nghiên cứu mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển 1 trạng thái

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO
TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT
THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH

NGUYỄN QUỐC THÁI

NGHIÊN CỨU MẠCH LỌC TÍCH CỰC
3 PHA 4 DÂY BẰNG HỆ BIẾN TẦN
ĐA BẬC ĐIỀU KHIỂN 1 TRẠNG THÁI

NGÀNH: KỸ THUẬT ĐIỆN TỬ
MÃ SỐ: 605270

TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT ĐIỆN TỬ

Tp. Hồ Chí Minh, tháng 8/2011



CÔNG TRÌNH ĐƯỢC HOÀN THÀNH TẠI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT
THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH
Cán bộ hướng dẫn khoa học: ..............................................
(Ghi rõ họ, tên, chức danh khoa học, học vị và chữ ký)
Cán bộ chấm nhận xét 1: ....................................................
(Ghi rõ họ, tên,, chức danh khoa học, học vị và chữ ký)
Cán bộ chấm nhận xét 2: .....................................................
(Ghi rõ họ, tên, chức danh khoa học, học vị và chữ ký)
Luận văn thạc sĩ được bảo vệ trước
HỘI ĐỒNG CHẤM BẢO VỆ LUẬN VĂN THẠC SĨ
TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT,

Ngày .... tháng .... năm ....



Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Tóm tắt

TÓM TẮT
Ngày nay, việc điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ đã thu
hút được sự quan tâm của rất nhiều nhà nghiên cứu, các phương
pháp điều khiển đã được đưa ra và được kiểm chứng bằng kết quả
mô phỏng như phương pháp FOC, DTC cổ điển rồi DTC cải tiến
trong đó DTC dùng điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM) [4]
cho thấy có nhiều ưu điểm nổi bật.
Cho đến nay, bộ biến tần đa bậc ngày càng được dùng nhiều trong
công nghiệp và nhất là bộ biến tần bậc cao. Việc cấp nguồn cho động
cơ không đồng bộ dùng biến tần đa bậc cho hiệu quả cao và việc
khiển các công tác bán dẫn được thực hiện dễ dàng hơn khi dùng
phương pháp CPWM.
Bài báo này trình bày nghiên cứu phương pháp điều khiển
momen trực tiếp dùng điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM –
DTC) cho hệ thống điều khiển tốc độ động cơ cấp nguồn bởi bộ
nghịch lưu áp ba bậc NPC.
Mô hình toán học của CPWM – DTC được xây dựng dựa trên lý
thuyết về mô hình động cơ không đồng bộ ba pha trên hệ trục tọa độ
cố định gắn với stator. Kỹ thuật điều chế độ rộng xung sóng mang
với hàm offset trung bình được ứng dụng vào bộ nghịch lưu áp đa
bậc NPC.
Kết quả nghiên cứu đã được mô phỏng và kiểm chứng trên phần

mềm Matlab/Simulink cho thấy hệ thống đáp ứng tốt với phương
pháp CPWM – DTC đưa ra.

-1-


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Abstract

ABSTRACT
Nowaday, Topic of induction motor speed control was been
favourite, control techniques have presented and verified by demo as
FOC, classical DTC and modified DTC inside CPWM – DTC have
any salient feature.
Multilevel inverter have used more and more in industry
especially high level inverter. Induction motor fed by multilevel
inverter have good effect. To control semiconduction switch is
implemented easily by CPWM technique.
This thesis presents a research on the carrier base pulse width
modulation (CPWM) – DTC technique in Motor speed Control
system fed NPC three level voltage source inverter. Mathematical
model of CPWM - DTC has been built based on theory of indution
motor model in stator fixed coordinate system. CPWM with medium
common mode technique has been applied for NPC multilevel
voltage source inverter. Research results have been simulated and
verified on the Matlab/Simulink software which reveals that the
system works well with presented CPWM – DTC technique.

-2-

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

MỤC LỤC
TÓM TẮT ...................................................................................... - 1 ABSTRACT ................................................................................... - 2 MỤC LỤC ...................................................................................... - 3 Chương 1 PHẦN MỞ ĐẦU ........................................................... - 5 1. Lý do chọn đề tài .................................................................... - 5 2. Mục tiêu, khách thể và đối tượng nghiên cứu ....................... - 5 3. Giả thuyết nghiên cứu............................................................. - 6 4. Nhiệm vụ nghiên cứu và phạm vi nghiên cứu ........................ - 6 4.1. Nhiệm vụ nghiên cứu. ..................................................... - 6 4.2. Phạm vi nghiên cứu. ........................................................ - 6 5. Phương pháp nghiên cứu. ....................................................... - 6 Chương 2 CƠ SỞ LÝ THUYẾT .................................................... - 8 2.1. Cơ sở lý thuyết biến tần 3 bậc ............................................. - 8 2.2. Phương pháp điều chế độ rộng xung sóng mang (carier base
PWM) ......................................................................................... - 9 2.3. Mô phỏng bộ nghịch lưu (NL) áp 3 bậc NPC theo phương
pháp carier base PWM trên Matlab / Simulink ........................ - 10 2.4. Động cơ không đồng bộ ba pha ......................................... - 11 2.4.1. Biểu diễn vector không gian cho các đại lượng ba pha - 11
2.4.2. Hệ tọa độ cố định stator

.............................. - 13 -

2.4.3. Hệ tọa độ từ thông rotor (d – q) .............................. - 14 -

-3-


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

2.5. Các phương trình cơ bản của động cơ không đồng bộ ba pha
.............................................................................................. - 16 -

Inverter With Low Switching Frequency, IEEE Transactions on

Chương 3 ĐIỀU KHIỂN MOMEN TRỰC TIẾP (DTC) ............. - 19 -

8. M. Lakshmi Swarupa, G. Tulasi Ram Das and P.V. Raj Gopal

3.1 Sơ đồ DTC cổ điển [13] .................................................... - 19 -

Simulation and Analysis of SVPWM Based 2-Level and 3-Level

3.2. Xây dựng mô hình DTC cải tiến..................................... - 24 -

Inverters for Direct Torque of Induction Motor, International Journal

3.2.1 Khối DTC & controller ............................................. - 24 -

of Electronic Engineering Research ISSN 0975 - 6450 Volume 1

Khối điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM) ........... - 27 -

Number 3 (2009) pp. 169–184

power electronics Vol. 17, No. 2, March 2002.

