dạng điện áp
xung chứa thành phần cơ bản dạng sin có biên độ và tần số mong muốn.

Điện áp ngõ ra của bộ nghòch lưu áp có thể có 2 hay nhiều mức khác nhau. Tuỳ
thuộc vào điều đó ta có bộ nghòch lưu áp 2 bậc và bộ nghòch lưu áp đa bậc (từ 3 mức
trở lên). Sự khác biệt giữa 2 mức áp kế nhau cũng chính là điện áp tối đa đặt lên linh
kiện trong quá trình linh kiện ở trạng thái OFF. Khi số bậc càng lớn, với cùng một mức
áp và dòng điện ngõ ra, các chỉ tiêu về độ méo dạng tổng thể do sóng hài (THD), kích
thước mạch lọc ngõ ra (trường hợp có dùng mạch lọc) và công suất chuyển mạch đều
giảm so với mạch nghòch lưu áp 2 bậc cơ bản. Kết luận này được Dr. Keith Corzine
tại University of Missouri – Rolla nghiên cứu và đưa ra trong bài “Operation and
Design of Multilevel Inverters” (tài liệu tham khảo [1]). Dr. Keith Corzine đã
nghiên cứu một hệ thống truyền động động cơ AC với sơ đồ ở hình 1.1:


5


Motor :
P
đm
= 800kW;
cosϕ = 0,8;
U
đm
= 4,16kV
f
đm
= 60Hz
Nguồn :
V
dc

= 6kV
Mạch nghòch lưu :
Số bậc n = 2, 3 ,5, 9
Tần số chuyển mạch:
fs = 5kHz

Hình 1.1:
Hệ thống truyền động động cơ AC được dùng trong
nghiên cứu của Keith Corzine.
Các kết quả mà Keith Corzine đưa ra được trình bày tóm tắt trên hình 1.2

Hình 1.2 : Dạng điện áp pha a-g ứng với
số bậc tăng dần từ 2 đến 9.

• Đối với chỉ tiêu THD và kích thước mạch lọc (L
f
), có một sự giảm có ý nghóa khi từ
2 bậc lên 3 bậc.
• Đối với chỉ tiêu về công suất chuyển mạch (P
sw
), sự giảm có ý nghóa xảy ra khi từ 3
bậc lên 5 bậc.
• Khi số bậc từ 5 tăng lên 9, các chỉ tiêu THD, L
f
, P
sw
giảm chậm.
Do có nhiều vấn đề kỹ thuật cần phải giải quyết đối với các mạch nghòch lưu áp có
số bậc lớn hơn 3 nên chỉ có mạch nghòch lưu áp 3 bậc được ứng dụng phổ biến ở phạm
vi công suất trung bình.

6
2 CẤU HÌNH CỦA CÁC BỘ NGHỊCH LƯU ÁP ĐA BẬC.
Bộ nghòch lưu áp đa bậc có 3 cấu hình cơ bản :
Cấu hình Diode kẹp 3 bậc (diode-clamped converter), còn gọi là cấu hình NPC,
được Nabae giới thiệu năm 1981. Về sau, cấu hình này được phát triển cho nhiều bậc.
Cấu hình diode-clamped có dạng cầu với mỗi nhánh gồm nhiều linh kiện mắc nối tiếp
như hình 1.3. Đây là cấu hình được nghiên cứu và ứng dụng nhiều nhất.

Three-level diode-clamped converter

Four-level diode-clamped converter
Hình 1.3 :
Cấu trúc mạch nghòch lưu áp đa bậc dạng Diode kẹp
Mô hình mạch tương đương của cấu hình Diode kẹp được mô tả trên hình 1.4. Ở
đó, với trường hợp n bậc, điện áp ngõ ra sẽ có n mức tương ứng với điện áp tại các nút
0 đến n-1.

Hình 1.4: Mô hình tương đương của mạch nghòch lưu áp n bậc cấu hình Diode kẹp

7
Hai cấu hình khác gồm floating-capacitor converter (dạng tụ kẹp) và cascade
H-bridge converter. Cấu hình tụ kẹp có cấu trúc dạng cầu với mỗi nhánh gồm nhiều
linh kiện nối tiếp tương tự như cấu hình diode kẹp. Cấu hình H-bridge được xây dựng
bằng cách nối tiếp các mạch nghòch lưu 2 bậc cơ bản.


Three-level floating-capacitor
converters

Four-level floating-capacitor converters
Hình 1.5 :
Cấu hình mạch nghòch lưu áp đa bậc dạng tụ kẹp


a) Cấu hình cascade 3 bậc

b) Cấu hình cascade đa bậc
Hình 1.6 : Cấu hình mạch nghòch lưu áp đa bâc dạng cascade



8
Bảng 1.1: So sánh giữa các cấu hình mạch nghòch lưu áp đa bậc.
Cấu hình A B C D E G H
n-level 6(n-1) 6(n-2) n-1 V
dc
/(n-1) 2n-1 n
3
n
3
-(n-1)
3

3-level 12 6 2 V
dc
/2 5 27 19
4-level 18 12 3 V
dc
/3 7 64 37

Diode
kẹp
5-level 24 18 4 V
dc
/4 9 125 61
n-level 6(n-1) 0 3n-5 V
dc
/(n-1) 2n-1 2
3(n-1)
n
3
-(n-1)
3

3-level 12 0 4 V
dc
/2 5 64 19
4-level 18 0 7 V
dc
/3 7 512 37


Tụ kẹp
5-level 24 0 10 V
dc
/4 9 4096 61
n-level 6(n-1) 0
Chẳn : 3n/2-2
Lẻ: 3n/2-1,5

V
dc
(n-1) 2n-1 2
3(n-1)
n
3
-(n-1)
3

3-level 12 0 3 V
dc
/2 5 64 19
4-level 18 0 4 V
dc
/3 7 512 37


Cascade
5-level 24 0 6 V
dc
/4 9 4096 61
A: Số lượng linh kiện chuyển mạch
B: Số lượng Diode kẹp
C: Số lượng tụ điện
D: Điện áp tối đa đặt lên linh kiện chuyển mạch
E: Số mức tối đa của điện áp dây (line-to-line voltage)
F: Số mức tối đa của điện áp pha tải (tải nối Υ).
G: Số lượng vectơ trong giản đồ vectơ (kể cả các vectơ Redundancy).
H: Số lượng vectơ trong giản đồ vectơ (không tính các vectơ Redundancy).


