Giải thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang áp dụng cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp

Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011

VCCA-2011
Giải thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang
áp dụng cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp
A carrier-based PWM Algorithm For Indirect AC-AC matrix converter
Trần Quốc Hoàn Đới Văn Môn Nguyễn Văn Nhờ
Trường ĐH Trần Đại Nghĩa Trường ĐHBK TpHCM Trường ĐHBK TpHCM
e-mail: e-mail: e-mail:

Tóm tắt
Trong bài báo này, giải thuật điều chế độ rộng xung
dùng sóng mang áp dụng cho bộ biến đổi ma trận gián
tiếp được trình bày cho cả hai khối chỉnh lưu và
nghịch lưu. Trong khối chỉnh lưu, giải thuật điều chế
được phân thành hai nhóm: giải thuật điều chế để tạo
ra mức điện áp V
DC
có giá trị cao và giải thuật điều
chế để tạo ra mức điện áp V
DC
có giá trị thấp. Trong
khối nghịch lưu, giải thuật điều chế được trình bày
tương tự như giải thuật điều chế độ rộng xung dùng
sóng mang áp dụng cho bộ nghịch lưu ba pha hai bậc.
Các khóa bán dẫn trong khối chỉnh lưu chuyển mạch
tại thời điểm ứng với trạng thái không của khối
nghịch lưu, do đó quá trình chuyển mạch trong khối
chỉnh lưu xem như xảy ra khi dòng điện trên nhánh
DC bằng không, điều này làm cho quá trình chuyển
mạch diễn ra an toàn hơn.

Abstract
In this paper, the algorithm using carrier-based pulse
width modulation applied to indirect matrix converter
is presented for both rectifiers and inverters stage. In
the rectifier stage, modulation algorithms are
classified into two groups: the modulation algorithm
to generate the voltage V
DC
of high value and
modulation algorithm to generate the voltage V
DC
low
value. In the inverter stage, the modulation algorithm
is expressed similar algorithm using carrier-based
pulse width modulation applied to the inverter three-
phase two-level. The switch semiconductors in the
rectifier stage switch at the time corresponding to the
zero-state of the inverter stage, so the switching of the
rectifier stage as occurs when the DC link current is
zero, this makes switching process to take place safer.

Chữ viết tắt
PWM Pulse width modulation
DMC Direct matrix converter
IMC Indirect matrix converter
CSB Current source bridge
VSB Voltage source bridge

1. Giới thiệu

Trong những năm gần đây, các bộ biến đổi AC-AC
ngày càng thu hút được nhiều nghiên cứu trên thế
giới. Nhiều dạng cấu trúc mạch biến đổi AC-AC khác
nhau đã được phát triển, tuy nhiên các dạng cấu trúc
đó có thể phân thành hai nhóm: nhóm chuyển đổi gián
tiếp AC-DC-AC và nhóm chuyển đổi trực tiếp AC-
AC (năng lượng AC đầu vào được chuyển đổi trực
tiếp thành năng lượng AC đầu ra, còn được gọi là bộ
biến đổi ma trận trực tiếp - direct matrix converter).
So với dạng cấu trúc AC-DC-AC thì bộ biến đổi ma
trận có thể tạo ra dòng điện với dạng sóng đầu vào,
đầu ra đều có dạng sin, có thể điều khiển hệ số công
suất đầu vào không phụ thuộc tải và đặc biệt là không
cần đến thành phần dự trữ công suất, tất cả đều là
khóa bán dẫn. Bộ biến đổi ma trận được giới thiệu lần
đầu tiên vào năm 1980 bởi Venturini và Alesina [1-5]
với chín khóa bán dẫn hai chiều (bi-directional
switches) được sắp đặt theo dạng ma trận để bất kỳ
một điện áp pha đầu vào nào cũng có thể nối với bất
kỳ điện áp pha đầu ra.