Chương 4 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG .......................................... - 28 -

9. J. C. Trounce, S. D. Round, R. M. Duke, Comparison by

4.1. Các tham số ngõ vào ........................................................ - 28 -

simulation of three-level induction motor torque control schemes for

4.2. Tham số động cơ không đồng bộ 3 pha ......................... - 28 -

electric vehicle applications,University of Canterbury New Zealand.

4.3. Thông số của khối DTC .................................................. - 28 -

10. J. C. Trounce, S. D. Round, R. M. Duke, Evaluation of Direct

4.4. Thông số của bộ nghịch lưu áp ....................................... - 29 -

torque control using space vector modulation for electric vehicle

4.5. Kết quả mô phỏng: .......................................................... - 29 -

applications, University of Canterbury New Zealand.

4.5.1. Trường hợp 1 (TH 1): Tốc độ đặt thay đổi đột ngột (đáp
ứng nấc). ............................................................................... - 29 -

11. Electrical Engineering Departement, Batna university, Algeria
and IUT Brest, Department GEII, university western Brittany,

4.5.2. Trường hợp 2 (TH 2): Tốc độ đặt thay đổi từ từ (có dạng
dốc) ....................................................................................... - 31 -

French Modified Direct Torque Control of Permanent Magnet

4.6. Mô phỏng đối với phương pháp DTC cổ điển khi các tham

số hệ thống không thay đổi, tốc độ đặt tăng lên từ từ. ........ - 33 -

Techniques of Automatic control & computer engineering IJ-STA,

Chương 6 KẾT LUẬN ............................................................... - 42 6.1. Kết quả đạt được của luận văn....................................... - 42 6.2. Những vấn đề tồn tại và hướng phát triển của đề tài ... - 42 6.2.1. Những vấn đề còn tồn tại của đề tài ........................ - 42 -

Synchronous Motor Drives, International Journal of Sciences and
Volume 1, N° 2, December 2007, pp. 167−180.
12. M.Vasudevan and Dr.R.Arumugam New Direct Torque
Control cheme of Induction Motor for Electric Vehicles.
13. Technical guide No. 1 Direct torque control - the world’s most
advanced AC drive technology. ABB driver, 6.6.2011.

6.2.2. Hướng phát triển của đề tài ..................................... - 43 TÀI LIỆU THAM KHẢO.......................................................... - 44 -

-4-

- 45 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Chương1PHẦNMỞĐẦU

TÀI LIỆU THAM KHẢO

1. Lý do chọn đề tài
TIẾNG VIỆT
1. Nguyễn Văn Nhờ, Giáo trình Điện tử công suất 1, NXB Đại
học Quốc gia Thành phố Hồ Chí Minh, 2002, 289 trang.
2. Nguyễn Phùng Quang, Matlab & Simulink Dành Cho Kỹ Sư
Điều Khiển Tự Động, NXB Khoa học và Kỹ thuật, 2008, 482 trang.

Ngày nay, phương pháp điều khiển momen trực tiếp (DTC)
được dùng nhiều trong việc điều khiển tốc độ động cơ không đồng
bộ. Tuy nhiên, động cơ không đồng bộ cấp nguồn bởi bộ biến tần đa
bậc thì phương pháp DTC cổ điển lại khó áp dụng đối với biến tần có
bậc càng cao.

3. Nguyễn Phùng Quang – Andreas Dittrich, Truyền động điện
thông minh, NXB Khoa học và Kỹ thuật, 2006, 283 trang.

Giải pháp đặt ra là áp dụng phương pháp DTC cải tiến để có
thể thực hiện dễ dàng đối với bất kỳ biến tần có bậc nào. Phương
pháp DTC có điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM) đã được

TIẾNG NƯỚC NGOÀI

đưa ra và áp dụng cho hệ điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ

4. Ehsan Hassankhan, and Davood A. Khaburi, DTC-SVM

cấp nguồn bởi bộ biến tần ba bậc NPC.

Scheme for Induction Motors Fed with a Three-level Inverter, World
Academy of Science, Engineering and Technology 44 2008.
5. Journal of electrical engineering, Direct Torque control of
induction motor with fuzzy minimization torque ripple, Vol. 56, No.
7-8, 2005, 183–188 .

Với ưu điểm của kỹ thuật điều chế độ rộng xung sóng mang là
có thể chọn một sóng mang và tạo ra (n-1) (n là số bậc của biến tần)
sóng điều khiển cho 1 pha ta có thể giảm được giá thành so với
trường hợp chọn (n – 1) sóng mang và 1 sóng điều khiển cho một
pha.
Từ đó, tác giả đã chọn phương pháp điều khiển momen trực

6. Kyo-Beum Lee, Student Member, IEEE, Joong-Ho Song,

tiếp có điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM – DTC) để xây

Member, IEEE, Ick Choy, and Ji-Yoon Yoo, Member, IEEE,

dựng và khảo sát đáp ứng của hệ điều khiển tốc độ động cơ không

Improvement of Low-Speed Operation Performance of DTC for

đồng bộ cấp nguồn bởi bộ biến tần 3 bậc NPC, đồng thời so sánh với

Three-Level Inverter-Fed Induction Motors, IEEE Transactions on
power electronics Vol. 48, No. 5, October 2001.
7. Kyo-Beum Lee, Student Member, IEEE, Joong-Ho Song,
Member, IEEE, Ick Choy, and Ji-Yoon Yoo, Member, IEEE, Torque
Ripple Reduction in DTC of Induction Motor Driven by Three-Level

- 44 -

phương pháp DTC cổ điển.
2. Mục tiêu, khách thể và đối tượng nghiên cứu
Tìm hiểu cách điều khiển các công tác bán dẫn cho bộ nghịch
lưu áp 3 bậc NPC và chọn một phương pháp tối ưu.
Thiết lập sơ đồ khối hệ điều khiển tốc độ động cơ không đồng

-5-


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

bộ 3 pha cấp nguồn bởi bộ nghịch lưu áp 3 bậc NPC. Thiết lập các
đại lượng vào, đại lượng ra cho từng khối, mối quan hệ giữa các đại
lượng đó.

