Kỹ thuật điều chế 2 trạng thái cho nghịch lưu đa bậc

i
MỤC LỤC
Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP 1
1.1 Giới thiêu chung 1
1.2 Phân loại bộ nghịch lưu áp 1
1.3 Nghịch lưu áp ña bậc 2
1.4 Các cấu hình cơ bản của bộ nghịch lưu áp ña bậc 2
1.4.1 Cấu hình dạng cascade (Cascade Inverter) 2
1.4.2 Cấu hình dạng Diode kẹp NPC (Diode Clamped Multilevel Inverter) 4
1.4.3 Những khó khăn khi thực hiện bộ nghịch lưu áp NPC 5
1.4.4 Quan hệ giữa hai cấu hình Cascade và NPC 7
1.4.5 Số linh kiện sử dụng trong bộ nghịch lưu NPC và Cascade 8
1.5 Nhận xét 8
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU 9
2.1 Một số chỉ tiểu ñánh giá kỹ thuật PWM 9
2.1.1 Phạm vi ñiều chế tuyến tính 9
2.1.2 ðộ méo dạng dòng ñiện ngõ ra 9
2.1.3 Ảnh hưởng của deadtime và sụt áp trên linh kiện 10
2.1.4 Ảnh hưởng do mất cân bằng áp tụ 11
2.1.5 Vấn ñề Common Mode 11
2.1.6 Tần số ñóng ngắt và công suất tổn hao do ñóng ngắt 11
2.2 Kỹ thuật ñiều chế ñộ rộng xung dùng sóng mang (CBPWM) 12
2.2.1 Nguyên lý thực hiện 12
2.2.2 Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật CBPWM 12
2.2.3 Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung SIN 13
2.2.4 Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung cải biến (Modified PWM hoặc Switching
frequence optimal PWM method-SFO-PWM) 17
2.2.5 So sánh ñiện áp ngõ ra của SHPWM và SFO-PWM 19
2.2.6 Thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng mang 20
2.3 Kỹ thuật ñiều chế vector không gian (SVPWM) 21

2.3.1 Khái niệm vector không gian 21
2.3.2 Vector không gian của bộ nghịch lưu áp ña bậc 21
2.3.3 Phương pháp ñiều chế vector không gian 22
2.4 Mối quan hệ giữa CBPWM và SVPWM 27

ii
2.5 Nhận xét 28
Chương 3: KỸ THUẬT ðIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG GIAN DÙNG
SÓNG MANG 29
3.1 Những khái niệm căn bản 29
3.1.1 Mô hình ñiện áp của bộ nghịch lưu ña bậc 29
3.1.2 Mối quan hệ giữa sóng mang và mô hình ñiện áp 32
3.2 Phân tích mối quan hệ giữa SVPWM và CBPWM 34
3.2.1 Kỹ thuật ñiều chế 4 trạng thái 35
3.2.2 Kỹ thuật ñiều chế 3 trạng thái 37
3.2.3 Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái 38
3.2.4 Kỹ thuật ñiều chế 1 trạng thái 39
3.3 Phân tích sai số trong kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái 40
3.3.1 Sai số của thành phần tích cực và thành phần offset 40
3.3.2 Các bước thực hiện giải thuật 2 trạng thái 40
3.3.3 Hàm offset của giải thuật 2 trạng thái 43
3.4 Nhận xét 43
Chương 4: KỸ THUẬT ðIỀU CHẾ HAI TRẠNG THÁI 44
4.1 Các bước thực hiện giải thuật 44
4.1.1 Tạo thành phần ñiện áp tích cực vx12 44
4.1.2 Xác ñịnh hàm offset tối ưu Common Mode 44
4.1.3 Chuyển mô hình ña bậc về mô hình chuẩn hai bậc 46
4.1.4 Xác ñịnh giá trị v0add và V’refx 47
4.1.5 Thu thập và phân tích dữ liệu 48
4.2 Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái với bộ nghịch lưu NPC 3 bậc 49

4.2.1 Dạng ñiện áp và dòng ñiện ngõ ra 49
4.2.2 Quan hệ giữa chỉ số ñiều chế và biên ñộ ñiện áp pha 55
4.2.3 Quan hệ giữ THD và m 56
4.2.4 So sánh kỹ thuật 2 trạng thái và 4 trạng thái 56
4.2.5 Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái với bộ nghịch lưu NPC 5 bậc 57
4.2.6 Dạng ñiện áp và dòng ñiện ngõ ra 58
4.2.7 Ảnh hưởng của hàm offset tối ưu common mode 61
4.2.8 Quan hệ giữa chỉ số ñiều chế và biên ñộ ñiện áp pha 62
4.2.9 Quan hệ giữ THD và m 63
4.3 Nhận xét 63

iii
Chương 5: THỰC HIỆN KỸ THUẬT 2 TRẠNG THÁI 64
5.1 Tạo xung PWM bằng card DS1104 64
5.1.1 Tạo xung PWM bằng các khối PWM hỗ trợ bởi slave chip 64
5.1.2 Tạo xung PWM bằng các ngõ I/O hỗ trợ bởi master chip 65
5.2 Tạo thời gian deadtime 66
5.3 Mạch tạo xung kích IGBT 67
5.4 Mạch công suất 68
5.5 Thu thập và phân tích dữ liệu bằng oscilloscope TDS 2012 68
5.6 Kết quả thực nghiệm 69
5.6.1 Trường hợp tải có cos
ϕ
= 0.8 69
5.6.2 Trường hợp tải có cos
ϕ
= 0.3 70
5.6.3 Nhận xét 71
5.7 Hướng phát triển ñề tài 71
PHỤ LỤC 1 72

PHỤ LỤC 2 73
PHỤ LỤC 3 81
TÀI LIỆU THAM KHẢO 82

Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 1
Chương 1
BỘ NGHỊCH LƯU ÁP