Cấu hình diode kẹp và cấu hình tụ kẹp cần dùng tụ điện lớn hoặc giải thuật
điều khiển phù hợp để duy trì ổn đònh điện áp trên các tụ. Cấu hình này chỉ
dùng một nguồn DC duy nhất, do vậy thích hợp cho trường hợp nguồn DC
được tạo nên nhờ chỉnh lưu từ hệ thống điện AC của lưới điện.

Cấu hình Cascade gồm nhiều bộ nghòch lưu áp cầu 1 pha ghép nối tiếp. Mỗi
bộ nghòch lưu áp dạng cầu một pha này sử dụng một nguồn DC riêng, các
nguồn DC đòi hỏi phải cách ly hoàn toàn. Vì vậy cấu hình dạng Cascade thích
hợp cho trường hợp các nguồn DC có sẵn ví dụ acquy, battery v.v.

Các tụ điện trong cấu hình Diode kẹp và tụ kẹp được sử dụng như các nguồn DC
độc lập và cần thiết phải duy trì ổn đònh điện áp trên tụ. Nếu ta thay các tụ điện này
bằng các nguồn DC độc lập có sẳn như PIN, Ắcquy thì điện áp các nguồn này tương
đối ổn đònh không phụ thuộc vào giải thuật điều khiển. Khi đó mạch sẽ làm việc ổn
đònh hơn. Khi đó số lượng nguồn DC cần dùng trong cấu hình diode kẹp sẽ ít hơn so
với cấu hình cascade nếu cùng số bậc. Tuy nhiên trong trường hợp này nếu điện áp các
nguồn DC không bằng nhau (đối với cấu hình Diode kẹp) hoặc không phải là bội số
của nhau (cấu hình tụ kẹp), nếu vẫn áp dụng phương pháp điều khiển thông thường thì
đặc tuyến điều khiển sẽ phi tuyến và xuất hiện các sóng hài bậc thấp ở ngõ ra làm
giảm chất lượng điện áp và dòng điện cấp cho tải. Do đó cần có giải thuật điều khiển
thích hợp khi các nguồn DC không cân bằng.

9
Bảng 1.2 : So sánh số lượng nguồn DC cần dùng giữa các cấu hình
khi thay các tụ điện trong cấu hình diode kẹp và tụ kẹp bằng nguồn DC độc lập.
Cấu hình Số lượng nguồn DC độc lập
n-level (n-1)
3-level 2
4level 3

Diode kẹp
5-level 4
n-level 3n-5
3-level 4
4level 7

Tụ kẹp
5-level 10
n-level Chẳn : 3n/2-2; Lẻ: 3n/2-1,5
3-level 3
4level 4

Cascade
5-level 6
Cấu hình diode kẹp cần số lượng nguồn DC ít nhất.


3 CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN
Hai kỹ thuật chủ yếu được dùng để điều khiển các bộ nghòch lưu áp (nói
chung) là kỹ thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang (carrier based-PWM) và
kỹ thuật điều chế độ rộng xung dùng vectơ không gian (SV-PWM).

Kỹ thuật carrier based-PWM sử dụng điện áp điều khiển (sóng điều khiển) so
sánh với sóng mang tam giác và kết quả so sánh được dùng để điều khiển các linh
kiện chuyển mạch. Kỹ thuật này có ưu điểm là đơn giản, có thể thực hiện bằng kỹ
thuật Analog. Giới hạn trên của phạm vi điều khiển tuyến tính là m = 0,785 (trường
hợp sóng điều khiển dạng sin – sinusoidal pulsewidth modulation SPWM)) và m
= 0,907 (trường hợp điều chế độ rộng xung cải biên – cộng thêm thành phần Offset
vào sóng điều khiển dạng sin cơ bản). Nhược điểm của kỹ thuật này là tần số
chuyển mạch cao, do đó tổn hao công suất chuyển mạch lớn. Ngoài ra nếu thực

hiện bằng kỹ thuật Analog thì độ chính xác thấp.

Kỹ thuật SV-PWM dùng lý thuyết vectơ không gian để tính toán thời gian và trình
tự tác động xung kích lên các linh kiện chuyển mạch. Kỹ thuật này được thực hiện
trên cơ sở xử lý số, cần có sự trợ giúp của các vi mạch DSP để thực hiện các tính
toán xử lý. Điều này làm cho cấu trúc của mạch điều khiển phức tạp và giá thành
đắt. Tuy nhiên kỹ thuật SV-PWM có ưu điểm là có thể chọn trình tự thực hiện các
vectơ sao cho tần số đóng ngắt thấp, nhờ vậy giảm được tổn hao chuyển mạch trên
linh kiện đóng ngắt. Ngoài ra độ chính xác cao và việc cài đặt các thông số được
thực hiện đơn giản. Ngày nay kỹ thuật SV-PWM được sử dụng nhiều nhờ sự hỗ trợ
của kỹ thuật số. Đây là một kỹ thuật mang tính hiện đại. Giới hạn trên của phạm vi
điều khiển tuyến tính đối với kỹ thuật SV-PWM là m = 0,907.

10
Hệ số điều chế m được đònh nghóa như sau :
dc
m)1(t
V
2
V
bước 6 khiển điều pháp phương vớiđược đạt bản cơ hài độ Biên
được đạt bản cơ hài độ Biên
m
π
==

• V
t(1)m
là biên độ của thành phần cơ bản trong điện áp ngõ ra
(điện áp pha – tâm nguồn DC)

• V
dc
là điện áp của nguồn DC.

3.1 Chi tiết về kỹ thuật Carrier based - PWM
Trong phần này, kỹ thuật carried based - PWM được làm rõ thông qua ví dụ
điều khiển bộ nghòch lưu áp 2 bậc có sơ đồ ở hình 1.7.