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

- Chưa có phương pháp kiểm soát dòng stator trong suốt quá
trình hệ thống vận hành.
- Đáp ứng momen có độ gợn còn lớn.

Xây dựng mô hình mô phỏng hệ điều khiển tốc độ động cơ
không đồng bộ 3 pha cấp nguồn bởi bộ nghịch lưu áp 3 bậc NPC trên

Matlab/ Simulink. So sánh với phương pháp DTC cổ điển.

- Chưa xây dựng mô hình thực nghiệm để kiểm chứng kết quả
mô phỏng và khảo sát đáp ứng của hệ thống thời gian thực.
6.2.2. Hướng phát triển của đề tài
Để đề tài được hoàn thiện hơn, cần phải giải quyết các vấn đề sau:

3. Giả thuyết nghiên cứu
Mô hình mô phỏng động cơ không đồng bộ 3 pha có thể xây
dựng được từ các phương trình toán học.
4. Nhiệm vụ nghiên cứu và phạm vi nghiên cứu

- Khắc phục các vấn đề về tổn kiểm soát dòng điện stator và độ
gợn momen.
- Xây dựng mô hình thực nghiệm hệ thống điều khiển tốc độ
động cơ dùng CPWM DTC để kiểm chứng kết quả mô phỏng và khảo
sát đáp ứng của hệ thống theo thời gian thực.

4.1. Nhiệm vụ nghiên cứu.
Nghiên cứu phương pháp điều khiển bộ nghịch lưu áp 3 bậc
NPC dùng 1 sóng mang và hai sóng điều khiển cho một pha.
Xây dựng mô hình điều khiển tốc độ hệ động cơ không đồng

- Xây dựng mô hình mô phỏng và mô hình thực nghiệm hệ
thống điều khiển tốc độ động cơ dùng CPWM - DTC dùng cấu trúc
bộ nghịch lưu áp NPC 5 bậc.

bộ cấp nguồn bởi bộ nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc NPC dùng phương
pháp CPWM - DTC trên môi trường Matlab / Simulink.
Thực hiện mô phỏng, đánh giá, kết luận.

4.2. Phạm vi nghiên cứu.
Điều khiển tốc độ hệ động cơ không đồng bộ cấp nguồn bởi bộ
biến tần 3 bậc NPC dùng phương pháp CPWM – DTC.
5. Phương pháp nghiên cứu.
- Nghiên cứu các tài liệu, bài báo liên quan đến đề tài nghiên
cứu: Sơ đồ DTC – SVM cho động cơ cảm ứng cấp nguồn bởi bộ

-6-

- 43 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Chương 6

KẾT LUẬN
6.1. Kết quả đạt được của luận văn
Sau một thời gian nghiên cứu nghiêm túc, học viên đã đạt được

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

nghịch lưu 3 bậc [4], mô phỏng và phân tích SVPWM dựa vào bộ
nghịch lưu 2 bậc, 3 bậc cấp nguồn cho động cơ cảm ứng – momen
trực tiếp [8].
- Phương pháp chuyên gia: Tham khảo ý kiến, trao đổi kinh

nghiệm những khóa cao học trước và những người có kinh nghiệm
trong lĩnh vực điều khiển tốc độ động cơ và điều chế độ rộng xung

các kết quả sau:
- Đã nghiên cứu phương pháp DTC cải tiến: CPWM - DTC
- Đã nghiên cứu phương pháp điều khiển bộ nghịch lưu áp đa bậc
bằng phương pháp điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM), chế
độ điều chế hàm common mode trung bình, dùng (n-1) sóng điều

sóng mang.
- Phương pháp thực nghiệm: Phần nghiên cứu được kiểm
chứng bằng việc thực hiện mô phỏng và đánh giá trên phần mềm
Matlab/Simulink.

khiển và một sóng mang cho 1 pha giúp giảm giá thành sản phẩm.
- Đã nghiên cứu hệ truyền động điện động cơ không đồng bộ 3 pha
cấp nguồn bởi bộ nghịch lưu áp ba bậc NPC. Tìm hiểu lý thuyết tính
chọn các thông số cho hệ thống để vận dụng vào bài mô phỏng.
- Đã khắc phục được trường hợp dòng khởi động (dòng quá độ)
tăng cao đáp ứng nhu cầu thực tế tuy đó chưa phải là giải pháp tối ưu.
- Đã xây dựng thành công mô hình điều khiển tốc độ hệ động cơ
bằng phương pháp CPWM - DTC cấp nguồn bởi bộ nghịch lưu áp ba
bậc NPC.
- Đánh giá kết quả phân tích FFT giữa phương pháp CPWM DTC với phương pháp DTC cổ điển.
6.2. Những vấn đề tồn tại và hướng phát triển của đề tài
6.2.1. Những vấn đề còn tồn tại của đề tài
Mặc dù tác giả đã rất cố gắng trong việc thực hiện đề tài, tuy
nhiên do nguyên nhân chủ quan lẫn khách quan nên luận văn vẫn còn
những tồn tại sau:
- 42 -

-7-


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Chương 2 CƠ SỞ LÝ THUYẾT

Phụ lục

Stator current
1000
800
600
400
M
a
g
n
itu
d
e(A
)

2.1. Cơ sở lý thuyết biến tần 3 bậc
Sơ đồ mạch nghịch lưu áp 3 pha ba bậc NPC như hình 2.1

200
0
-200
-400
-600
-800
-1000

0

0.5

1

1.5
Time (s)

2

2.5

3

Hình 4. 61: Dòng điện stator – TH c
Khi dòng khởi động chưa được khắc phục, nó đạt đến 900A rất dễ
làm hư linh kiện bán dẫn.
Tốc độ rotor trong trường hợp này tương tự như trường hợp a.
Đáp ứng momen trong trường hợp này chỉ đạt giá trị âm khi momen
tải giảm về -950N*m (như hình 4.22).

