PHÂN TÍCH ĐIỀU KHIỂN VÀ THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN PI-MỜ CHO MẠCH LỌC TÍCH CỰC DẠNG HỖN HỢP CÔNG SUẤT LỚN NHẰM CẢI THIỆN CHẤT LƯỢNG ĐIỆN NĂNG

PHÂN TÍCH ĐIỀU KHIỂN VÀ THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN PI-MỜ CHO
MẠCH LỌC TÍCH CỰC DẠNG HỖN HỢP CÔNG SUẤT LỚN NHẰM CẢI
THIỆN CHẤT LƯỢNG ĐIỆN NĂNG
Châu Minh Thuyên* – Châu Văn Bảo**
TÓM TẮT
Bài báo phân tích mô hình toán của mạch lọc tích cực dạng hỗn hợp công suất lớn
(High-capacity hybrid active power filter-HHAPF). Dựa trên các phân tích này, các phương pháp
điều khiển cho HHAPF được đưa ra. Một bộ điều khiển PI-mờ được thiết kế để điều khiển bộ
nghịch lưu nguồn áp (VSI) nhằm phát ra dòng hài bù như mong muốn. Các kết quả mô phỏng và
thực nghiệm đã chứng tỏ được rằng phương pháp điều khiển PI-mờ cho các kết quả tốt hơn phương
pháp điều khiển PI truyền thống trong việc giảm hài và khả năng đáp ứng động.

CONTROL ANALYSIS AND DESIGN OF PI-FUZZY CONTROLLER FOR
HIGH-CAPACITY HYBRID ACTIVE POWER FILTER TO IMPROVE POWER QUALITY
SUMMARY
This paper aims to analyze mathematical model of High-capacity Hybrid Active Power Filter
(HHAPF). Based on this analysis, control methods for HHAPF are proposed. A PI-fuzzy logic
controller is designed to control voltage source inverter (VSI). The VSI in turn will generate desired
compensation harmonic currents. Experimental and Simulation results shown that the PI-fuzzy logic
control method gives results which are better than conventional PI control method in reducing
harmonics and dynamic response capability.
1. ĐẶT VẤN ĐỀ
Hiện nay, việc sử dụng ngày càng nhiều các
thiết bị điện tử công suất như: các bộ chỉnh lưu
diode hoặc thyristor, các bộ truyền động điều
khiển tốc độ,… là nguyên nhân làm giảm chất
lượng điện năng trong lưới. Để giải quyết vấn
đề này, có nhiều phương pháp như: sử dụng các
mạch lọc thụ động LC truyền thống (passive
power filter-PPF), dùng mạch lọc tích cực và
dùng dạng hỗn hợp giữa mạch lọc thụ động và

*

mạch lọc tích cực. Việc sử dụng mạch lọc thụ
động có ưu điểm là đơn giản, dễ thực hiện, giá
thành thấp [1]-[3]. Tuy nhiên, nó cũng có nhiều
khuyết điểm như là dễ xảy ra cộng hưởng, mất
ổn định. Từ đó khái niệm “active power filter
(APF) – mạch lọc tích cực” ra đời nhằm khắc
phục các nhược điểm của mạch lọc thụ động
[4]-[5]. Tuy nhiên, APF cũng có khuyết điểm là
giá thành cao và chỉ sử dụng cho hệ thống công
suất thấp, khó ứng dụng cho các hệ thống điện áp

Khoa Điện – Trường Đại học Công nghiệp TP.HCM - NCS tại Hunam University - China

**

Khoa Điện – Trường Đại học Công nghiệp TP.HCM

38


Tạp chí Đại học Công nghiệp

cao. Một giải pháp khác đã được đưa ra để giải
quyết vấn đề hài là Hybrid Active Power Filter
(HAPF) [6]-[9]. HAPF là một tổ hợp của các
mạch lọc thụ động và mạch lọc tích cực, chính
vì sự tổ hợp này mà nó kế thừa được ưu điểm

của cả mạch lọc thụ động và mạch lọc tích cực.
Dựa vào việc sử dụng APF như thế nào mà
HAPF cũng có rất nhiều dạng. Thông thường,
có hai dạng là HAPF song song và HAPF nối
tiếp. Bài báo này sử dụng một dạng HAPF song
song cải tiến gọi là High-capacity Hybrid Active
Power Filter (HHAPF). Mục đích của dạng này
nhằm giảm được công suất của APF và do đó có
thể ứng dụng được với mạng lưới có điện áp cao,
công suất lớn.
Về các phương pháp điều khiển cho HAPF
thường sử dụng các phương pháp như điều
khiển hysteresis, so sánh, tiên đoán, trượt, PI,
tích phân tổng quát, điều chế vectơ không
gian,… và phương pháp thường được sử dụng
nhất là phương pháp điều khiển hysteresis và
phương pháp điều khiển PI. Phương pháp điều
khiển Hysteresis [10] có ưu điểm là đơn giản,
đáp ứng nhanh nhưng khuyết điểm là phụ thuộc
vào tần số chuyển mạch, việc khắc phục nhược
điểm này cũng được nhưng mạch điều khiển hơi
phức tạp. Với phương pháp điều khiển PI truyền