2
V
dc
2
V
dc
dc
V

Hình 1.7 : Sơ đồ nguyên lý mạch nghòch lưu áp 2 bậc

Phương pháp điều khiển :

Hình 1.8 : Phương pháp tạo tín hiệu kích và dạng sóng điện áp ngõ ra

11

Trong trường hợp sóng điều khiển dạng
sin, phạm vi điều khiển tuyến tính đối với
điện áp tải bò giới hạn ở mức m
max
=0.785.

• V
đkM
là biên độ của sóng điều khiển
• V
pM
là biên độ của sóng mang

Phương pháp mở rộng phạm vi điều khiển tuyến tính.

+
-
V
DC
Bộ nghòch
lưu áp
a
b
c
O
Tâm nguồn
DC
Tải 3 pha
Signal
Fourier Analysis

Hình 1.9
Xét mạch nghòch lưu áp có mang tải ở hình 1.7. Việc điều khiển phải được tính
toán sao cho biên độ của thành phần cơ bản trong phổ tín hiệu ngõ ra đạt được giá trò
mong muốn, đồng thời các thành phần hài khác phải giảm thiểu để đảm bảo chất lượng
điện áp và dòng điện cung cấp cho tải. Với phương pháp điều khiển SPWM, phân tích

phổ tín hiệu điện áp ngõ ra cho thấy các thành phần sóng hài từ bậc 2 trở lên (trừ các
thành phần hài bậc cao xung quanh tần số chuyển mạch) đều có giá trò rất thấp. Vì vậy
nếu xét trong miền tần số có f
max
< f
s
(f
s
là tần số của sóng mang – thông thường
khoảng vài kHz) thì mô hình mạch của bộ nghòch lưu áp như hình 1.10.

Hình 1.10

Các nguồn áp V
1
, V
2
, V
3
chính là thành
phần điện áp cơ bản (3 pha) có biên độ
bằng nhau, cùng tần số và lệch pha nhau
120
0
.
(
)
()
⎪
⎩

⎪
⎨
⎧
π−ω=
π−ω=
ω=
3/4tsin(.VV
3/2tsin.VV
tsin.VV
m3
m2
m1

Tải 3 pha có thể đấu hình Υ hoặc ∆.



12

Với phương pháp điều khiển SPWM, biên độ của sóng điều khiển sẽ tỉ lệ với
biên độ của thành phần cơ bản ở ngõ ra theo hệ thức:
dc
pM
đkM
m)1(t
V5,0
V
V
V =
(quan hệ

thuyến tính). Như vậy biên độ của thành phần cơ bản lớn nhất ở ngõ ra là 0,5V
dc
khi
V
đkM
= V
pM
. Mức áp này tương ứng với hệ số điều chế
785,0
4
V
2
V5,0
m
dc
dc
≈
π
=
π
=
.

Để thành phần cơ bản có biên độ lớn hơn 0,5V
dc
, cần phải tăng biên độ sóng điều
khiển. Tuy nhiên khi tăng biên độ sóng điều khiển lên cao hơn biên độ sóng mang thì
trong khoảng vượt đó ta không điều khiển được. Các thành phần hài xuất hiện trong
điện áp và dòng điện ngõ ra, làm giảm chất lượng điện áp và dòng điện cấp cho tải.
Mặc khác khi đó việc điều khiển rơi vào vùng phi tuyến và không xác đònh chính xác

được mức áp thành phần cơ bản ở ngõ ra. Điều này là một trở ngại cho việc điều
khiển. Biện pháp giúp mở rộng phạm vi điều khiển tuyến tính là cộng thêm thành
phần Offset vào điện áp điều khiển cơ bản sao cho mặc dù tăng biên độ của sóng điều
khiển cơ bản (dạng sin) lên cao hơn V
pM
nhưng sóng điều khiển thực sự vẫn có giá trò
thấp hơn hoặc bằng với V
pM
(xem hình 1.11).
-1
-0.5
0
0.5
1
Sóng điều khiển với biên độ > V
PM
Sóng điều khiển + Offset
Offset

Hình 1.11 : Cộng thành phần Offset vào sóng điều khiển
Phương pháp điều khiển có Offset được gọi là điều chế độ rộng xung sin cải biên
(SPWM cải biên). Khi đó biên độ của thành phần cơ bản ở ngõ ra có thể tăng đến
57,7%V
dc
ứng với hệ số điều chế m = 0,907. Đó là giới hạn của phạm vi điều khiển
tuyến tính.

Khi tồn tại thành phần Offset trong điện áp điều khiển thì cũng đồng thời xuất
hiện các thành phần hài trong điện áp pha – tâm nguồn. Để các thành phần hài này
không ảnh hưởng đến tải thì chúng phải là các hài bội 3 (tức là các hài bậc 3, 6, 9, …)

Mô hình mạch của bộ nghòch lưu áp trong trường hợp điều khiển có Offset với tần số
của Offset bằng 3 lần tần số cơ bản như hình 1.12.

13

Hình 1.12 : Mô hình bộ nghòch lưu áp khi áp dụng điều khiển mở rộng
Thành phần Offset có tần số gấp 3 lần tần số cơ bản, do đó nếu các thành phần
cơ bản lệch pha nhau 120
O
thì các thành phần Offset trùng pha nhau. Vì vậy nếu chúng
có cùng biên độ thì tại mọi thời điểm ta luôn có : Vx = Vy = Vz . Do vậy thành phần
Offset không ảnh hưởng đến tải hay nói cách khác dòng điện hài bậc 3 không xuất
hiện trên tải. Tương tự như vậy nếu trong phổ của điện áp pha – tâm nguồn DC xuất
hiện các thành phần bậc lẻ : 6, 9, 12, … thì các thành phần này cũng không xuất hiện
trên tải. Tuy nhiên điều này chỉ đúng với bộ nghòch lưu áp 3 pha.
Một số dạng hàm Offset thường được sử dụng và phổ của chúng
Offset = -0.5(max + min)
(Điều khiển liên tục)
Offset = 1 – max
(Điều khiển gián đoạn)
h
3
, h
9
, h
15
, h
21
, h
27

, h
33
DC, h
3
, h
6
, h
9
, h
12
, h
15
, h
18
, h
21
, h
24
,…





14
Điều khiển nghòch lưu áp đa bậc

Trong trường hợp điều khiển nghòch lưu áp đa bậc, sóng điều khiển được so sánh
với một tập hợp các sóng mang. Kết quả so sánh giữa sóng điều khiển với một sóng
mang trong tập được dùng để điều khiển một cặp linh kiện chuyển mạch tương ứng.