Hình 2. 1: Bộ nghịch lưu áp ba bậc NPC
Bộ nghịch lưu có 12 công tác bán dẫn và 6 diode kẹp, mỗi pha
chứa 2 cặp công tác bán dẫn thực hiện ngắt dẫn theo quy tắc đối
nghịch (Sa11 + Sa12 = 1, Sa21 + Sa22 = 1). Từ đó ta có bảng các mức
điện áp nghịch lưu ngõ ra và trạng thái chuyển mạch tương ứng của
pha a như bảng 2.1.
Bảng 2.1: Các mức điện áp nghịch lưu ngõ ra và trạng thái
chuyển mạch tương ứng của pha a.
Các mức điện áp Ua0

Trạng thái chuyển mạch

-Ud / 2

S a12 đóng, S a22 đóng

0

S a21 đóng, S a12 đóng

Ud / 2

S a11 đóng, S a21 đóng

Hình 4. 72: Đáp ứng momen – TH c
Đáp ứng từ thông tương ứng giống như trường hợp a.
Như vậy, so với trường hợp tốc độ đặt thay đổi từ từ thì ở
trường hợp tốc độ đặt thay đổi đột ngột, khi tốc độ đặt thay đổi đột
ngột từ 500 rpm xuống 0 thì momen lập tức âm đúng như lý thuyết.

Đồng thời dòng điện khởi động đã được khắc phục để không quá lớn
dễ làm hư linh kiện bán dẫn (đáp ứng nhu cầu thực tế).

Điện áp nghịch lưu ngõ ra có ba mức khác nhau (-Ud/2, 0 và

-8-

- 41 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Ud/2) nên gọi là nghịch lưu 3 bậc.
Việc điều khiển các công tác bán dẫn để có các trạng thái
chuyển mạch tương ứng cũng rất quan trọng. Có nhiều phương pháp
thực hiện điều khiển công tác bán dẫn trong đó phương pháp điều chế
độ rộng xung được dùng phổ biến và mang lại hiệu quả cao.
2.2. Phương pháp điều chế độ rộng xung sóng mang (carier
base PWM)
Hình 4. 19: Đáp ứng momen – TH b
Tương ứng ta có đáp ứng từ thông tổng thể như hình 4.20.
Stator flux

tín hiệu Voffset, Voffset được gọi là điện áp common mode có thể có giá

trị lớn nhất (Vomax), nhỏ nhất (Vomin) hay trung bình (Vomid).

0.9
0.8

Với Vomin = - Min (Vta, Vtb, Vta)

0.7

Vomax = Vd – Max (Vta, Vtb, Vta)

0.6
Flux (W
b)

Phương pháp này thực hiện cộng thêm vào tín hiệu điều chế một

0.5
0.4

Vomid 

0.3
0.2

(2.2)
(2.3)

Trong đó Vta, Vta, Vtc là điện áp tải các pha a, b, c.

0.1
0
1.5

Vo min  Vo max
2

(2.1)

2

2.5

3

3.5

4

Time (s)

Hình 4. 20: Đáp ứng từ thông – TH b
TH c. Mô phỏng hệ điều khiển tốc độ động cơ khi không khắc
phục làm giảm dòng khởi động, tốc độ thay đổi từ từ với: tại t = 0 tốc
độ thay đổi từ 0 lên 500 rpm.
Tại t = 2s tốc độ đặt thay đổi từ 500 rpm xuống 0
Tại t = 0.5s momen tải bằng 950 N*m
Tại t = 2,5s momen tải bằng – 950 N*m
Dòng điện stator khi chưa khắc phục để biên độ dòng điện khởi
động lớn như hình 4.21.

Khi đó điện áp trung bình pha tải
Vao = Vta + Voffset
Vbo = Vtb + Voffset
Vco = Vtc + Voffset

(2.4)

Điện áp điều khiển được tính như công thức 2.5.

Vdkj 

V jo
Vd
n 1

(2.5)

Trong đó j = a, b, c; n là số bậc của bộ nghịch lưu.
Như vậy để tạo ra tín hiệu điều khiển các công tác bán dẫn cho 1

- 40 -

-9-


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

pha, nếu dùng một tín hiệu điều kiển thì cần (n-1) sóng mang.

Phụ lục

Stator current
600

2.3. Mô phỏng bộ nghịch lưu (NL) áp 3 bậc NPC theo phương

400

pháp carier base PWM trên Matlab / Simulink
Sơ đồ mạch nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc NPC như hình 2.1
Điện áp hai nguồn Ud / 2 = 240V.
Bộ nghịch lưu 3 pha dùng linh kiện IGBT lý tưởng. Tải 3pha
đối xứng gồm RL mắc nối tiếp mỗi pha; R = 5  , L = 20mH.

Magnitude (A)

200

0

-200

-400

Để tạo tín hiệu điều khiển các công tác bán dẫn trong 1 pha

(chẳng hạn cho pha a), ta thực hiện so sánh tín hiệu điều khiển Vdka
với 2 sóng mang. Trong bài này, chọn 2 sóng mang bố trí cùng pha
(Vc1 và Vc2) có tần số 5 kHz, biên độ [0,1] và [1,2]. Sóng sin 3 pha có
tần số 30Hz, chỉ số điều chế m = 0,5.
Nếu Vdka > Vc1 thì Sa11 = 1, Sa12 = 0
Vdka < Vc1 thì Sa11 = 0, Sa12 = 1
Vdka > Vc2 thì Sa21 = 1, Sa22 = 0

-600

1

1.5

2

2.5
Time (s)

3

3.5

4

Hình 4. 17: Dòng điện stator – TH b
Quy luật dòng điện thể hiện rất rõ tại thời điểm quá độ (t = 1s) và ở
chế độ xác lập (t = 1.5s) rồi đến thời điểm dừng tải (t = 3s). Tuy nhiên
dòng stator lúc hãm tải một cách đột ngột có giá trị hơi lớn (600V).
Tốc độ rotor thay đổi từ từ tương ứng với tốc độ đặt nhưng vẫn

xảy ra hiện tượng vọt lố (như hình 4.18).
Rotor speed
600

Vdka < Vc2 thì Sa21 = 0, Sa22 = 1

500

Từ sơ đồ trên ta có điện áp giữa pha a với mass.