1.1. Giới thiêu chung
Bộ nghịch lưu áp cung cấp và ñiều khiển ñiện áp xoay chiều ở
ngõ ra. Nguồn ñiện áp một chiều có thể ở dạng ñơn giản như acquy, pin
ñiện hoặc ở dạng phức tạp gồm ñiện áp xoay chiều ñược chỉnh lưu và lọc
phẳng.
Linh kiện trong bộ nghịch lưu áp có khả năng kích ñóng và kích ngắt
dòng ñiện qua nó, tức ñóng vai trò một công tắc. Trong các ứng dụng công
suất vừa và nhỏ, có thể sử dụng transistor BJT, MOSFET, IGBT làm công
tắc và ở phạm vi công suất lớn có thể sử dụng GTO, IGCT hoặc SCR kết
hợp với bộ chuyển mạch.
Với tải tổng quát, mỗi công tắc còn trang bị một diode mắc ñối song
với nó. Các diode mắc ñối song này tạo thành mạch chỉnh lưu cầu không
ñiều khiển có chiều dẫn ñiện ngược với chiều dẫn ñiện của các công tắc.
Nhiệm vụ của bộ chỉnh lưu cầu diode là tạo ñiều kiện thuận lợi cho quá
trình trao ñổi công suất ảo giữa nguồn một chiều và tải xoay chiều, qua ñó
hạn chế quá ñiện áp phát sinh khi kích ngắt các công tắc.
1.2. Phân loại bộ nghịch lưu áp
Bộ nghịch lưu áp có rất nhiều loại cũng như nhiều phương pháp ñiều
khiển khác nhau, có thể phân loại như sau:
• Theo số pha ñiện áp ñầu ra: 1 pha, 3 pha.
• Theo số bậc ñiện áp giữa một ñầu pha tải và một ñiểm ñiện thế

chuẩn trên mạch (phase to pole voltage): 2 bậc (two level), ña
bậc (multi – level , từ 3 bậc trở lên).
• Theo cấu hình của bộ nghịch lưu: dạng cascade (Cascade
inverter), dạng diode kẹp NPC (Neutral Point Clamped
Multilevel Inverter), hoặc dạng dùng tụ ñiện thay ñổi (Flying
Capacitor Multilevel Inverter)…
• Theo phương pháp ñiều khiển:
o Phương pháp ñiều rộng.
o Phương pháp ñiều biên.
o Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung sin (Sin PWM).
o Phương pháp ñiều chế ñộ rộng sung sin cải biến
(Modifield SPWM).
o Phương pháp ñiều chế vector không gian (Space
vector modulation, hoặc Space vector PWM).
Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 2
o Phương pháp Discontinuous PWM.
1.3. Nghịch lưu áp ña bậc:
Trong những năm gần ñây nhiều ứng dụng công nghiệp yêu cầu
nguồn ñiện có công suất lớn với ñiện áp cao. Những ñộng cơ ñiện áp lớn có
công suất vào khoảng megawatt. Với những yêu cầu như vậy không thể chỉ
dùng một khóa bán dẫn trong các bộ nghịch lưu áp, vì vậy những cấu trúc
biến tần ña bậc ñã ñược nghiên cứu và sử dụng. Cấu trúc ña bậc không
những tạo ñược nguồn ñiện công suất lớn mà còn có thể sử dụng với những
nguồn năng lượng tái sinh (renewable energy) như : năng lượng mặt trời,
năng lượng gió…
Khái niệm biến tần ña bậc ( từ ba bậc trở lên) ñược giới thiệu lần ñầu
tiên năm 1975, từ ñó nhiều cấu hình khác nhau ñược nghiên cứu phát triển.
ðiểm chung cốt lõi của những cấu hình này là tạo ra nguồn có công suất lớn
và ñiện áp cao bằng cách dùng những khóa bán dẫn mắc nối tiếp và nhiều

nguồn DC có ñiện áp thấp hơn. Những khóa bán dẫn này ñược ñiều khiển
ñóng cắt ñể tạo ñiện áp ñầu ra có dạng bậc thang.Tụ ñiện, pin ñiện, và
những nguồn năng lượng tái sinh ñều có thể ñược dùng như những nguồn
DC trong các cấu hình nói trên.
Ưu ñiểm chung của bộ nghịch lưu áp ña bậc : công suất của bộ
nghịch lưu áp tăng lên; ñiện áp ñặt lên các linh kiện giảm xuống nên công
suất tổn hao do quá trình ñóng cắt của linh kiện cũng giảm theo; với cùng
tần số ñóng cắt, các thành phần sóng hài bậc cao của ñiện áp ra giảm nhỏ
hơn so với trường hợp bộ nghịch lưu áp hai bậc.
Bên cạnh những ưu ñiểm trên, một trong những nhược ñiểm chung
của các cấu hình ña bậc là phải sử dụng nhiều khóa bán dẫn. Mặc dù có thể
những khóa bán dẫn giá trị ñịnh mức thấp nhưng mỗi khóa bán dẫn ñều cần
có mạch kích ñi kèm với chúng. ðiều này có thể làm cho giá thành của cả
hệ thống tăng cao.
1.4. Các cấu hình cơ bản của bộ nghịch lưu áp ña bậc
1.4.1. Cấu hình dạng cascade (Cascade Inverter):
Sử dụng các nguồn DC riêng, thích hợp trong trường hợp sử dụng
nguồn DC có sẵn, ví dụ dưới dạng acquy, battery. Cascade inverter gồm
nhiều bộ nghịch lưu áp cầu một pha ghép nối tiếp, các bộ nghịch lưu áp
dạng cầu một pha này có các nguồn DC riêng.
Bằng cách kích ñóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một
pha, ba mức ñiện áp (-U, 0, U) ñược tạo thành. Sự kết hợp hoạt ñộng của n
bộ nghịch lưu áp trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên n khả năng mức ñiện áp
theo chiều âm (-U, -2U, -3U,-4U, –nU), n khả năng mức ñiện áp theo
chiều dương (U, 2U, 3U, 4U,…nU) và mức ñiện áp 0. Như vậy, bộ nghịch
lưu áp dạng cascade gồm n bộ nghịch lưu áp một pha trên mỗi nhánh sẽ tạo
thành bộ nghịch lưu (2n+1) bậc.
Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 3

Hình 1.1 Cascade Inverter 9 bậc
Tần số ñóng ngắt trong mỗi module của dạng mạch này có thể giảm
ñi n lần và dv/dt cũng giảm ñi như vậy. ðiện áp trên áp ñặt lên các linh kiện
giảm ñi 0,57n lần, cho phép sử dụng IGBT ñiện áp thấp. Các bộ nghịch lưu
cầu một pha ñược chế tạo theo dạng Module ñiều này giúp giảm thời gian
và chi phí lắp ñặt. Tuy nhiên cấu hình này chỉ thích hợp với những ứng
dụng có sẵn nhiều nguồn DC.