Kết quả là điện áp ngõ ra có nhiều mức khác nhau. Ví dụ trong trường hợp điều khiển
nghòch lưu áp 3 bậc (cấu hình NPC) như sau :
2
V
dc
2
V
dc
Hình 1.13 : Phương pháp điều khiển nghòch lưu áp đa bậc
Trong điều khiển nghòch lưu áp đa bậc, phương pháp điều khiển SPWM cải biên
cũng được áp dụng bằng cách cộng hàm Offset vào hàm điều khiển giống như trường
hợp nghòch lưu áp 2 bậc.

3.2 Chi tiết về kỹ thuật SV-PWM
Kỹ thuật SV-PWM dựa vào giản đồ vectơ trạng thái để tính toán thời gian thực
hiện các trạng thái chuyển mạch sao cho điện áp 3 pha trên tải đáp ứng theo yêu cầu.
Các khái niệm vectơ không gian, giản đồ vectơ được thể hiện qua ví dụ sau đối với
trường hợp nghòch lưu áp 2 bậc.

Hình 1.14 : Mạch nghòch lưu áp 3 pha – 2 bậc
Xét bộ nghòch lưu áp 3 pha – 2 bậc, tải đấu hình Υ như hình 1.14. Giả thiết tải 3
pha cân bằng và các điện áp v
t1
, v
t2
, v
t3
thoả mãn : v
t1
+v

t2
+v
t3
= 0 (1.1)

Ta có :
⎪
⎩
⎪
⎨
⎧
−=
−=
−=
NOcO3t
NObO2t
NOaO1t
vvv
vvv
vvv
.

15
Kết hợp với điều kiện : v
t1
+v
t2
+v
t3
= 0 suy ra:

3
vvv
v
cObOaO
NO
+
+
=
.

Từ đó ta có :
⎪
⎪
⎪
⎩
⎪
⎪
⎪
⎨
⎧
−−
=
−−
=
−−
=
3
vvv2
v
3

vvv2
v
3
vvv2
v
bOaOcO
3t
cOaObO
2t
cObOaO
1t
(1.2)

Như vậy điện áp pha tải có thể suy ra từ các điện áp pha – tâm nguồn. Các
chuyển mạch được điều khiển theo quy tắc đối nghòch. Mỗi trạng thái của các chuyển
mạch S
1
S
3
S
5
tương ứng với một bộ 3 điện áp v
t1
, v
t2
, v
t3
luôn thoả hệ thức (1.1). Điều
này được thể hiện ở bảng 1.1. Giả sử quy ước S
x

= 1 thể hiện S
x
ở trạng thái đóng và S
x
= 0 thể hiện S
x
ở trạng thái hở, ta có các tổ hợp trạng thái và tương ứng là các mức
điện áp v
t1
, v
t2
, v
t3
được liệt kê trong bảng 1.3.
Bảng 1.3

Trạng thái 000 001 010
011

MẠCH

v
t1
0 -V
dc
/3 -V
dc
/3 -2V
dc
/3

v
t2
0 -V
dc
/3 2V
dc
/3 V
dc
/3
v
t3
0 2V
dc
/3 -V
dc
/3 V
dc
/3
v
t1
+v
t2
+v
t3
0 0 0 0

Trạng thái 100 101 110 111

MẠCH

v
t1
2V
dc
/3 V
dc
/3 V
dc
/3 0
v
t2
-V
dc
/3 -2V
dc
/3 V
dc
/3 0
v
t3
-V
dc
/3 V
dc
/3 -2V
dc
/3 0
v
t1
+v

t2
+v
t3
0 0 0 0
Trong kỹ thuật điều khiển SV-PWM, trình tự và thời gian thực hiện các tổ hợp
trạng thái trên đây cần được tính toán sao cho sự biến thiên của trò trung bình của điện
áp trên tải theo luật hình sin. Để xác đònh trình tự thực hiện các tổ hợp trạng thái

16
chuyển mạch, ta dùng khái niệm vectơ không gian. Vectơ không gian là vectơ đại diện
cho đại lượng xoay chiều 3 pha có tính chất khi nó quay quanh gốc toạ độ với vận tốc
không đổi bằng ω thì hình chiếu của nó trên 3 trục đặt lệch nhau 120
0
chính là 3 đại
lượng xoay chiều hình sin có biên độ bằng độ dài của vectơ, tần số góc bằng ω và lệch
pha nhau 120
0
. Điều này được thể hiện trên hình 1.15.

Hình chiếu của vectơ
V

lên trục pha a


Hình chiếu của vectơ
V

lên trục pha b
(lệch pha 120

0
so với pha a)
Hình chiếu của vectơ
V

lên trục pha c
(lệch pha 120
0
so với pha b)
Hình 1.15 : Hình chiếu của vectơ không gian
V
lên các trục pha a, b, c
Với đại lượng 3 pha v
a
, v
b
, v
c
cân bằng thì tại mọi thời điểm hệ thức (1.1) luôn
được thoả. Bảng 1.3 cho thấy điều đó cũng đúng với bất kỳ tổ hợp trạng thái nào của
các chuyển mạch S
1
S
3
S
5
. Bản chất của vấn đề là chỉ khi nào vectơ
V
quay theo quỹ
đạo tròn thì hình chiếu của nó trên các trục mới thoả hệ thức :

⎪
⎩
⎪
⎨
⎧
−ω=
−ω=
ω=
)240tcos(.Vv
)120tcos(.Vv
)tcos(.Vv
0
mc
0
mb
ma
(1.3)

Theo bảng 1.3, nếu các tổ hợp trạng thái S
1
S
3
S
5
thay đổi từ theo trình tự
và thời gian thực hiện mỗi tổ hợp trạng thái trên là
ω
π
6

2
(tức 1/6 chu kỳ của tín hiệu sin tần số ω) thì các điện áp trên tải: v
t1
, v
t2
, v
t3
biến
thiên như hình 1.16. Các mức áp này cũng chính là hình chiếu của vectơ
V
lên các
trục nếu vectơ
V
nhảy từng nấc 60
0
trên quỹ đạo 360
0
và dừng lại ở mỗi vò trí một
khoảng thời gian bằng
ω
π
6
2
.