(2.6)

Tương tự cho điện áp ở pha b, c.
Dòng điện ra trên các pha tải có dạng sin, biến thiên cùng tần
số cùng biên độ nhưng lệch pha nhau một góc 120o như hình 2.2.

- 10 -

Rotor speed (rpm)

U d

 2 khi( S a11  S a 21  1) 


Vao  0khi( S a12  S a 21  1)

U

d


khi( S a12  S a 22  1)
 2


400
Toc do rotor
Toc do dat

300

200

100

0

-100

1

1.5

2

2.5
Time (s)

3

3.5

Hình 4. 18: Tốc độ rotor – TH b
Đáp ứng momen một cách tổng thể như hình 4.19

- 39 -

4


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Iabc
40
30

M
a
g
n
itu
d
e
(

A
)

20
10
0
-10
-20
-30
-40
0

0.01

0.02

0.03

0.04

0. 05
Time (s)

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Hình 2. 2: Dạng dòng điện ra trên các pha tải ia, ib, ic –
NL 3 bậc
Điện áp nghịch lưu pha a Vao như hình 2.3.
Vao
250
200
150
100
M
a
g
n
itu
d
e(V
)

Hình 4. 15: Đáp ứng momen – TH a
Đáp ứng từ thông trong suốt quá trình bớt dao động hơn so với
trường hợp b (như hình 4.16).

50
0
-50
-100
-150
-200

Stator flux

-250

1
0.9

0.005

0.01

0.015

0.02

0.025
Time (s)

0.03

0.035

0.04

0.045

0.05

Hình 2. 3: Điện áp nghịch lưu pha a – NL 3 bậc

0.8
0.7

Điện áp nghịch lưu đạt được có ba mức là -Vd/2 = -240V, 0V

0.6
Flux (Wb)

0

và Vd/2 = 240V.

0.5
0.4
0.3

2.4. Động cơ không đồng bộ ba pha

0.2
0.1
0
1.5

2

2.5

3

3.5

Time (s)

Hình 4. 16: Đáp ứng từ thông - TH a
TH b. Tốc độ đặt thay đổi đột ngột
Dòng điện stator một cách tổng thể như hình 4.17.

- 38 -

4

2.4.1. Biểu diễn vector không gian cho các đại lượng ba pha
Động cơ không đồng bộ ba pha có ba cuộn dây stator với điện áp
ba pha được bố trí trong không gian như hình 2.4.

- 11 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Stator current
600

400

Magnitude (A)

200

0

-200

Hình 2. 4: Vị trí không gian các pha
Phương trình điện áp stator :

-400

(2.7)
Với :

-600

1

1.5

2

2.5
Time (s)

3

3.5

4

Hình 4. 43: Dòng điện stator – TH a
Tốc độ rotor tăng và giảm theo tốc độ đặt như hình 4.14.
(2.8)

Rotor speed
600

500

không đồng bộ có 3 cuộn dây lệch nhau một góc

. Nếu trên mặt

cắt đó ta thiết lập một hệ tọa độ phức với trục thực đi qua trục cuộn
dây pha A của động cơ, ta có thể xây dựng vector không gian cho
điện áp stator:

Rotor speed (rpm)

Về phương diện mặt phẳng cơ học (mặt cắt ngang), động cơ
400
Toc do rotor
Toc do dat
300

200

100

0

(2.9)
(2.10)
Theo công thức (2.32), vector us(t) là vector có modul không đổi
quay trên mặt phẳng phức với tốc độ góc

và tạo với trục

thực (trục cuộn dây pha A) một góc pha

(fs là tần số mạch

1

1.5

2

2.5
Time (s)

3.5

4

Hình 4. 54: Tốc độ rotor – TH a
Đáp ứng momen trong trường hợp này thay đổi tại các điểm mốc
thời gian như hình 4.15.

stator). Việc xây dựng được mô tả như hình 2.5.

- 12 -

3

- 37 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Tốc độ

Phụ lục

Độ gợn từ thông stator
(50Hz)
CPWM DTC DTC cổ điển

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Độ gợn momen (50Hz)
CPWM DTC

DTC cổ
điển

0 lên
500 rpm

0.0002823

0.00918

14,05

11,37

500 rpm
xuống 0

0.0002945

0.0007291

24,86

20,41

Hình 2.5: Xây dựng vector không gian từ các đại lượng pha
Điện áp của từng pha chính là hình chiếu của vector điện áp stator
lên trục cuộn dây tương ứng. Đối với các đại lượng khác của động

Như vậy so với DTC cổ điển thì CPWM - DTC có tổng độ

méo hài dòng điện nhỏ hơn, độ gợn từ thông stator nhỏ hơn, dòng
điện khởi động nhỏ hơn nhưng độ gợn momen lại lớn hơn.
Trong các trường hợp mô phỏng trên, dòng điện khởi động
(dòng điện quá độ) đã được khắc phục để không tăng quá cao, tránh
hư hại linh kiện bán dẫn khi làm mô hình thực nghiệm mặc dù khi
chưa khắc phục thì dòng điện này vẫn đảm bảo trong khoảng (4 – 7)
lần Iđm như lý thuyết.