Hình 1.2 Cascade Inverter với các module 3 pha
Ngoài dạng mạch gồm các bộ nghịch lưu áp một pha, mạch nghịch
lưu áp ña bậc còn có dạng ghép từ ngõ ra của các bộ nghịch lưu áp ba pha.
Cấu trúc này cho phép giảm dv/dt và tần số ñóng ngắt còn 1/3. Mạch cho
phép sử dụng các cấu hình nghịch lưu áp ba pha chuẩn. Mạch nghịch lưu
Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 4
ñạt ñược sự cân bằng ñiện áp các nguồn DC, không tồn tại dòng cân
bằng giữa các module. Tuy nhiên, cấu tạo mạch ñòi hỏi sử dụng các
máy biến áp ngõ ra.
1.4.2. Cấu hình dạng Diode kẹp NPC (Diode Clamped Multilevel
Inverter)


Hình 1.3 NPC inverter 6 bậc

Sử dụng thích hợp khi các nguồn DC tạo nên từ hệ thống ñiện AC.
Bộ nghịch lưu ña bậc chứa các cặp diode kẹp có một mạch nguồn DC ñược
phân chia thành một số cấp ñiện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi các tụ ñiện mắc nối
tiếp.Giả sử nhánh mạch DC gồm n nguồn có ñộ lớn bằng nhau mắc nối tiếp.

ðiện áp pha - nguồn DC (phase to pole voltage) có thể ñạt ñược (n+1) giá
trị khác nhau và từ ñó bộ nghịch lưu ñược gọi là bộ nghịch lưu áp (n+1)
bậc.
Ví dụ trong hình 1.3 là bộ nghịch lưu áp 6 bậcñiện áp ở ngõ ra có 6
giá trị, tương ứng với những trạng thái ñóng cắt của các khóa bán dẫn như
sau:

Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 5
Bảng 1.1 Các trạng thái ñóng cắt của bộ nghịch lưu NPC 5 bậc
Trên mỗi pha, các cặp khóa bán dẫn kích ñối nghịch. Trên pha A các
cặp ñó là (Sa1,Sa’1), (Sa2,Sa’2), (Sa3,Sa’3), (Sa4,Sa’4), (Sa5,Sa’5) hay:
Saj + Sa’j = 1;
Sbj + Sb’j = 1;
Scj + Sc’j = 1;
Với j = 0…(n-1)
Bộ nghịch lưu áp ña bậc dùng diode kẹp cải tiến dạng sóng ñiện áp
tải và giảm shock ñiện áp trên linh kiện n lần. Với bộ nghịch lưu ba bậc,
dv/dt trên linh kiện và tần số ñóng cắt giảm ñi một nửa. Cấu hình Diod kẹp
bậc 3 rất ñược chú ý quan tâm nghiên cứu, vì có cấu trúc ñơn giản ñồng thời
không cần phải sử dụng máy biến áp ở ñầu ra.
1.4.3. Những khó khăn khi thực hiện bộ nghịch lưu áp NPC
Mặc dù không cần sử dụng máy biến áp ở ñầu ra nhưng cấu hình
NPC ñòi hỏi phải có các diod kẹp, số lượng Diod kẹp tỉ lệ với bình phương
số bậc. Bộ nghịch lưu bậc n cần dùng (n-1)*(n-2) Diod.
Sự phân bố ñiện áp không ñồng ñều trên các linh kiện: Trong cấu
hình NPC ñiện áp trên các khóa bán dẫn ñược giảm ñi n lần nhờ tụ và các
diod kẹp, nhờ dó có thể sủ dụng những khóa bán dẫn có giá trị ñịnh mức
thấp. Tuy nhiên các diod lại phải khóa những mức ñiện áp ngược khác
nhau, ñiều này ñòi hỏi phải sử dụng những diod có giá trị ñịnh mức khác

nhau, hoặc ghép nối tiếp nhiều diod có cùng giá trị ñịnh mức lại với nhau.
ðiều này làm tăng giá thành ñồng thời giảm ñộ tin cậy của bộ nghịch lưu.
Trong hình 1.3, khi các khóa S’a1 ñến S’a5 ñều dẫn diod D4 phái khóa
ñược mức áp 4Vdc. Tương tự D3 phái khóa ñược mức áp 3Vdc, D2 là
2Vdc, D1 là 1Vdc.
Thêm vào ñó, các khóa bán dẫn trong cấu hình NPC cũng có tần suất
ñóng cắt khác nhau, ñặc biệt khi chỉ số ñiều chế thấp, các khóa bán dẫn ở
phía ngoài hầu như không thay ñổi trạng thái. ðiều này sẽ ñược nói rõ trong
quá trình làm mô phỏng.
Sự mất cân bằng ñiện áp tụ: Sự mất cân bằng ñiện áp trên tụ phát sinh
trong quá trình nạp xả của tụ khi có dòng ñiện ñi vào hoặc ñi ra khỏi ñiểm
giữa của chuỗi tụ ñiện mắc nối tiếp.Tức là khi một pha ñược kẹp ở mức áp
0V. Sự mất cân bằng này làm méo dạng ñiện áp ñầu ra, ñồng thời làm ñiện
áp phân bố trên các khóa bán dẫn không còn ñồng ñều, có thể dẫn ñến hiện
tượng quá ñiện áp trên khóa bán dẫn. Hiện tượng này ñược giải thích thông
qua một số tổ hợp ñóng cắt của các khóa (bảng 1.2).

Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 6

Hình 1.4 NPC inverter 5 bậc với các diod mắc nối tiếp

Ta thấy rằng, có những trạng thái ñóng cắt làm cho ñiện áp của một
tụ tăng lên, trong khi những trạng thái khác làm ñiện áp của tụ ñó giảm ñi.
Tuy vậy thời gian tác ñộng của từng trạng thái lại khác nhau, ñồng thời trật
tự ñóng cắt của các trạng thái thay ñổi trong quá trình ñiều khiển, vì vậy sự
mất cân bằng ñiện áp trên tụ rất khó ñiều khiển, ñặc biệt khi số bậc tăng cao
dẫn ñến tăng số tụ ñiện.

V
A
= V
B
= V
C
= V
dc
/2 V
A
= V
dc
/2 V
B
= V
C
= -V
dc
/2
ðiện áp trên tụ không thay ñổi do không có dòng qua ñiểm giữa hai tụ
Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 7
V
A
= 0V V
B
= V
C
= -V

dc
/2
V
Cd2
giảm; V
Cd1
tăng.
V
A
= V
dc
/2 V
B
= V
C
=0V
VCd1 giảm; VCd2 tăng.

V
A
= V
dc
/2 V
B
= 0V
V
C
= -V
dc
/2

Dòng qua ñiểm trung tính không
xác ñịnh do vậy ñiện áp trên hai tụ
cũng không thể xác ñịnh ñược.

Bảng 1.2 Hiện tượng mất cân bằng áp tụ
1.4.4. Quan hệ giữa hai cấu hình Cascade và NPC
Những nhược ñiểm trên làm cho bộ nghịch lưu NPC hiện tại chỉ có
thể thực hiện ở bậc 5. Tuy nhiên những giải thuật ñiều khiển dùng cho bộ
nghịch lưu NPC hoàn toàn có thể ñược áp dụng cho bộ nghịch lưu Cascade;
ñể tránh vấn ñề cân bằng áp tụ, nhờ sự tương quan về các trạng thái ñóng
cắt ñược trình bày trong hình 1.5


Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP
Trang 8

VAO S1a

S2a

S3a S4a

S1a’ S2a’ S3a’ S4a’
Vdc/2 1 1 1 1 0 0 0 0
Vdc/4 0 1 1 1 1 0 0 0
0 0 0 1 1 1 1 0 0
- Vdc/4 0 0 0 1 1 1 1 0
-Vdc/2 0 0 0 0 1 1 1 1

Hình 1.5 Bộ nghịch lưu NPC và Cascade 5 bậc

Vị trí các khóa tương ñương ñược biểu diễn trên hình, các trạng thái
ñóng cắt cho cùng một mức ñiện áp ở ñầu ra.
1.4.5. Số linh kiện sử dụng trong bộ nghịch lưu NPC và
Cascade:

Cấu hình nghịch lưu Diode kẹp NPC Cascade inverter
Công tắc IGBT 2(n-1) 2(n-1)
Diode ñối song 2(n-1) 2(n-1)
Diode kẹp (n-1)(n-2) 0
Tụ trên nguồn DC (n-1) (n-1)/2
Tụ cân bằng 0 0
Bảng 1.3 So sánh số linh kiện sử dụng trong hai mô hình
1.5. Nhận xét:
Các cấu hình ña bậc tạo ra nhiều tổ hợp ñóng cắt của các khóa bán
dẫn, nhiều mức ñiện áp ở ngõ ra. ðiều này không những nâng cao chất
lượng của ñiện áp và dòng ñiện ở ñầu ra mà còn tạo ñiều kiện phát triển các
thuật ñiều khiển ñóng cắt các khóa bán dẫn ñể ñạt ñược những mục tiêu
khác nhau.
Các cấu hình ña bậc ñều có ưu ñiểm và nhược ñiểm riêng, việc lựa
chọn cấu hình ña bậc phải phù hợp với những ứng dụng có sẵn cũng như
khả năng ñiều khiển và vấn ñề kinh tế.
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang 9
Chương 2
CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU

2.1 Một số chỉ tiểu ñánh giá kỹ thuật PWM
2.1.1. Phạm vi ñiều chế tuyến tính
Còn gọi là giới hạn ñiều khiển ñược. Trong vùng ñiều chế tuyến tính
giá trị ñiện áp ñầu ra tỉ lệ với tín hiệu ñiều khiển. Ngoài vùng ñiều chế

tuyến, vùng quá ñiều chế, quan hệ giữa ñiện áp ñầu ra và tín hiệu ñiều khiển
trở nên phi tuyến, làm xuất hiện các sóng hài tần số thấp ở ngõ ra, giảm chất
lượng dòng ñiện và ñiện áp.Phạm vi ñiều chế tuyến tính càng lớn, ñiện áp
thu ñược ở ngõ ra càng lớn. Phạm vi ñiều chế tuyến tính ñược xác ñịnh bằng
chỉ số ñiều chế lớn nhất mà một phương pháp ñiều khiển có thể ñạt ñược.
Chỉ số ñiều chế (Modulation Index) m: ñược ñịnh nghĩa như tỉ số
giữa biên ñộ thành phần hài cơ bản tạo nên bởi phương pháp ñiều khiển và
biên ñộ thành phần hài cơ bản ñạt ñược trong phương pháp ñiều
khiển sáu bước (sixstep)