17

Hình 1.16: Hình chiếu của vectơ
V
lên 3 trục pha a, b, c khi vectơ

V
dừng tại
các vò trí cách nhau 60
0
với thời gian dừng tại mỗi vò trí bằng 1/6 chu kỳ.
Như vậy có mối quan hệ giữa vò trí của vectơ không gian
V
và trạng thái đóng
ngắt các chuyển mạch S
1
S
3
S
5
. Ví dụ khi vectơ
V
ở vò trí nằm ngang, hướng từ trái qua
phải thì tổ hợp S
1
S
3
S
5
tương ứng là 100. Vì vậy để thuận tiện cho vấn đề khảo sát,
người ta gọi vectơ này là vectơ 100. Như vậy với 3 chuyển mạch S
1
, S
3
, S
5

ta có tất cả
8 vectơ như biểu diễn trên hình 1.17. Giản đồ vectơ này được dùng để xác đònh trình tự
thực hiện và thời gian duy trì các tổ hợp trạng thái S
1
S
3
S
5
để tạo ra dạng điện áp mong
muốn trên tải.
Giả sử ta thực hiện các vectơ theo
trình tự

thì điện áp trên tải sẽ có dạng như
hình 1.16. Phương pháp điều khiển
này gọi là điều khiển 6 bước (six-
steps). Biên độ thành phần cơ bản
đạt được khi điều khiển 6 bước là
dcdc(max)m
V%7,63V
2
V ≈
π
= . Hệ số
điều chế tương ứng là m = 1.


α
β
Hình 1.17 :

Giản đồ vectơ nghòch lưu áp 2 bậc

18
Phương pháp điều khiển 6 bước có nhiều ưu điểm như tổn hao chuyển mạch thấp
nhất (so với các phương pháp khác) do số lần chuyển mạch là ít nhất, biên độ thành
phần cơ bản là lớn nhất. Tuy nhiên các thành phần hài có biên độ lớn và do đó chất
lượng điện cung cấp cho tải không tốt. Hình 1.18 cho thấy phổ biên độ của tín hiệu
điện áp trên tải khi điều khiển 6 bước.

Hình 1.18 : Điện áp trên tải và phổ của nó khi thực hiện điều khiển 6 bước
với nguồn V
dc
= 400V. Biên độ hài cơ bản theo tính toán lý thuyết là 254,65V.
Phổ tín hiệu cho thấy các hài bậc thấp có giá trò đáng kể.
Trên giản đồ vectơ ở hình 1.17 ta thấy rằng chỉ có 8 vò trí của vectơ
V
là có thể
thực hiện được bằng 8 tổ hợp trạng thái S
1
S
3
S
5
tương ứng và nếu chỉ thực hiện những
trạng thái đó thì điện áp trên tải chỉ là những mẫu của tín hiệu dạng sin với các thành
phần hài bậc thấp có biên độ đáng kể. Về mặt lý thuyết, muốn điện áp trên tải là dạng
sin thực sự thì vectơ
V
phải quay theo quỹ đạo tròn với vận tốc góc không đổi. Như
vậy sẽ có vô số vò trí của vectơ

V
chứ không phải chỉ có một số vò trí như hình 1.17.
Trong thực tế, do những giới hạn về thời gian tính toán và công suất tổn hao cho phép
của linh kiện chuyển mạch nên chỉ có thể thực hiện n vò trí của vectơ
V
trên quỹ đạo
của nó. Giá trò lý tưởng là n = ∞. Như vậy trong thực tế, vectơ
V
dòch chuyển từng nấc
trên quỹ đạo của nó. Thời gian dừng lại ở mỗi vò trí được gọi là thời gian lấy mẫu và
nếu mỗi vòng quay (tương ứng với 1 chu kỳ) có n mẫu thì thời gian lấy mẫu là:
ω
π
==
n
2
n
T
T
s
.

19
θ

Hình 1.19 :

Các vò trí dừng của vectơ V trên quỹ đạo.
(xem xét trong góc phần VI thứ nhất).

Vectơ
V
sẽ có Môđun (phụ thuộc vào
độ lớn của thành phần cơ bản mong
muốn) và góc pha là bội số của 360/n.
Nói chung phần lớn vị trí của vectơ
V

không trùng với vị trí của những vectơ cơ
bản từ
V
0
đến
V
7
. Như vậy thực hiện
vectơ
V
như thế nào? Kỹ thuật SV-
PWM thực hiện vectơ
V
theo 3 vectơ
gần nhất với thời gian được tính toán hợp
lý để trò trung bình của điện áp trên các
pha trong một chu kỳ T
s
bằng với trò tính
toán nếu thực hiện vectơ
V
.

Hình 1.20 : Thực hiện vectơ
V
theo 3 vectơ gần nhất.
Thời gian thực hiện 3
vectơ
V
i
,
V
j
,
V
k
gần
nhất với vectơ
V
là T
i
,
T
j
, T
k
thoả T
i
+T
j
+T
k

=T
s

sao cho vectơ trung
bình càng gần với vectơ
V
càng tốt.

Hình 1.21 :
Vùng giới hạn khả năng thực hiện vectơ
V

theo 3 vectơ gần nhất

Khả năng thực hiện vectơ
V
bò
giới hạn bên trong đường tròn nội
tiếp hình lục giác. Đường tròn này
có bán kính
3
V
r
dc
= và do đó biên
độ lớn nhất của vectơ
V
thoả điều
kiện các điện áp trên tải dạng sin
là

3
V
V
dc
m
= . Đó chính là biên độ
hài cơ bản lớn nhất đạt được trong
vùng điều chế tuyến tính. Giới hạn
vùng điều chế tuyến tính đối với
phương pháp vectơ không gian là
0,907.