Mô phỏng tổng thể hệ điều khiển tốc độ động cơ không
đồng bộ trong ba trường hợp:
TH a. Tốc độ đặt thay đổi đột ngột, có dòng khởi động nhỏ với: tại
t = 1s, tốc độ đặt thay đổi từ 0 lên 500 rpm.
Tại t = 3s tốc độ đặt thay đổi từ 500 rpm xuống 0.
Tại t = 1.5s, momen tải là 950 N*m
Tại t = 3.5s, momen tải là -950 N*m
Dòng điện stator đo được tăng lên tại thời điểm momen điện từ
tăng (tại t = 1.5s) sau đó giữ giá trị ổn định, nhưng khi tốc độ đặt giảm
( tại t = 3s) thì dòng điện này giảm theo (xem hình 4.13).

cơ như dòng rotor, dòng stator, từ thông rotor và từ thông stator đều
có thể xây dựng trên vector không gian tương tự như điện áp stator.

2.4.2. Hệ tọa độ cố định stator
Vector không gian điện áp stator có modul là |us| và quay trong
mặt phẳng phức với tốc độ góc ωs và tạo với trục cuộn dây A một góc
ωst. Đặt tên trục cuộn dây pha A là trục thực α và trục vuông góc với
nó là trục ảo β. Khi đó ta có được một hệ tọa độ là hệ tọa độ cố định
stator (α – β) và các vector không gian có thể mô tả thông qua 2 thành
phần là trục thực α và trục ảo β.

Hình 2.6: Hệ tọa độ stator (α - β)

- 36 -

- 13 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Bằng cách chiếu vector không gian lên hai trục tọa độ α – β ta

Stator flux
1
0.9

có thể tính được thành phần theo hai trục tọa độ bằng phương pháp

0.8

hình học. Xét thành phần vector điện áp trong hệ trục tọa độ (α – β):

0.7

Flux (W
b)

(2.11)

Phụ lục

0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
1.5

2

2.5

3

Time (s)

Suy ra:
(2.12)

Theo phương trình trên thì ta chỉ cần xác định hai thành phần điện
áp pha A và pha B thì ta có thể xác định vector điện áp không gian, vì
đây là điện áp ba pha cân bằng, điện áp pha C đã nằm sẵn trong
phương trình:
(2.13)

2.4.3. Hệ tọa độ từ thông rotor (d – q)

Hình 4. 32: Đáp ứng từ thông ở pp DTC cổ điển khi tốc độ đặt có
dạng dốc
Chúng ta thấy, với cùng các thông số hệ thống thì phương
pháp DTC điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM) cho các đáp
ứng ngõ ra có độ gợn và tổng độ méo hài nhỏ hơn nhiều so với
phương pháp DTC cổ điển.
So sánh giữa CPWM - DTC và DTC cổ điển (ở trường hợp tốc độ
đặt có dạng dốc)
Bảng 4.1: Bảng so sánh dòng điện khởi động và tổng độ méo hài
của dòng điện
Tốc độ

Trong mặt phẳng của hệ tọa độ (α – β) ta xét thêm một hệ tọa độ

so với hệ tọa độ stator. Khi đó sẽ tồn

tại hai tọa độ và một vector không gian có thể biểu diễn trên hai tọa
độ này.
Trong đó:

Tổng độ méo hài của dòng
điện (%)

CPWM
DTC

DTC cổ
điển

0 lên
500 rpm

150

900

55,06

154,79

500 rpm
xuống 0

300

250

35,98

101,53

thứ hai có trục hoành d và trục tung q, hệ tọa độ này có chung điểm
gốc và nằm lệch đi một góc

Dòng điện khởi động
(A)

CPWM DTC

DTC cổ
điển

quay tròn quanh góc tọa độ chung, với

Bảng 4.2: Bảng so sánh độ gợn từ thông stator và độ gợn momen.

- 14 -

- 35 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Rotor speed
600

Rotor speed (rpm)

500

400
Toc do Rotor

Toc do dat

300

Hình 2. 7: Mối liên hệ giữa tọa độ (α – β) và tọa độ (d-q)

200

Từ hình trên ta có thể biểu diễn mối liên hệ giữa hai tọa độ như

100

công thức.
0

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2
2.2
Time (s)

2.4

2.6

2.8

3

Hình 4. 10: Tốc độ Rotor ở pp DTC cổ điển khi tốc độ đặt có dạng
dốc
Đáp ứng momen ở phương pháp DTC cổ điển có độ gợn rất cao
(như hình 4.11)

(2.14)
Và ta lại có:
(2.15)
Biến đổi hai phương trình trên ta được mối liên hệ giữa hai tọa độ
trên:
(2.16)
Các hệ phương trình này có tác dụng chuyển từ hệ tọa độ (α – β)
sang (d-q) và ngược lại cho điện áp stator và cũng đúng khi áp dụng
cho các thành phần khác của động cơ. Khi xét hệ tọa độ (d-q), ta cho
trục d trùng với trục từ thông rotor và quay với tốc độ góc bằng với

Hình 4. 21: Đáp ứng momen ở pp DTC cổ điển khi tốc độ đặt có
dạng dốc
Đáp ứng từ thông ở phương pháp DTC cổ điển không được mịn
như ở phương pháp CPWM – DTC (xem hình 4.12).

- 34 -

tốc độ góc của vector từ thông rotor.

- 15 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Stator flux
1
0.9
0.8
0.7

Flux (Wb)

0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
1.5

2

2.5

3

Time (s)

Hình 2. 8: Biểu diễn vector không gian trên hệ tọa độ (d – q)
● Trong hệ tọa độ từ thông rotor, các vector dòng stator và các
vector từ thông rotor quay cùng với hệ tọa độ (d – q), do đó các phần
tử của vector dòng rotor là các đại lượng một chiều, trong chế độ xác
lập các giá trị này gần như không đổi; còn trong quá trình quá độ, các
đại lượng này biến thiên theo một thuật toán đã được định trước.