H.1 Cấu trúc mạch bộ biến đổi ma trận trực tiếp 3x3
Phương pháp điều khiển bộ biến đổi ma trận đưa ra
bởi Venturini và Alesina được biết đến như phương
pháp “trực tiếp” với tỉ số điều chế giới hạn ở mức
0,866. Ngoài ra, một phương pháp khác dựa trên ý
tưởng “điện áp DC giả tưởng” được đưa ra bởi
Rodriguez [6] vào năm 1983, phương pháp này cũng
được biết đến như phương pháp điều khiển “gián
tiếp” cho bộ biến đổi ma trận. Với sự phát triển của

nhiều kỹ thuật điều chế gần đây, một kỹ thuật điều
chế khác đã được đưa ra dẫn đến sự ra đời của bộ biến
đổi trực tiếp AC-AC hai tầng. Dựa trên kỹ thuật này
một lớp mới các bộ biến đổi AC-AC đơn giản hơn đã
được phát minh. Những bộ biến đổi này được biết đến
như là các bộ biến đổi ma trận gián tiếp (indirect
matrix converter).
Một giải thuật điều chế ứng dụng cho bộ biến đổi ma
trận gián tiếp sử dụng phương pháp điều chế vector
không gian đã được phát triển trong [7]. Hoặc trong
[8] là một giải thuật điều chế ứng dụng kỹ thuật điều
chế độ xung cho khối chỉnh lưu, khối nghịch lưu vẫn
điều chế theo phương pháp vector không gian. Trong
bài báo này, một giải thuật điều chế sử dụng kỹ thuật
điều chế độ rộng xung được ứng dụng cho cả hai khối
657
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011

VCCA-2011
chỉnh lưu và nghịch lưu. Bên cạnh đó, giải thuật điều
chế ứng dụng cho khối chỉnh lưu được phát triển
thành hai nhóm: giải thuật điều chế để tạo ra điện áp
V
DC
ở mức cao và điện áp V
DC
ở mức thấp.

H.2 Sơ đồ phân loại bộ biến đổi xoay chiều AC-AC

2. Giải thuật điều chế độ rộng xung dùng
sóng mang
Bộ biến đổi ma trận gián tiếp là một dạng của bộ biến
đổi ma trận, trong đó cấu trúc mạch xem như gồm hai
khối biến đổi công suất là chỉnh lưu và nghịch lưu
ghép với nhau. Khối chỉnh lưu gồm sáu khóa bán dẫn
hai chiều, khối nghịch lưu gồm sáu khóa bán dẫn một
chiều. Bộ biến đổi ma trận gián tiếp biến đổi từ ba pha
sang ba pha với dòng công suất có khả năng chạy theo
hai chiều, dòng điện đầu vào đầu ra đều có dạng sin,
không cần thiết bị lưu trữ năng lượng DC, có khả
năng điều khiển hệ số công suất ngõ vào độc lập với
phụ tải ngõ ra.
Các khóa bán dẫn hai chiều S
xp
, S
xn
được tạo thành từ
hai khóa bán dẫn một chiều (S
xp1
, S
xp2
), (S
xn1
, S
xn2
)
ghép theo kiểu E chung (với x = a, b, c).
Một nhược điểm chính của các bộ biến đổi ma trận là
tỉ số điều chế bị giới hạn (0,866), giải thuật điều chế

phức tạp.

H.3 Cấu trúc mạch của bộ biến đổi ma trận gián tiếp
Khối chỉnh lưu là một tầng chỉnh lưu ba pha với sáu
khóa bán dẫn hai chiều, do đó IMC cũng có thể hoạt
động trong cả bốn góc phần tư như dạng DMC. Ngõ
vào của khối chỉnh lưu được nối với nguồn điện áp ba
pha không đổi và ngõ ra cung cấp một dòng điện DC,
do đó nguồn điện áp ba không được phép ngắn mạch
và nguồn dòng DC không được phép hở mạch. Trong
quá trình hoạt động, khối chỉnh lưu sẽ tạo ra một điểm
có điện thế dương (điểm p) và một điểm có điện thế
âm (điểm n), từ đó hình thành nguồn điện áp DC (điện
áp V
DC
) cho khối nghịch lưu nguồn áp. Dựa vào
nguồn điện áp DC này, khối nghịch lưu với sáu khóa
bán dẫn một chiều sẽ tổng hợp thành một điện áp ngõ
ra hai bậc như mong muốn.
2.1. Giải thuật điều chế cho khối chỉnh lưu
2.1.1. Giải thuật điều chế theo điện áp cao
Giải thuật điều chế để tạo ra điện áp V
DC
ở mức cao
theo kỹ thuật PWM được sử dụng rất phổ biến, theo
đó điện áp trên nhánh DC của khối chỉnh lưu được
đóng ngắt để bám theo điện áp dây lớn nhất và điện
áp dây lớn thứ hai.
Giả sử điện áp nguồn ba pha đầu vào có dạng như
sau:

0
0
cos( ) cos
cos( 120 ) cos
cos( 120 ) cos
a i i i a
b i i i b
c i i i c
V V t V
V V t V
V V t V
wq
wq
wq
(1)
Với V
i
biên độ điện áp nguồn ba pha ngõ vào

2
ii
fwp
tần số góc nguồn ba pha ngõ vào
f
i
tần số của nguồn điện áp ba pha ngõ vào
Chu kỳ của điện áp ba pha ngõ vào được chia thành
sáu khoảng (sector) như hình 4.

H.4 Sáu sector của điện áp ngõ vào theo phương pháp

điều chế điện áp cao
Ta phân tích trong sector 1 thuộc đoạn [-π/6, π/6],
trong sector này điện áp V
a
đạt giá trị dương lớn nhất
so với điện áp V
b
và V
c
.
Do vậy trong suốt chu kỳ đóng ngắt thuộc đoạn
[-π/6, π/6]. Trên pha a, khóa S
ap
sẽ đóng duy trì trong
một chu kỳ và trên hai pha còn lại tương ứng hai khóa
S
bn
và S
cn
sẽ đóng với tỷ số đóng cắt d
b
và d
c
như sau:
cos cos
,
cos cos
b b c c
bc
a a a a

VV
dd
VV
qq
qq
(2)
Phân tích tương tự cho các sector còn lại, ta có bảng
trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối chỉnh
lưu theo phương pháp điện áp cao như Bảng 1.
Bảng 1. Trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối
chỉnh lưu theo phương pháp điều chế điện áp cao
Sector
Khoảng
i
tw

Khóa
đóng
duy
trì
Khóa
đóng
luân
phiên
Điện áp
nhánh
DC
1
-π/6 – π/6 S
ap

S
bn
, S
cn
V
ab
, V
ac

2
π/6 – π/2 S
cn
S
ap
, S
bp
V
ac
, V
bc

3
π/2 – 5π/6 S
bp
S
an
, S
cn
V
ba

, V
bc

4
5π/6 – 7π/6 S
an
S
bp
, S
cp
V
ba
, V
ca

5
7π/6 – 9π/6 S
cp
S
bn
, S
an
V
cb
, V
ca

6
9π/6 – 11π/6 S
bn

S
ap
, S
cp
V
ab
, V
cb

Khi khóa S
bn
được đóng, điện áp V
DC
sẽ bằng điện áp
V
ab
với tỷ số d
b
. Khi khóa S
cn
đóng, điện áp V
DC
sẽ
658
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011

VCCA-2011
bằng điện áp V
ac
với tỷ số d

c
. Giá trị trung bình áp V
DC

trong một chu kỳ sẽ là:
( ) ( )
DC b a b c a c
V d V V d V V
(3)
Thay thế công thức (1) và (2) vào phương trình (3), ta
tính được giá trị trung bình của điện áp V
DC
trong một
chu kỳ như sau:
3
2 cos
i
DC
a
V
V
q
(4)
Tổng quát, giá trị trung bình của điện áp V
DC
trong
một chu kỳ sẽ là:
3
2cos
i

DC
in
V
V
q
(5)
Với
cos max(cos , cos , cos )
in a b c
q q q q

Giá trị trung bình lớn nhất và nhỏ nhất của điện áp
V
DC
như sau:
(max)
3
DC i
VV
(6)
(min)
3
2
i
DC
V
V
(7)

H. 5 Minh họa dạng đóng ngắt theo phương pháp điều

chế điện áp cao
2.1.2. Giải thuật điều chế theo điện áp thấp
Ngoài giải thuật điều chế theo điện áp cao, điện áp
trên nhánh DC của khối chỉnh lưu còn có thể điều chế
theo điện áp thấp, theo đó điện áp trên nhánh DC sẽ
được đóng ngắt để bám theo điện áp dây lớn thứ hai
và điện áp dây nhỏ nhất.
Chu kỳ của điện áp ba pha ngõ vào được chia thành
sáu sector như hình 6.