20
Kỹ thuật SV-PWM cho nghòch lưu áp đa bậc :
Kỹ thuật SV-PWM cho trường hợp nghòch lưu áp đa bậc cũng tương tự như
trường hợp 2 bậc nhưng giản đồ vecơ phức tạp hơn nhiều và có nhiều vectơ
Redundancy hơn để chọn lựa thực hiện. (Vectơ Redundancy là những vectơ mà khi thực
hiện chúng sẽ cho ra kết quả điện áp trên tải như nhau). Giản đồ vectơ cho nghòch lưu
áp 3 bậc như hình 1.22.
2
V
dc
2
V
dc
Hình 1.22 : Sơ đồ mạch nghòch lưu áp 3 pha–3 bậc và giản đồ vectơ tương ứng

4 CÁC VẤN ĐỀ TRONG ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU ÁP ĐA BẬC
Kỹ thuật carrier based - PWM và SV-PWM trên đây được phát triển trên cơ sở
các nguồn DC ổn đònh và cân bằng
, khi đó giản đồ vectơ là hệ tónh bất biến. Tuy
nhiên trong thực tế, các nguồn DC thường không cân bằng và điện áp của chúng không
ổn đònh. Lấy ví dụ trong biến tần đa bậc cấu hình diode kẹp (diode-clamped
converter), điện áp trên các tụ luôn dao động theo thời gian và khi đó giản đồ vectơ là
một hệ động, biến thiên theo thời gian. Trong trường hợp như vậy, với kỹ thuật điều
khiển giống như trường hợp các nguồn DC cân bằng và ổn đònh sẽ cho ra kết quả
dòng điện tải bò méo dạng do xuất hiện các thành phần sóng hài bậc thấp, ảnh
hưởng đến tải. Ngoài ra đối với mạch nghòch lưu áp có số bậc lớn hơn 3, khi nguồn
không cân bằng hoặc dao động, đặc tính điều khiển trở nên phi tuyến, gây khó khăn
cho việc điều khiển chính xác.






21
4.1 Mạch nghòch lưu áp 3 bậc làm việc với nguồn không cân bằng
Xét trường hợp mạch nghòch lưu áp 3 bậc. Điện áp ngõ ra có 3 mức giá trò. Nếu
ta chọn điểm mass như hình 1.23 thì :
• Khi nguồn cân bằng 3 mức đó là : 0,
dc1
V
2
1
V =
và V

2
= V
dc

• Khi nguồn không cân bằng thì 3 mức đó là : 0,
dc11
V
2
1
kkV'V ==
và V
2
= V
dc


a) Nguồn cân bằng b) Nguồn không cân bằng
Hình 1.23
Gọi f
cb
là tần số của thành phần cơ bản theo yêu cầu điều khiển, f
s
là tần số sóng
mang. Ta có thể chọn f
s
thoả điều kiện : f
s
= N.f
cb
(N ∈ Z

+
). Khi đó điện áp ngõ ra tuần
hoàn với chu kỳ T
cb
= 1/f
cb
. Áp dụng phân tích Fourrier đối với tín hiệu ngõ ra, ta có
phổ tín hiệu trong 2 trường hợp: điều khiển theo kỹ thuật SPWM (sóng điều khiển
dạng sin) và điều khiển theo kỹ thuật SPWM cải biên (với Offset = -0,5(max+min))
trình bày trên hình 1.24.
• Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM và chọn f
s
= 60f
cb
thì trong
khoảng tần số từ 0 đến 40f
cb
chỉ có thành phần tần số cơ bản, các thành phần
khác không đáng kể.
• Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM cải biên và cũng chọn f
s
= 60f
cb

thì trong khoảng tần số từ 0 đến 40f
cb
, ngoài thành phần cơ bản còn có các
sóng hài bậc 3 (chiếm khoảng 20,66%) và bậc 9 (khoảng 2,05%) thành phần
cơ bản.
Kết quả trên được rút ra từ nhiều mô phỏng với hệ số điều chế m thay đổi từ 0 →

0,907. Nếu ta chọn gốc thời gian trùng với thời điểm bắt đầu bán kỳ dương của sóng
điều khiển thì góc pha ban đầu của thành phần cơ bản và thành phần hài bội 3 bằng 0.
Do đó ta mô tả gần đúng điện áp ngõ ra như sau :
•
)tsin(VV
2
1
)t(v
m1dco
ω+≈ω
(1.4)
(trường hợp điều khiển không có Offset và chỉ xét đến khoảng tần số bé hơn 40f
cb
).
• )t3sin(.V2,0)tsin(VV
2
1
)t(v
m1m1dco
ω+ω+≈ω (1.5)
(trường hợp điều khiển có Offset và chỉ xét đến khoảng tần số bé hơn 40fcb).

22
a) Trường hợp điều khiển theo SPWM
(sóng điều khiển dạng sin)
b) Trường hợp điều khiển SPWM cải biên
Offset = -0,5(max+min)

Hình 1.24

Xét trường hợp các nguồn DC không cân bằng nhưng tổng V
dc
không đổi:
Xét trường hợp V
dc
không đổi. Khi điện áp các nguồn DC1 và DC2 bằng nhau ta
có điên áp tại nút (1) là V
1
= 0,5V
dc
. Khi điện áp các nguồn DC1 và DC2 khác nhau ta
có điện áp tại nút (1) là V’
1
≠ 0,5V
dc
. Đặt V’
1
= kV
1
(0 < k < 2), tức là V’
1
có giá trò bất
kỳ trong khoảng từ 0 đến V
dc
. Khi đó với cùng một dạng sóng điều khiển, điện áp ngõ
ra v
o
ứng với trường hợp nguồn cân bằng và v’
o
ứng với nguồn không cân bằng được

mô tả trên hình 1.25.
t
ω
π
0
π2

Hình 1.25 : So sánh điện áp ngõ ra giữa 2 trường hợp : nguồn cân bằng và
không cân bằng khi điều khiển với cùng một sóng điều khiển.