Hình 4. 8: Đáp ứng từ thông khi tốc độ đặt có dạng dốc
4.6. Mô phỏng đối với phương pháp DTC cổ điển khi các tham
số hệ thống không thay đổi, tốc độ đặt tăng lên từ từ.
Dòng điện stator tăng khá cao do từ thông không cho tăng lên từ từ
mặc dù tốc độ đặt cho tăng từ từ (xem hình 4.9). Trong trường hợp
này độ gợn và độ méo hài dòng điện stator lớn hơn so với trường hợp
DTC dùng CPWM.

● Một ưu điểm nữa là thành phần từ thông rotor trên trục (q) có

Stator current

giá trị là 0 do vuông góc với từ thông rotor trùng với trục (d), do đó từ

800

thông rotor chỉ còn thành phần theo trục (d) và là đại lượng một chiều.

600

2.5. Các phương trình cơ bản của động cơ không đồng bộ ba
pha
Để xây dựng phương trình cho động cơ, ta lý tưởng hóa bằng các
giả thiết sau:

Magnitude (A)

400

200

0

-200

-400

● Các cuộn dây stator được bố trí đối xứng trong không gian.
● Bỏ qua các tổn hao sắt từ và sự bão hòa của mạch từ.
● Dòng từ hóa và từ trường phân bố hình sin trong khe hở không khí.
● Các giá trị điện trở và điện kháng xem như không thay đổi.

- 16 -

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2
Time (s)

2.2

2.4

2.6

2.8

3

Hình 4. 9: Dòng điện stator ở pp DTC cổ điển khi tốc độ đặt có dạng
dốc
Tốc độ rotor tương tự như trường hợp 2 ở trên (xem hình 4.10).

- 33 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tốc độ rotor và tốc độ đặt trong trường hợp này bám sát nhau
(xem hình 4.6).

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Phương trình điện áp trên ba cuộn dây stator:

Rotor speed
600

Rotor speed(rpm)

500

400

Toc do Rotor
Toc to dat

(2.17)

300

200

100

0

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2
Time (s)

2.2

2.4

2.6

2.8

3

Hình 4. 6: Tốc độ Rotor – TH 2
Monen điện từ trong trường hợp này có khác so với TH 1, tại t =
1.5s momen đặt thay đổi đột ngột thì momen điện từ có vọt lên rồi về

giá trị là 950N.m như hình 4.7.

Hình 2. 9: Sơ đồ mạch điện tương đương động cơ không đồng bộ
Biểu diễn điện áp theo dạng vector:
(2.18)
Thay các phương trình điện áp pha ta được:

(2.19)
Tương tự ta có phương trình điện áp của mạch stator khi quan sát
trên hệ quy chiếu rotor:

Hình 4. 7: Đáp ứng momen – TH 2
Đáp ứng từ thông trong trường hợp 2 cũng tương tự như trường
hợp 1 (hình 4.8).

(2.20)
Các vector từ thông stator và rotor:

(2.22)

- 32 -

- 17 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Phương trình moment:

(2.23)

3 L
M  p m  rd i sq   rq i sd 
2 Lr
Hay:

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Trước thời điểm t = 1s từ thông stator được khống chế để tăng lên
từ từ giúp dòng điện stator không tăng quá cao, đến t = 1s thì từ thông
stator đạt bằng từ thông định mức (xem hình 4.4).
Stator flux
1

(2.14)

0.9
0.8
0.7

Flux (Wb)

0.6
0.5
0.4
0.3
0.2

0.1
0

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2
Time (s)

2.2

2.4

2.6

2.8

3

Hình 4. 4: Đáp ứng từ thông stator – TH 1
4.5.2. Trường hợp 2 (TH 2): Tốc độ đặt thay đổi từ từ (có dạng
dốc)
Trong trường hợp này do tốc độ đặt tăng lên từ từ, từ thông đặt

tăng lên từ từ nên dòng điện khởi động (tại t = 1s) có giá trị khá nhỏ
(hình 5.6) và vẫn giữ ở giá trị đó cho đến thời điểm momen đặt thay
đổi từ 0 lên 950M.m (tại t = 1.5s). Ở chế độ xác lập dòng điện stator
cũng có giá trị tương ứng.
Stator current
600

400

M
a
g
n
itu
d
e
(
A
)

200

0

-200

-400

-600

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2
Time (s)

2.2

2.4

2.6

Hình 4. 5: Dòng điện stator – TH 2

- 18 -

- 31 -

2.8

3

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Khi tốc độ đặt tăng đột ngột mặc dù dòng stator tăng đột biến
nhưng tốc độ thực tế của rotor tăng lên từ từ như hình 4.2.

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Chương 3

ĐIỀU KHIỂN MOMEN TRỰC TIẾP (DTC)

Rotor speed
600

3.1 Sơ đồ DTC cổ điển [13]

Rotor speed (rpm)

500
Toc do Roto
Toc do dat

400

300

200

100

0

1

1.2

1.4

1.6

1.8

2
Time (s)

2.2

2.4

2.6

2.8

3

Hình 4. 2: Tốc độ rotor – TH 1

Tại t = 1s, tốc độ đặt tăng đột ngột nên momen điện từ tăng lên
nhanh chóng, sau đó giảm về 0.
Tại t = 1.5s, đóng tải, lập tức momen điện từ tăng lên nhưng luôn
bám theo momen tham chiếu và trong suốt thời gian hoạt động định
mức, momen điện từ và momen tham chiếu có giá trị tương đương
nhau và tương đương với momen tải (xem hình 4.3).

Hình 3. 1: Sơ đồ cấu trúc điều pp DTC cho động cơ không đồng bộ
Ở sơ đồ hình 4.1 bao gồm 4 khâu rõ rệt.
Khâu 1: Đo điện áp và dòng điện: thực hiện bằng phép đo lường
thông thường
Dòng điện 2 pha a, b được đo và điện áp 1 chiều của biến tần và
trạng thái chuyển mạch của nghịch lưu đưa đến khâu 2.
Khâu 2: Mô hình động cơ (Adaptive Motor Model):
Các thông số trên được đưa vào mô hình động cơ. Từ mô hình
động cơ này có thể dự báo chính xác các thông số yêu cầu ở ngõ ra là
độ lớn momen, biên độ từ thông và vị trí sector. Còn có thể gọi đây là

Hình 4. 3: Đáp ứng momen – TH 1

- 30 -

khâu ước lượng từ thông, mô men động cơ.