H. 6 Sáu sector của điện áp ngõ vào theo phương pháp
điều chế điện áp thấp
Giả sử tại thời điểm lấy mẫu, điện áp ba pha đang
nằm trong sector 1 thuộc đoạn [0, π/3]. Trong sector
này độ lớn của điện áp V
b
nhỏ hơn điện áp V
a
và V
c
.
Trong chu kỳ đóng ngắt thuộc đoạn [0, π/3], giá trị
của điện áp V
b
thay đổi từ âm sang dương, tương ứng
hai khóa bán dẫn trên pha b là S
bn
và S
bp
sẽ thay phiên

nhau đóng duy trì trong suốt chu kỳ, các khóa bán dẫn
còn lại trên hai pha a và c tương ứng sẽ đóng với tỷ số
đóng cắt d
a
và d
c
như sau:
cos
2 cos cos
a a a
a
b a ac a c
VV
d
V V V
q
qq
(8)
cos
2 cos cos
c c c
c
b a ac a c
VV
d
V V V
q
qq
(9)
Cụ thể như sau, trong sector [0, π/6] giá trị của điện

áp V
b
âm nên khóa S
bn
sẽ đóng duy trì, giá trị của điện
áp V
a
dương và có độ lớn là lớn nhất do vậy khóa S
ap

sẽ đóng với tỷ số d
a
như trên. Trong sector [π/6, π/3],
giá trị của điện áp V
b
dương nên khóa S
bp
sẽ đóng duy
trì, giá trị của điện áp V
c
âm và có độ lớn là lớn nhất
do vậy khóa S
cn
sẽ đóng với tỷ số d
c
như trên.
Phân tích tương tự cho các sector còn lại, ta có bảng
trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối chỉnh
lưu theo phương pháp điện áp thấp như Bảng 2.
Bảng 2. Trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối

chỉnh lưu theo phương pháp điều chế điện áp thấp
Sector
Khoảng
i
tw

Khóa
đóng luân
phiên
Điện áp
nhánh
DC
1
0 – π/6 S
bn
, S
ap
V
ab

π/6 – π/3 S
bp
, S
cn
V
bc

2
π/3 – π/2 S
an

, S
bp
V
ba

π/2 – 2π/3 S
ap
, S
cn
V
ac

3
2π/3 – 5π/6 S
cn
, S
bp
V
bc

5π/6 – π S
cp
, S
an
V
ca

4
π – 7π/6 S
bn

, S
cp
V
cb

7π/6 – 4π/3 S
bp
, S
an
V
ba

5
4π/3 – 3π/2 S
an
, S
cp
V
ca

3π/2 – 5π/3 S
ap
, S
bn
V
ab

6
5π/3 – 11π/6 S
cn

, S
ap
V
ac

11π/6 – 2π S
cp
, S
bn
V
cb

Giá trị trung bình của điện áp V
DC
trong chu kỳ sẽ là:
( ) ( )
DC a a b c b c
V d V V d V V
(10)
Thay thế công thức (8) và (9) vào phương trình (10),
ta được giá trị trung bình của điện áp V
DC
trong một
chu kỳ:
2
0
3
31
22
cos( 30 )

i
DC i
ac
a
V
VV
V
q
(11)
Tổng quát giá trị trung bình của điện áp V
DC
trong một
chu kỳ như sau:
0
31
2
cos( 30 )
DC i
in
VV
q
(12)
Với
cos max(cos , cos , cos )
in a b c
q q q q

Giá trị trung bình lớn nhất và nhỏ nhất của điện áp
V
DC

như sau:
(max)DC i
VV
(13)
(min)
3
2
i
DC
V
V
(14)
659
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011

VCCA-2011

H. 7 Minh họa dạng đóng ngắt theo phương pháp điều
chế điện áp thấp
Giả sử ta định nghĩa tỉ số điều chế của IMC như sau:
ref
i
V
m
V
(15)
Với V
ref
là biên độ thành phần hài cơ bản của điện áp
ngõ ra mong muốn.