23
Từ hình 1.25 ta xây dựng được biểu thức của v’
o
như sau :
với 0 ≤ ωt < π
⎩
⎨
⎧
−+−
=
o
dco
o
kv
V)1k(v)k2(
'v

với π ≤ ωt ≤ 2π
Gọi v
d

(d: difference) là điện áp sai lệch giữa v’
o
và v
o
ta có :
với 0 ≤ ωt < π
⎩
⎨
⎧
−
−−−
=−=
o
odc
ood
v)1k(
v)1k(V)1k(
v'vv
với π ≤ ωt ≤ 2π
(1.6)


Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM

Nếu điều khiển theo SPWM, trong phổ của v
o
tồn tại thành phần DC và thành
phần cơ bản có biên độ là V
1m
như mô tả ở (1.4). Thay (1.4) vào biểu thức của v

d
ta
được :
với 0 ≤ ωt < π
⎪
⎪
⎩
⎪
⎪
⎨
⎧
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
ω+−
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
ω−−
=−=
)tsin(.VV
2
1
)1k(

)tsin(.VV
2
1
)1k(
v'vv
m1dc
m1dc
ood
với π ≤ ωt ≤ 2π
Như vậy v
d
là một tín hiệu tuần hoàn với chu kỳ bằng chu kỳ của thành phần cơ
bản. Do đó ta có thể áp dụng phân tích Fourrier đối với v
d
, ta có :
Thành phần DC trong tín hiệu v
d
là :
2
V).1k(
)t(d.v
2
1
A
dc
2
0
d0
−
=ω

π
=
∫
π

Biên độ của thành phần có tần số
ω
là :
2
1
2
11
baA += trong đó :
0)t(d).t(sin)t(d).t(sin
V).1k(
)t(d).tsin(.v
1
a
0
2
22
m1
2
0
d1
=
⎥
⎦
⎤
⎢

⎣
⎡
ωω−ωω
π
−−
=
=ωω
π
=
∫∫
∫
ππ
π
π

0)t(d).t2sin()t(d).t2sin(
2
V).1k(
)t(d).tcos(.v
1
b
0
2
m1
2
0
d1
=
⎥
⎦

⎤
⎢
⎣
⎡
ωω−ωω
π
−−
=
=ωω
π
=
∫∫
∫
ππ
π
π

Như vậy ta có :
0baA
2
1
2
11
=+=




24
Biên độ của thành phần tần số n

ω
(n
≥
2) được xác đònh từ :
2
n
2
nn
baA +=
trong đó :
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
−
π
−−
=
=ωω
π
=
∫∫
∫
ππ
π
π
0
2

m1
2
0
dn
dx).nxsin(.xsindx).nxsin(.xsin
V).1k(
)t(d).tnsin(.v
1
a

Tích phân :
0x)n1sin(
n1
1
x)n1sin(
n1
1
2
1
dx.x)n1cos(dx.x)n1cos(
2
1
dx).nxsin(.xsinJ
0
000
1
=
⎥
⎦
⎤

⎢
⎣
⎡
+
+
−−
−
=
=
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
+−−==
π
πππ
∫∫∫

Tương tự tích phân : 0dx).nxsin(.xsinJ
2
2
==
∫
π
π

0a
n

=⇒


⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
−
π
−−
=
=ωω
π
=
∫∫
∫
ππ
π
π
0
2
m1
2
0
dn
dx).nxcos(.xsindx).nxcos(.xsin
V).1k(
)t(d).tncos(.v

1
b

Ta có tích phân :

[]
⎢
⎢
⎢
⎣
⎡
−
=
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
−
−
++
+
−=
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡

−++==
π
ππ
∫∫
chẳ
n
n nếu;
n1
2
lẻ n nếu; 0
x)n1cos(
n1
1
x)n1cos(
n1
1
2
1
dx.x)n1sin(x)n1sin(
2
1
dx).nxcos(.xsinJ
2
0
00
3

Tương tự như vậy ta có :
⎢
⎢

⎢
⎣
⎡
−
−
=ωωω=
∫
π
π
chẳ
n
n nếu;
n1
2
lẻ n nếu; 0
)t(d).tncos().tsin(J
2
2
4

Từ đó ta có :
⎢
⎢
⎢
⎣
⎡
−π
−−
=
chẳ

n
n nếu ;
)n1(
V)1k(4
lẻ n nếu ; 0
b
2
m1
n

Vậy biên độ của thành phần hài bậc n (n ≥ 2) là :
⎢
⎢
⎢
⎣
⎡
−π
−−
=+=
chẳ
n
n nếu;
)n1(
V)1k(4
lẻ n nếu; 0
baA
2
m1
2
n

2
nn



25
Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM cải biên (có Offset)
Trong trường hợp điều khiển mở rộng, ngoài thành phần DC và thành phần cơ
bản, trong tín hiệu ngõ ra còn có thành phần hài bậc 3 chiếm khoảng 20% hài cơ bản
như mô tả ở (1.5). Ta cần xét xem thành phần này có ảnh hưởng gì nếu nguồn DC
không cân bằng.
Gọi v
d3
là điện áp sai lệch giữa v’
o
và v
o
khi chỉ xét riêng thành phần hài bội 3,
ta có :
với 0 ≤ ωt < π
⎩
⎨
⎧
ω−
ω−−
=
)t3sin(.V).1k(2,0
)t3sin(.V).1k(2,0
v
m1

m1
3d

với π ≤ ωt ≤ 2π
Thành phần DC do v
d3
sinh ra là :
π
−−
=
π
−−
=
=
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
−
π
−−
=ω
π
=
∫∫∫
ππ
π
π

3
V).1k(4,0
3
4
2
V).1k(2,0
dx.x3sindx.x3sin
2
V).1k(2,0
)t(d.v
2
1
B
m1m1
0
22
0
m1
3d0

Biên độ của thành phần hài thứ n do v
d3
sinh ra được xác đònh theo :
2
n
2
nn
baB += trong đó :
0dx).nxsin().x3sin(dx)nxsin().x3sin(
V).1k(2,0

)t(d).tnsin(.v
1
a
0
2
m1
2
0
3dn
=
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
−
π
−−
=
=ωω
π
=
∫∫
∫
ππ
π
π