(2.1)

với V
dc
là tổng ñiện áp các nguồn DC.
2.1.2. ðộ méo dạng dòng ñiện ngõ ra
Sự méo dạng dòng ñiện ở ngõ ra gây ra các thành phần sóng hài bậc
cao phát sinh trong quá trình ñóng cắt linh kiện. Ngoài ra còn do sự không
lý tưởng của các thiết bị công suất như sự mất cân bằng ñiện áp tụ, thời gian
chết (deadtime)… Trong các kỹ thuật PWM hiện ñại ñều cố gắng giảm
thiểu ảnh hưởng của những yếu tố này. Nhiều tác giả còn ñưa ra các kỹ
thuật bù ảnh hưởng của deadtime.
ðộ méo dạng ñược ñánh giá bằng thông số Tổng ñộ méo dạng hài
THD (total harmonics distortion).
2
2
1
n
n
I

THD
I
∞
=
=
∑
(2.2)
Nếu dòng ñiện không chứa thành phần DC, ñộ méo dạng dòng ñiện
có thể ñược tính như sau:
2
2
1
1
n
n
U
WTHD
U n
∞
=
 
=
 
 
∑
(2.3)
Kết quả ñạt ñược sẽ không phụ thuộc vào tham số của tải.
(1) (1)
(1)
2

m m
m sixsteps
dc
U U
m
U
V
π
−
= =
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
10

2.1.3. Ảnh hưởng của deadtime và sụt áp trên linh kiện

Hình 2.1 Ảnh hưởng của Deadtime
Với các khóa kích ñối nghịch, hai khóa không ñược dẫn cùng lúc, vì
như vậy sẽ gây ra ngắn mạch nguồn DC và làm hư hỏng linh kiện. Vì vậy,
trong quá trình chuyển mạch, một khóa phải hoàn toàn ngừng dẫn khóa kia
mới ñược kích. ðể bảo ñảm ñiều này một khoảng thời gian trễ ñược thêm
vào trong tín hiệu ñiều khiển, thời gian trễ này gọi là deadtime.
Việc chọn deadtime phụ thuộc vào tốc ñộ chuyển mạch của linh kiện
và ñược lấy sao cho t
deadtime
> t
off max
của linh kiện. Trong ñó, t
off
= t

off delay
+
t
fall
. Thông thường trong các ứng dụng công nghiệp t
d
= 1- 5
s
µ
.
Dựa vào hình 2.1 ta thấy khi thêm td vào xung kích, thời gian dẫn
của linh kiện sẽ tăng hoặc giảm một lượng tương ứng, phụ thuộc vào chiều
dòng ñiện. Nếu dòng ñiện dương, ñiện áp pha trung bình trong chu kỳ sóng
mang ñó sẽ giảm. Nếu dòng ñiện âm ñiện áp pha trung bình trong chu kỳ
sóng mang ñó tăng.ðiều này gây ra sai số ñiện áp là:
. .
c d tu
U f t V
∆ =
(2.3)
Thêm vào ñó sụt áp trên linh kiện cũng ñược tính ñến, gọi U
D
là sụt
áp trên diod và U
T
là sụt áp trên IGBT thì tổng sai số ñiện áp là:
. .
2
T D
c d tu

U U
U f t V
+
∆ ≈ +
(2.4)
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
11

2.1.4. Ảnh hưởng do mất cân bằng áp tụ
Hiện tượng mất cân bằng áp tụ ñã ñược giải thích ở chương 1. Ta dễ
dàng thấy rằng khi có hiện tượng cân bằng áp tụ và sai số ñiện áp do
deadtime ñiện áp pha tải sẽ không còn bằng các mức V
dc
/(n-1) với n là số
bậc của bộ nghịc lưu. ðiều này góp phần làm ảnh hưởng ñến chất lượng
dòng ñiện ngõ ra.
2.1.5. Vấn ñề Common Mode
Trước ñây vấn ñề ñiện áp Common Mode không ñược chú ý, nhưng
khi các bộ nghịch lưu ñược ñưa vào sử dụng rộng rãi trong các nhà máy
công nghiệp dẫn ñến sự gia tăng các sự cố về ổ ñỡ của máy ñiện; khi ñó
người ta mới phát hiện ra ảnh hưởng của ñiện áp Common Mode.

Hình 2.2 ðiện áp Common Mode
ðiện áp Common Mode phát sinh do dòng ñiện commom mode gây
ra (dòng ñiện này chạy trên trục máy ñiện), ñiện áp common mode có ñộ
biển thiên dv/dt cao, dẫn ñến giảm chất lượng của chất bôi trơn trong các ổ
ñỡ làm chúng bị mòn nhanh và hư hỏng. Ngoài ra ñiện áp common mode
còn gây nhiễu ñiện từ và gây tác ñộng sai cho các thiết bị ñìều khiển.
Trong các kỹ thuật PWM hiện ñại luôn cố gắng giảm thiều ảnh hưởng của

ñiện áp common mode.
2.1.6. Tần số ñóng ngắt và công suất tổn hao do ñóng ngắt:
Công suất tổn hao xuất hiện trên linh kiện bao gồm hai thành phần:
tổn hao công suất khi linh kiện ở trạng thái dẫn ñiện Pon và tổn hao công
suất ñộng Pdyn. Tổn hao công suất Pdyn tăng lên khi tần số ñóng ngắt của
linh kiện tăng lên. Tần số ñóng ngắt của linh kiện không thể tăng lên tùy ý
vì những lí do sau:
Công suất tổn hao trên linh kiện tăng lên tỉ lệ với tần số ñóng ngắt.
Linh kiện công suất lớn thường gây ra công suất tổn hao ñóng ngắt lớn hơn.
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
12