Theo phương pháp điều chế điện áp cao thì
m < 0,866; còn theo phương pháp điều chế điện áp
thấp m < 0,5.
2.2. Giải thuật điều chế cho khối nghịch lưu
Giải thuật điều chế PWM thông thường áp dụng cho
bộ nghịch lưu ba pha hai bậc có thể tóm tắt như sau.
Giả sử điện áp ngõ ra mong muốn có dạng như sau:

0
0
cos( )
cos( 120 )
cos( 120 )
u ref o
v ref o
w ref o
V V t
V V t
V V t
w
w
w
(16) (5.19)
Với
2
oo
fwp
tần số góc nguồn ba pha ngõ vào
f
o

tần số mong muốn của điện áp ba pha ngõ ra
Hàm điều chế ba pha được tính như sau:
u u o
v v o
w w o
V V V
V V V
V V V
(17) (5.22)
Với V
o
gọi là hàm offset, bằng việc lựa chọn giá trị
của hàm offset thích hợp ta thu được các giải thuật
PWM khác nhau.
Trong bài báo này, hàm offset được lựa chọn như sau:
max min
()
2
oo
o
VV
V
(18)
Với V
omax
= V
i
- Max
V
omin

= - Min
Max = max(V
u
, V
v
, V
w
)
Min = min(V
u
, V
v
, V
w
)

H. 8 Giải thuật điều chế PWM cho khối nghịch lưu
Hình 9 minh họa thời điểm chuyển mạch của khối
chỉnh lưu và nghịch lưu trong sector 1 theo phương
pháp điều chế điện áp cao.
2.3. Chuyển mạch bốn bước
Yêu cầu của quá trình chuyển mạch trong IMC phải
tránh ngắn mạch ngõ vào và hở mạch ngõ ra. Giải
thuật chuyển mạch của IMC đơn giản hơn so với
DMC, do thời điểm chuyển mạch trong khối chỉnh
lưu xảy ra tại thời điểm điện áp ngõ ra của khối
nghịch lưu là vector không (zero-vector). Khi đó, các
khóa bán dẫn trong khối chỉnh lưu sẽ chuyển mạch tại
thời điểm dòng điện trên nhánh DC bằng không.
Trong bài báo này, sử dụng kỹ thuật chuyển mạch bốn

bước [9], dựa theo điện áp dây ngõ vào. Hình 10 trình
bày quá trình chuyển mạch bốn bước giữa hai pha a
và b khi điện áp V
ab
> 0.

3. Kết quả mô phỏng
Quá trình mô phỏng được thực hiện trong
Matlab/Simulink với tải RL. Thông số mô phỏng như
Bảng 3.

H. 9 Minh họa thời điểm chuyển mạch của khối chỉnh
lưu và nghịch lưu

H. 10 Quá trình chuyển mạch bốn bước giữa hai pha a,
b khi V
ab
> 0

Bảng 3. Thông số mô phỏng
Điện áp nguồn (biên độ) 220V
Tải 3 pha RL R = 16Ω, L = 60mH
Mạch lọc ngõ vào L
f
= 0,3mH; C
f
= 60µF
Tần số ngõ vào f
i
= 50Hz

Tần số ngõ ra f
o
= 60Hz
Tần số sóng mang f
S
= 10kHz (T
S
= 100µs)
660
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011

VCCA-2011
0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04
0
50
100
150
200
250
300
350
400

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04
-400
-300
-200
-100
0
100

200
300
400

(a) (b)
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8

0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08
-5
0
5
FFT window: 4 of 6 cycles of selected signal
Time (s)
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
20
40
60
80
100
Frequency (Hz)

Fundamental (60Hz) = 5.425 , THD= 0.15%
Mag (% of Fundamental)