⎢

⎢
⎢
⎣
⎡
−π
−−
=
=
⎥
⎦
⎤
⎢
⎣
⎡
−
π
−−
=
=ωω
π
=
∫∫
∫
ππ
π
π
chẳn n nếu ;
)n9(
V).1k(4,2
lẻ n nếu ; 0

dx).nxcos().x3sin(dx)nxcos().x3sin(
V).1k(2,0
)t(d).tncos(.v
1
b
2
m1
0
2
m1
2
0
3dn

)n9(
V).1k(4,2
B
2
m1
n
−π
−−
=⇒

Từ các kết quả phân tích hai trường hợp điều khiển theo SPWM và điều khiển
theo SPWM cải biên đối với nghòch lưu áp 3 bậc trên đây ta có kết luận: Khi nguồn
không cần bằng, điện áp ngõ ra của bộ nghòch lưu có thay đổi so với trường hợp nguồn
cân bằng, cụ thể như sau :
 Thành phần DC thay đổi một lượng bằng :
⎢

⎢
⎢
⎣
⎡
π
−
−−
−
biê
n
cải SPWM khiển điều ;
3
V).1k(4,0
)1k(V5,0
SPWM khiển điều ; )1k(V5,0
m1
dc
dc


26
 Thành phần cơ bản không đổi
 Hài bậc lẻ (chỉ có khi điều khiển theo SPWM cải biên) không thay đổi.
 Hài bậc chẳn xuất hiện với biên độ là :
⎪
⎪
⎩
⎪
⎪
⎨

⎧
−π
−
+
−π
−
−π
−
=
biê
n
cải SPWM theo khiển điều khi ;
)9n(
V).1k(4,2
)1n(
V).1k(4
SPWM theo khiển điều khi ;
)1n(
V).1k(4
V
2
m1
2
m1
2
m1
nm
Khi điều khiển theo SPWM cải biên, biên độ sóng hài bậc 2 giảm nhưng các
sóng hài bậc chẳn khác từ bậc 4 trở lên đều tăng biên độ. Hình 1.26 trình bày
kết quả so sánh giữa hai trường hợp điều khiển với k = 0,6.

Để kiểm chứng lý các phân tích trên đây, ta so sánh phổ của tín hiệu ngõ ra trong
3 trường hợp :
(1) Mạch nghòch lưu làm việc với nguồn cân bằng, điều khiển theo SPWM.
(2) Mạch nghòch lưu làm việc với nguồn không cân bằng (k = 1,6); điều khiển
theo SPWM.
(3) Mạch nghòch lưu làm việc với nguồn không cân bằng (k = 1,6); điều khiển
theo SPWM cải biên.
Kết quả mô phỏng và so sánh trình bày trên hình 1.26.








Hình 1.26


Đ
ể đánh giá rõ hơn, độ méo dạng hài tổng thể (trừ thành phần DC và các thành
phần hài bậc 3, 6, 9, … vì không ảnh hưởng đến tải) được tính đến hài bậc 40 với k
thay đổi từ 0 đến 2 được vẽ trên hình 1.27. Một số kết quả mô phỏng với k = 0,2; 0,4;
0,6; 0,8; 1,2; 1,4; 1,6; 1,8 cũng được thực hiện để so sánh với lý thuyết.

Trường hợp nguồn cân bằng, điều khiển theo SPWM
Trường hợp nguồn không cân bằng, điều khiển theo SPWM
Trường hợp nguồn không cân bằng, điều khiển theo SPWM cải biên

27


Hình 1.27

Kết luận :

Mạch nghòch lưu áp 3 pha – 3 bậc khi làm việc với nguồn không cân bằng, nếu vẫn
áp dụng phương pháp điều khiển thông thường thì thành phần cơ bản không đổi nhưng
xuất hiện các thành phần hài bậc thấp gây ảnh hưởng đến tải. Thành phần hài bậc 2 và
bậc 4 là những thành phần có giá trò lớn nhất.


Hình 1.28 : Dòng điện tải méo dạng do sóng hài bậc thấp (trường hợp k = 1,6)

28
4.2 Mạch nghòch lưu áp từ 4 bậc làm việc với nguồn không cân bằng
Xét trường hợp mạch nghòch lưu áp 4 bậc với V
dc
không đổi nhưng các nguồn DC
trong mạch không cân bằng. Các mức áp tại các nút nguồn khi các nguồn DC cân bằng
lần lượt là V
1
, V
2
, V
3
và khi các nguồn DC không cân bằng là : V’
1
= k
1
V
1
; V’
2
=
k
2
V
2
và V
3
. (k
1
, k

2
∈ (0, 2)). Cấu trúc 1 nhánh có thể mô tả như hình 1.29 và sự thay
đổi điện áp ngõ ra khi nguồn không cân bằng được mô tả trên hình 1.30.

a) Nguồn cân bằng b) Nguồn không cân bằng
Hình 1.29

a) Trường hợp hệ số điều chế thấp
b) Trường hợp hệ số điều chế cao
Hình 1.30 :
Sự thay đổi điện áp ngõ ra khi nguồn không cân bằng

Trường hợp hệ số điều chế thấp :
Trường hợp này điện áp ngõ ra chỉ có 2 bậc. Do đó bộ nghòch lưu làm việc tương
tương như bộ nghòch lưu 2 bậc với nguồn:
• DC = V
2
– V
1
= V
dc
/3 (trường hợp nguồn cân bằng) và
• DC’ = V’
2
– V’
1
≠ V
dc
/3 (trường hợp nguồn không cân bằng)
Vì V’

2
– V’
1
≠ V
2
– V
1
nên kết quả là với cùng một sóng điều khiển như nhau,
khi nguồn DC không cân bằng sẽ tạo ra thành phần cơ bản ở ngõ ra khác với trường
hợp nguồn DC cân bằng. Cụ thể là :
 Nếu V’
2
– V’
1
< V
dc
/2 thì V’
1m
< V
1m

 Nếu V’
2
– V’
1
> V
dc
/2 thì V’
1m
> V

1m

V’
1m
là thành phần cơ bản ở ngõ ra khi các nguồn DC không cân bằng
V
1m
là thành phần cơ bản ngõ ra khi các nguồn DC cân bằng.