thống thì rất đơn giản, dễ thực hiện thực nghiệm
[11]. Tuy nhiên, khuyết điểm của điều khiển PI
là các thông số Kp, Ki là cố định, nếu chọn một
giá trị Kp quá lớn thì đáp ứng sẽ nhanh nhưng
rất dễ mất ổn định và nguợc lại. Hơn nữa, trong
lĩnh vực khử hài thì quá trình điều khiển là phi
tuyến. Do đó, nếu chỉ sử dụng điều khiển PI

truyền thống thì rất khó để đạt được kết quả tốt.
Để giải quyết khuyết điểm này người ta thường
dùng điều khiển mờ, neural, hoặc dạng kết hợp
PI với mờ, neural, … [12]-[16].
Một bộ điều khiển PI-mờ được đưa ra trong
bài báo này, nhiệm vụ của bộ điều khiển này là
nhằm điều khiển bộ nghịch lưu nguồn áp phát ra
dòng bù mong muốn. Kết quả mô phỏng chứng
minh được rằng phương pháp điều khiển PI-mờ
cho kết quả tốt hơn phương pháp điều khiển PI
truyền thống.
2. CẤU TRÚC VÀ NGUYÊN LÝ LÀM
VIỆC CỦA HHAPF
Cấu trúc của HHAPF được biểu diễn ở hình
1 gồm các phần chính sau: nguồn, tải phi tuyến,
các mạch lọc thụ động (PPF), APF (APF bao
gồm: bộ nghịch lưu nguồn áp VSI, biến áp,
mạch lọc đầu ra của VSI và bộ chỉnh lưu không
điều khiển).

ZS

US
CF
C1
L1
Bộ chỉnh
lưu
380V
AC

VSI

Tải phi tuyến
CP
PPF
LP

L0

C

C0

Hình 1. Cấu trúc của HHAPF.

39


Phân tích điều khiển và thiết kế…

Trong đó: Us và Zs là điện áp nguồn và trở
kháng của lưới.
Cp và Lp là các điện dung và điện
cảm tạo nên các mạch lọc thụ động.
C1 và L1 là điện dung và điện cảm
cộng hưởng tại tần số cơ bản.
CF là điện dung được thêm vào
nhằm lọc hài và bù công suất phản
kháng.

Máy biến áp có tỉ số n:1 nhằm bảo
vệ, cách ly giữa nguồn và VSI.
L0, C0 là mạch lọc đầu ra của VSI.
Tải phi tuyến được xem như là nguồn phát
ra hài, trong khi đó bộ nghịch lưu nguồn áp VSI
có thể xem như một nguồn áp có khả năng điều
khiển được. Các hài tần số cao do tải phi tuyến
tạo ra phần lớn sẽ được loại bỏ bởi các mạch lọc
thụ động, còn lại các hài bậc thấp và một số hài
bậc cao sẽ được loại bỏ bởi APF. APF phát ra
các hài để bù vào lưới nhằm triệt tiêu các hài do
tải phi tuyến tạo ra. Chính vì vậy mà hài trên
lưới được loại trừ. Nhánh CF-C1-L1 được thêm
vào nhằm mục đích khử hài, bù công suất phản
kháng và giảm được công suất của APF. Do đó
mà mạch này ứng dụng được ở các lưới điện áp
cao, công suất lớn. Quá trình điều khiển đóng
mở các IGBT của VSI được thực hiện bám theo
sự thay đổi của dòng hài tải. Do vậy, việc tính
toán đúng các thông số và chọn phương pháp
điều khiển rất quan trọng.
3. MÔ HÌNH TOÁN VÀ CÁC PHƯƠNG
PHÁP ĐIỀU KHIỂN
Mạch điện tương đương một pha của
HHAPF được biểu diễn ở hình 2.

Hình 2. Mạch điện tương đương một pha của
HHAPF
Trở kháng của các mạch lọc thụ động

Z 3 = Z PPF
= ( Z C P 1 + Z LP 1 ) / /( Z C P 2 + Z LP 2 )
=

(1)

( Z C P 1 + Z LP 1 )( Z C P 2 + Z LP 2 )
( Z C P 1 + Z LP 1 ) + ( Z C P 2 + Z LP 2 )

Xét riêng tác động của bộ nghịch lưu nguồn
áp, đặt Us=0, iL=0.