Do ñó, tần số kích ñóng của nó phải giảm cho phù hợp, ví dụ các linh kiện
GTO công suất MW chỉ có thể ñóng ngắt ở tần số khoảng 100Hz.
Các qui ñịnh về tương thích ñiện từ (Electromagnet
Compatibility – EMC) qui ñịnh khá nghiêm ngặt ñối với các bộ biến
ñổi công suất ñóng ngắt với tần số cao hơn 9KHz.
2.2 Kỹ thuật ñiều chế ñộ rộng xung dùng sóng mang (CBPWM)
2.2.1. Nguyên lý thực hiện
Giản ñồ kích ñóng các công tắc bộ nghịch lưu dựa trên cơ sở so sánh
hai tín hiệu cơ bản:
• Sóng mang tam giác u
c
(carier signal) tần số cao.
• Sóng ñiều khiển u
r
(reference signal) (hoặc sóng ñiều chế -
modulating signal).
Việc so sánh ñược thực hiện trong từng chu kỳ sóng mang ñể tạo ra

mức áp mong muốn. Tần số sóng mang càng cao, lượng sóng hài bậc cao bị
khử càng nhiều. Tuy nhiên tần số sóng mang cao dẫn ñến tần số ñóng ngắt
cũng tăng cao làm cho tổn hao phát sinh trong quá trình ñóng ngắt các công
tắc tăng theo. Ngoài ra, các linh kiện còn ñòi hỏi có thời ñóng t
on
, và ngắt t
off
nhất ñịnh. Các yếu tố này hạn chế việc chọn tần số sóng mang.
Sóng ñiều khiển mang thông tin về ñộ lớn trị hiệu dụng và tần số
sóng hài cơ bản của ñiện áp ở ngõ ra. Trong trường hợp bộ nghịch lưu áp ba
pha, ba sóng ñiều khiển phái ñược lệch pha nhau 1/3 chu kỳ của nó.
ðối với bộ nghịch lưu áp n bậc, số sóng mang ñược sử dụng là (n-1).
Chúng có cùng tần số f
c
và cùng biên ñộ ñỉnh - ñỉnh Ac. Sóng ñiều chế
(hay sóng ñiều khiển) có biên ñộ ñỉnh bằng A
m
và tần số fm, dạng sóng của
nó thay ñổi xung quanh trục tâm của hệ thống (n-1) sóng mang. Nếu sóng
ñiều khiển lớn hơn sóng mang nào ñó thì linh kiện tương ứng với sóng
mang ñó sẽ ñược kích ñóng, ngược lại nếu sóng ñiều khiển nhỏ hơn sóng
mang thì linh kiện ñó sẽ bị khoá kích.
2.2.2. Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật CBPWM
• Bố trí cùng pha – PD (In Phase Disposition): tất cả các sóng
mang ñều cùng pha.

Hình 2.3 Sóng mang PD
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
13

• Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 ñộ -
APOD (Alternative Phase Opposition Disposition)

Hình 2.4 Sóng mang APOD
• Bố trí ñối xứng qua trục zero – POD (Phase Opposition
Disposition): các sóng mang nằm trên trục zero sẽ cùng pha
nhau, ngược lại các sóng mang cùng nằm dưới trục zero sẽ bị
dịch ñi 180 ñộ.

Hình 2.5 Sóng mang POD
Trong các phương pháp bố trí sóng mang, phương pháp bố trí các
sóng mang ña bậc cùng pha – PD cho ñộ méo dạng áp dây nhỏ nhất. ðối
với bộ nghịch lưu áp ba bậc, phương pháp POD và APOD cho cùng kết quả
dạng sóng mang.
2.2.3. Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung SIN
Phương pháp này còn có tên Subharmonic PWM (SH-PWM),
Multilevel carier based PWM. Trong phương pháp này tín hiệu ñiều khiển
có dạng sin.
Chỉ số biên ñộ ma và tỉ số tần số mf ñược ñịnh nghĩa như sau:
( )
1 .
m c
a f
c m
A f
m m
m A f
= =
−

(2.5)
Nếu m
a
> 1 (biên ñộ sóng sin nhỏ hơn tổng biên ñộ sóng mang) thì
quan hệ giữa thành phần cơ bản của ñiện áp ra và ñiện áp ñiều khiển là
tuyến tính.
Khi giá trị ma > 1, biên ñộ tín hiệu ñiều chế lớn hơn tổng biên ñộ
sóng mang thì biên ñộ hài cơ bản của ñiện áp ra tăng không tuyến tính theo
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
14

(1) m
SHPWM_max
(1) m six _ step
U
U / 2
m = 0.785
2
U 4
U
π
π
= = =
ma. Lúc này, bắt ñầu xuất hiện lượng sóng hài bậc cao tăng dần cho ñến khi
ñạt ở mức giới hạn cho bởi phương pháp 6 bước. Trường hợp này còn
ñược gọi là quá ñiều chế (overmodulation) hoặc ñiều chế mở rộng.
Phương pháp Sin PWM ñạt ñược chỉ số ñiều chế lớn nhất trong vùng
tuyến tính khi biên ñộ sóng ñiều chế bằng tổng biên ñộ sóng mang :

(2.6)

Với U là ñiện áp DC.

Hình 2.6 Phạm vi ñiều khiển tuyển tính của phương pháp SHPWM
Dưới ñây là những kết quả mô phỏng dùng phương pháp SH-PWM
cho bộ nghịch lưu NPC 3 bậc. Việc phân tích chỉ cần thực hiện trên pha A.
Xung kích cho các linh kiện Sa1, Sa2, Sa3, Sa4 ñược thiết lập trên cơ sở so
sánh giữa sóng ñiều khiển ura và các sóng mang uc1, uc2, uc3, uc4. Xung
kích cho các khóa Sa’1, Sa’2, Sa’3, Sa’4 ñược tạo ra bằng cách ñảo các
xung kích Sa1, Sa2, Sa3, Sa4.
Trong mô phỏng này ta chọn ma = 0.8; mf = 40; tải ñấu dạng sao có
cosφ=0.85 (R= 5Ω; L= 0,01H )
Các trạng thái ñóng cắt của bộ nghịch lưu 5 bậc NPC
V
out

Sa1 Sa2

Sa3

Sa4 Sa4’ Sa3’ Sa2’ Sa1’ Ký hiệu
U
dc
/2

1 1 1 1 0 0 0 0 2
U
dc
/4

0 1 1 1 1 0 0 0 1
0

0 0 1 1 1 1 0 0 0
- U
dc
/4

0 0 0 1 1 1 1 0 -1
- U
dc
/2

0 0 0 0 1 1 1 1 -2

Bảng 2.1 Các trạng thái ñóng cắt của NPC 5 bậc
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
15


Hình 2.7 Pha A của bộ nghịch lưu 5 bậc NPC


Hình 2.8 Tương quan giữa sóng mang - sóng ñìều khiển và xung kích
của các khóa tương ứng.
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
16

Trong hình 2.8: Tại một thời ñiểm tín hiệu ñiều chế chỉ so sánh với 1
sóng mang, do ñó chỉ có các linh kiện tương ứng với sóng mang ñó chuyển
mạch; các linh kiện còn lại giữ nguyên trạng thái.