(c) (d)
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
-6
-4
-2
0
2
4
6

0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09
-5
0
5
FFT window: 4 of 5 cycles of selected signal
Time (s)
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
20
40
60
80
100
Frequency (Hz)
Fundamental (50Hz) = 4.683 , THD= 1.29%
Mag (% of Fundamental)

(e) (f)
H. 11 Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế
điện áp cao: (a) Điện áp trên nhánh DC-V
DC
; (b) Điện áp
dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng
tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện
nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,7.
0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04
0
50
100
150
200
250
300
350
400

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04
-400
-300
-200
-100
0
100
200
300
400

(a) (b)
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4

0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08
-2
0
2
FFT window: 4 of 6 cycles of selected signal
Time (s)
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
20
40
60
80
100
Frequency (Hz)
Fundamental (60Hz) = 3.13 , THD= 1.08%
Mag (% of Fundamental)

(c) (d)

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
-4
-2
0
2
4
Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 4 cycles
Time (s)
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
20
40
60
80
100
Frequency (Hz)
Fundamental (50Hz) = 4.217 , THD= 1.58%

Mag (% of Fundamental)

(e) (f)
H. 12 Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế
điện áp cao: (a) Điện áp trên nhánh DC-V
DC
; (b) Điện áp
dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng
tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện
nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,4.
0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04
0
50
100
150
200
250
300
350

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04
-400
-300
-200
-100
0
100
200
300
400

(a) (b)
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4

0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08
-2
0
2
FFT window: 4 of 6 cycles of selected signal
Time (s)
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
20
40
60
80
100
Frequency (Hz)
Fundamental (60Hz) = 3.251 , THD= 1.07%
Mag (% of Fundamental)

(c) (d)
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5

0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09
-4
-2
0
2
4
FFT window: 4 of 5 cycles of selected signal
Time (s)
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
20
40
60
80
100
Frequency (Hz)

Fundamental (50Hz) = 4.226 , THD= 4.41%
Mag (% of Fundamental)

(e) (f)
H. 13 Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế
điện áp thấp: (a) Điện áp trên nhánh DC-V
DC
; (b) Điện áp
dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng
tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện
nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,4.
Hình 11 trình bày kết quả mô phỏng theo phương
pháp điều chế điện áp cao với tỉ số điều chế m = 0,7.
Hình 12, 13 lần lượt trình bày kết quả mô phỏng theo
phương pháp điều chế điện áp cao và điện áp thấp ở tỉ
số điều chế m = 0,4. Kết quả mô phỏng cho thấy, độ
méo dạng của dòng điện tải theo phương pháp điều
chế điện áp cao ở tỉ số điều chế m = 0,7 nhỏ hơn so
với khi điều chế ở tỉ số m = 0,4. Ở cùng một tỉ số
điều chế m = 0,4 cả hai phương pháp đều cho độ méo
dạng của dòng điện tải là như nhau.

4. Kết quả thực nghiệm
Quá trình thực nghiệm được thực hiện tại Phòng TN
Hệ thống Năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa
Tp.HCM. Card DSP TMS320F28335 được sử dụng
để tính toán các thông số của giải thuật và xuất ra
xung kích điều khiển đóng ngắt cho các khóa công
suất. Tín hiệu xung kích của các khóa bán dẫn trong
khối chỉnh lưu được tiếp tục đưa sang card FPGA

Spartan 3E để thực hiện xử lý chuyển mạch bốn bước.
Linh kiện bán dẫn sử dụng là loại IGBT GT60M303
của hãng TOSHIBA. Khóa bán dẫn hai chiều được
tạo thành từ hai linh kiện IGBT ghép theo kiểu E
chung. Mô hình thực nghiệm như hình 14.

H. 14 Mô hình thực nghiệm IMC
Bảng 4. Thông số thực nghiệm
Điện áp nguồn (áp dây) 70V
Tải 3 pha RL R = 16Ω, L = 60mH
Mạch lọc ngõ vào L
f
= 0,82mH; C
f
= 25µF
Tần số ngõ vào f
i
= 50Hz
Tần số ngõ ra f
o
= 60Hz
Tần số sóng mang f
S
= 5kHz (T
S
= 200µs)

661