- 19 -


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Cơ sở tính toán:

Kp = 30, Ki = 200

Vector từ thông stator được tính theo điện áp stator và dòng điện

Phạm vi momen tại ngõ ra [ -1200, 1200]

stator trên hệ trục tọa độ cố định stator.

 s   (v sd  Rs .i sd )dt  j  (v sq  Rs .i sq )dt

Giới hạn tốc độ [ -900, 900]
(3.1)

4.4. Thông số của bộ nghịch lưu áp

Trong đó vs is lần lượt là điện áp và dòng điện stator

Điện áp DC cấp 480V

Rs là điện trở cuộn dây stator.

Tần số chuyển mạch 5kHz
(4.2)

Hệ số điều chế 0,5

 sd   (v sd  Rs .i sd )dt là phần thực của ψs
 sq   (v sq  Rs .i sq )dt là phần ảo của ψs

Thực
(4.3)hiện điều chế độ rộng xung sóng mang
4.5. Kết quả mô phỏng:

Độ lớn của từ thông stator

s  

2
sd



2
sq

(3.2)

Góc của vector từ thông stator

 sq
  tan 1 (
)
 sd

(3.3)

3P
( sd .i sq   sq .i sd )
2

4.5.1. Trường hợp 1 (TH 1): Tốc độ đặt thay đổi đột ngột (đáp ứng
nấc). (4.4)
Dòng điện stator tăng nhanh tại thời điểm tốc độ đặt thay đổi đột
ngột từ 0 lên 500rpm (t=1s), nếu tại t = 1s từ thông có giá trị bằng từ
thông(4.5)
định mức thì giá trị này còn tăng cao nữa. Sau đó dòng điện
stator giảm, dòng điện này sẽ tăng lên và ổn định khi momen điện từ
đạt 950Nm (thời điểm xác lập) (xem hình 4.1).

Momen động cơ được tính theo công thức
Te 

Thời gian lấy mẫu 140ms
(4.1)

(3.4)

(4.6)

Stator current
800
600

Khâu 3: Bộ so sánh từ thông và mômen:

Magnitude (A)

400
200
0
-200
-400
-600
-800
1

Hình 3. 2: Khâu hiệu chỉnh Flux và Torque

- 20 -

1.2

1.4

1.6

1.8

2
Time (s)

2.2

2.4

2.6

Hình 4. 1: Dòng điện stator – TH 1

- 29 -

2.8

3


Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Chương 4

KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
Thực hiện mô phỏng hệ thống điều khiển tốc độ động cơ
KĐB ba pha dùng phương pháp DTC cấp nguồn bởi bộ nghịch lưu áp
3 bậc NPC.

Tóm tắt Luận văn Thạc sĩ

Phụ lục

Giá trị đặt của độ lớn từ thông stator và momen được so sánh với
giá trị thực, và sai số thu được sẽ là đầu vào cho hai khối trễ 2 và 3 vị
trí tương ứng (hình 3.2).
Ngõ ra của bộ so sánh từ thông nhận một trong hai giá trị (-1) cho

biết từ thông giảm, (+1) thì từ thông tăng.
Ngõ ra của bộ so sánh momen nhận một trong ba giá trị (-1) cho

4.1. Các tham số ngõ vào

biết momen giảm, (0) cho biết momen không thay đổi, (+1) thì

Tại thời điểm t = 1s tốc độ tham chiếu là 500 rpm.
Tại thời điểm t = 3s (ở trạng thái xác lập) momen tải là 950N.m.

4.2. Tham số động cơ không đồng bộ 3 pha

momen tăng.
Đầu ra của 2 khối trễ này, cùng với vị trí của từ thông stator
được sử dụng làm đầu vào của bảng chọn. Vị trí của từ thông stator

Công suất định mức: 149200VA = 149,2 KVA.

được chia ra làm 6 sector riêng biệt. Sai số độ lớn từ thông stator và

Điện áp dây – dây: 380 Vrms

momen được hạn chế trong các dải trễ tương ứng. Người ta chứng

Tần số điện áp: 50Hz

minh được dải trễ từ thông tác động mạnh đến sự méo dòng điện

Tốc độ định mức: 1500 rpm

stator trong vùng sóng hài thấp còn dải trễ momen tác động mạnh đến

Điện trở stator: Rs = 0,01485 ohm

tần số chuyển mạch.

Độ tự cảm cuộn stator: Ls = 0,3027 mH
Điện trở rotor: Rr = 0,01485 ohm

Khâu 4: Khối bảng chọn các vectơ điện áp tối ưu (Optimum Pulse
Selector):

Độ tự cảm cuộn dây rotor: Lr = 0,3027 mH

Cơ sở thực hiện chọn vector điện áp tối ưu:

Độ hỗ cảm: Lm = 10,46 mH

Vector điện áp stator trong không gian pha:

Số cặp cực: P = 2
Momen tải: T = 149,2 * 9550 / 1500 = 950 N.m

u s (t) 

2
j120
j240 
u sa ( t )  u ( t )e
 u sc ( t )e



sb
3

(3.5)

Trong đó usa , usb , usc là các giá trị tức thời của điện áp các

4.3. Thông số của khối DTC
Chọn từ thông có giá trị 0,8wb

pha. Khi các cuộn dây được nuôi bởi một bộ biến tần nguồn áp thì ua,

Bộ điều khiển momen có Kp = 1,5; Ki = 100

ub, uc, được xác định từ trạng thái của các công tác bán dẫn Sa, Sb, Sc,

Bộ điều khiển từ thông có: Kp = 250; Ki = 4000

Theo đó ua được nối với Ud nếu Sa có giá trị 1, ngược lại ua được nối

Bộ điều khiển tốc độ động cơ (speed controller)

đất, tương tự đối với ub, uc.

- 28 -

- 21 -