Hình 2.9 Dòng ñiện trên pha A


Hình 2.10 ðiện áp trên pha A V
A
và ñiện áp dây V
AB


Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
17

2.2.4. Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung cải biến (Modified PWM
hoặc Switching frequence optimal PWM method-SFO-PWM)
Theo tác giả Ahmet Hava, Trong hầu hết các máy ñiện xoay chiều và
các ứng dụng ñiện ba pha, ñiểm trung tính của tải ñều ñược cách ly với ñất,
vì vậy không có dòng ñiện từ ñiểm trung tính xuống ñất. Do vậy ñiện áp
giữa trung tính nguồn và trung tính tải có thể thay ñổi. ðiều này cho phép
cộng hoặc trừ thành phần thứ tự không vào sóng ñiều chế. Thành phần ñiện
áp thứ tự không này còn ñược gọi là ñiện áp offset. Việc lựa chọn hàm
offset thích hợp có thể cải tiến ñược chất lượng của ñiện áp và dòng ñiện
ñầu ra và ñạt ñược những mục tiêu như : Mở rộng phạm vi ñiều chế, giảm
tổn hao ñóng cắt, cân bằng áp tụ…

Tuy nhiên như ñã ñề cập ở phần trên, tồn tại dòng ñiện giữa trung
tính tải và trung tính nguồn, việc giải thích trên chỉ ñúng khi không xét tới
ảnh hưởng của ñiện áp Common mode.
Thực tế khi cộng hoặc trừ các tín hiệu ñiều khiển với cùng một giá trị
offset, các tín hiệu ñiều khiển sẽ bị dịch lên hoặc xuống cùng một ñộ
lớn.(hình 2.6) Do ñó giá trị ñiện áp trung bình trong một chu kỳ sóng mang
sẽ thay ñổi cùng một giá trị, nên ñiện áp dây ỡ ngõ ra sẽ không ñỏi. Hơn
nữa dù trong mỗi chu kỳ sóng mang, thành phần offset chỉ là một giá trị số,
nhưng xét trong một chu kỳ của tín hiệu ñiều chế, thành phần offset là một
hàm bội ba (có tần số gấp 3 lần tần số của sóng ñiều khiển). Thành phần bội
ba này bị triệt tiêu hoàn toàn trong ñộng cơ không ñồng bộ ba pha.
Nguyên lý của phương pháp ñộ rộng xung cải biến ñược mô tả như
hình sau:


Hình 2.11 Phương pháp ñộ rộng xung cải biến.

Những phương pháp ñiều khiển khác nhau có hàm offset khác nhau.
Việc tồn tại nhiều khả năng thiết lập hàm offset ñã tạo ñiều kiện cho nhiều
phương pháp ñiều khiển khác nhau ñược giới thiệu bởi nhiều tác giả. Một
trong các tín hiệu thứ tự không có thể chọn bằng giá trị trung bình của giá
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
18

trị tín hiệu lớn nhất và giá trị nhỏ nhất trong ba pha tín hiệu ñiều chế.
Phương pháp này gọi la SFO-PWM.
Phương pháp này cho phép thực hiện ñiều khiển tuyến tính ñiện áp
tải với chỉ số ñiều chế nằm trong phạm vi 0 < m < 0.907, biên ñộ sóng hài
ñiện áp ñạt giá trị cực ñại bằng

/ 3
U
ứng với chỉ số ñiều chế:

(2.7)

Gọi V*
a
, V*
b
, V*
c
là các tín hiệu ñiều khiển của phương pháp ñiều
chế PWM. Tín hiệu ñiều khiển của phương pháp SFO-PWM có dạng toán
học như sau:

(2.8)


Việc cộng hàm offset vào làm cho giá trị lớn nhất của sóng ñiều
khiển sẽ nhỏ hơn so với trường hợp sóng sin trong kỹ thuật SHPWM. Vì
vậy ta có thể tăng chỉ số ñiều chế lên nhưng vẫn ñảm bảo sóng ñiều chế
không vượt ra khỏi sóng mang. Như trong hình 2.12, biên ñộ sóng ñiều
khiển sau khi hiệu chỉnh nhỏ hơn giới hạn biên ñộ sóng mang ( bằng 4) dù
sóng sin ban ñầu có biên ñộ lớn hơn 4.

Hình 2.12 Tín hiệu ñiều chế cải biến

Hình 2.14 Dòng ñiện trên pha A
(1) m

SFO-PWM_max
(1) m six _ step
U
U / 3
m = 0.907
2
U
2 3
U
π
π
= = =
(
)
offset
offset offset offset
ax * , * , * min( * , * , * )
2
* * ; * * ; * *
a b c a b c
aSFO a bSFO b cSFO c
m V V V V V V
V
V V V V V V V V V
+
=
= − = − = −
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
19

Hình 2.13 ðiện áp trên pha A V
A
và ñiện áp dây V
AB


Hình 2.15 Phạm vi ñiều khiển tuyến tính của phương pháp SFO-
PWM
2.2.5. So sánh ñiện áp ngõ ra của SHPWM và SFO-PWM
ðiện áp và dòng ñiện ngõ ra của hai phương pháp SHPWM và
SFOPWM ứng với chỉ số ñiều chế lớn nhất của mỗi phương pháp.

Bảng 2.2 So sáng SHPWM và SFO-PWM
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
20

Vậy bằng việc cộng thêm thành phần offset ñiện áp ngõ ra cực ñại ñã
ñược tăng thêm 15,32% so với ñiện áp lớn nhất mà phương pháp SHPWM
có thể ñạt ñược với cùng một nguồn ñiện áp DC.

2.2.6. Thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng mang:
Khi thực hiện kỹ thuật PWM bằng kỹ thuật số, tín hiệu ñiều chế có giá trị không
ñổi trong một chu kỳ sóng mang. Khi ñó ta có thể tính ñược thời gian dẫn của khóa
bán dẫn trong từng chu kỳ sóng mang như sau:


Hình 2.16 Tính thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng

mang
Từ ví dụ trên ta thấy rằng, ñể xác ñịnh thời gian dẫn của các linh kiện
trong từng chu kỳ sóng mang, ta chỉ cần quan tâm ñến khoảng cách từ tín
hiệu ñiều khiển ñến ñường biên dưới của sóng mang chứa tín hiệu ñiều
khiển ñó. Vì vậy trong giải thuật ñiều khiển ta có thể chuyển sơ ñồ so sánh
của bộ nghịch lưu ña bậc với nhiều sóng mang thành sơ ñồ so sánh tương
ñương hai bậc với một sóng mang.
Bằng phương pháp này tác giả Nguyễn Văn Nhờ và Hong Hee Lee
ñã ñưa ra một giải thuật có tính tổng quát cho bộ nghịch lưu bậc n bất kỳ.
ðây cũng là nội dung chính của luận văn và sẽ ñược trình bày trong các
chương tiếp theo.
u
rb
= 0.4
u
rc
= 2.2
u
ra
=3.8
u’
ra
=0.8
u’
rb
=0.4
u’
rc
=0.2
T

s

3
2
1
0
T
on_a
T
on_c
T
on_b
1
0
4
T
on_a
T
on_b
T
on_c
Trên pha A các khóa Sa1, Sa2,Sa3,Sa4 dẫn với
thời gian:
_
3.8 3
1
on a s
T T
−
=

Trên pha B khóa Sb4 dẫn với thời gian:

_
0.4 0
1
on b s
T T
−
=


Trên pha C các khóa Sc2,Sc3,Sc4 dẫn với thời
gian:
_
2.2 2
1
on c s
T T
−
=


T
s

Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
21

2.3 Kỹ thuật ñiều chế vector không gian (SVPWM)

Kỹ thuật ñiều chế vector không gian (Space vector modulation – hoặc
Space vector PWM) xuất phát từ những ứng dụng của vector không
gian trong máy ñiện xoay chiều, sau ñó ñược mở rộng triển khai trong các
hệ thống ñiện ba pha. Phương pháp ñiều chế vector không gian và các
dạng cải biến của nó có tính hiện ñại, giải thuật chủ yếu dựa vào kỹ
thuật số và là các phương pháp ñược sử dụng phổ biến nhất hiện nay trong
lĩnh vực ñiện tử công suất liên quan ñến ñiều khiển các ñại lượng xoay
chiều ba pha như ñiều khiển truyền ñộng ñiện xoay chiều, ñiều khiển các
mạch lọc tích cực, ñiều khiển các thiết bị công suất trên hệ thống truyền tải
ñiện.
2.3.1. Khái niệm vector không gian
Vector không gian và phép biến hình vector không gian
Cho ñại lượng ba pha cân bằng va, vb, vc, tức thỏa mãn hệ thức:
v
a
+ v
b
+ v
c
= 0
Phép biến hình từ các ñại lượng 3 pha va, vb, vc sang ñại lượng
vector theo hệ thức:
2
.( . . )
a b c
v k v a v a v
= + +


Trong ñó:

2 /3
1 3
2 2
j
a e j
π
= = − +


ñược gọi là phép biến hình vector không gian và ñại lượng vector
v


ñược gọi là vector không gian của ñại lượng ba pha.Hằng số k có thể
chọn với các giá trị khác nhau. Với k = 2/3 phép biến hình không
bảo toàn công suất và với k=
2 / 3
là phép biến hình bảo toàn công suất.
2.3.2. Vector không gian của bộ nghịch lưu áp ña bậc:
Với bộ nghịch lưu áp NPC 3 bậc trên mỗi pha có 3 trạng thái ñóng
cắt, do ñó có tất cả 27 trạng thái ñóng cắt của các khóa bán dẫn trên ba pha.
Ứng với mỗi trạng thái ñóng cắt này là một vector không gian.

Hình 2.17 Bộ nghịch lưu NPC ba bậc và các tổ hợp ñóng cắt trên một
pha
Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU
Trang
22

Hình 2.18 Các vector và trạng thái ñóng cắt tương ứng (NPC 3 bậc)
Các vector này khi ñược biểu diễn trên mặt phẳng
α β
−
tạo thành
một hình lục giác ñều như sau:

Hình 2.19 Vector không gian của bộ nghịch lưu NPC 3 bậc
2.3.3. Phương pháp ñiều chế vector không gian
Phương pháp ñiều khiển sáu bước (six step) tạo nên sự dịch chuyển
nhảy cấp tuần hoàn của vector không gian giữa sáu vị trí ñỉnh của hình lục
giác. ðiều này làm quá trình ñiện áp pha tải nghịch lưu hình thành chứa
nhiều thành phần sóng hài bậc cao.
Hệ quả là quỹ ñạo vector không gian bị biến ñổi về pha và biên ñộ so
với trường hợp áp ba pha tải dạng sin. Mặt khác, phương pháp ñiều chế ñộ
rộng xung dạng sin dù tạo ra ñiện áp pha tải gần dạng sin nhưng chỉ có thể
ñảm bảo phạm vi ñiều khiển tuyến tính thành phần ñiện áp cơ bản của pha