Hình 3. Mạch điện tương đương một pha khi
chỉ xét tác động của VSI

Trong đó:
⎧ Z s = R s + Ls s
⎪
n2 ⎛
1 ⎞
⎪
⎜⎜ R1 + L1 s +
⎟
⎪
C0 s ⎝
C1 s ⎟⎠
⎪Z 1 = 2
n
1
⎪

+ R1 + L1 s +
⎨
C0 s
C1 s
⎪
⎪
1
⎪Z 2 =
CF s
⎪
⎪Z = R + L s
0
0
⎩ L0

(2)

Tính được
iFh =

nU inv .Z1.Z 3
n 2 Z L 0 [Z 3 (Z1 + Z 2 ) + Z s (Z1 + Z 2 + Z 3 )] + Z1 ( Z 2 Z s + Z 2 Z 3 + Z 3 Z s )

(3)
40


Tạp chí Đại học Công nghiệp

Hàm truyền của iFh đối với Uinv.

Gout ( s ) =

iFh
n.Z1.Z 3
= 2
U inv n Z L 0 ⎡⎣ Z 3 ( Z1 + Z 2 ) + Z s ( Z1 + Z 2 + Z 3 ) ⎤⎦ + Z1 ( Z 2 Z s + Z 2 Z 3 + Z 3 Z s )

(4)

Đặc tính tần số - biên độ của Gout(s) được biểu diễn như hình 4.

Hình 4. Đặc tính biên độ - tần số của Gout(s)

Từ đặc tính tần số - biên độ, ta có thể nhận thấy:
có một điểm cộng hưởng tại tần số 504rad/s
tương ứng góc pha thay đổi từ 90o đến -90o.
Điều đó chứng tỏ rằng phần mạch từ đầu ra của
VSI đến lưới có khả năng gây ra cộng hưởng.
Để giải quyết điều này, tại một thời điểm phải
xem xét điều khiển cả góc pha - biên độ và do
đó các phương pháp điều khiển VSI sẽ được
xem xét đến.
Xét thành phần Uinv:
iFh được điều khiển bởi VSI, VSI như một
nguồn áp điều khiển được. Gọi Gc(s) và Ginv(s)
là hàm truyền của bộ điều khiển và của bộ

nghịch lưu nguồn áp. Có hai phương pháp điều
khiển cho Uinv là điều khiển dựa theo dòng hài

của tải và điều khiển dựa theo dòng hài của
nguồn.
+ Điều khiển dựa theo dòng hài của tải

Hình 5. Sơ đồ khối điều khiển dựa theo dòng
hài tải
U inv = −

Gc ( s ).Ginv ( s ).iL h
= K1 ( s ).iLh
1 + Gc ( s ).Ginv ( s ).Gout ( s )

(5)

41


Phân tích điều khiển và thiết kế…

Với K1 ( s ) = −

+ Với iapf = KiLh từ (7) ta tính được:

Gc ( s ).Ginv ( s )
1 + Gc ( s ).Ginv ( s ).Gout ( s )

+ Điều khiển dựa theo dòng hài của nguồn

Hình 6. Sơ đồ khối điều khiển dựa theo dòng
hài nguồn

U inv = Gc ( s).Ginv ( s)(−ish ) = K 2 ( s ).ish

(6)

Với K 2 ( s ) = −Gc ( s ).Ginv ( s )

⎧ K1 ( s )iLh
có khả năng điều khiển U inv = ⎨
⎩ K 2 ( s )ish

Mạch điện tương đương một pha với ảnh
hưởng của nguồn hài được biểu diễn ở hình 7.
Trong đó: Z C1L1 là trở kháng nhánh cộng
hưởng tần số cơ bản.
iapf : dòng điện đầu ra của APF
Zsh

i Fh

U sh

i Lh

Z2

Z3

ZC1 L1

iapf

i1

Hình 7. Mạch điện tương đương một pha với
ảnh hưởng của nguồn hài

Từ hình 7 ta có:

⎧ish = iLh + iFh
⎪i = i + i
⎪ 1 apf CFh
⎪
⎨iFh = iPh + iCFh
⎪i Z + i Z = U
sh
⎪ sh sh Ph 3
⎪⎩iCFh Z 2 + i1Z C1L1 = iPh Z 3
42

(8)

+ Với iapf = Kish từ (7) ta tính được::
( Z 2 + Z C1L1 ) Z 3iLh + ( Z 2 + Z C1L1 + Z 3 )U sh
Z sh ( Z 2 + Z C1L1 + Z 3 ) + Z 3 ( Z 2 + Z sh + KZ C1L1 )
(9)
Từ (9) ta nhận thấy rằng: có thể loại trừ được
tác động của dòng hài tải và điện áp hài nguồn
nếu K đủ lớn. K là hệ số điều khiển, nó phụ
thuộc vào phương pháp điều khiển được chọn.
Về nguyên lí điều khiển thì hai phương pháp

điều khiển trên là tương tự nhau. Bài báo này
chọn phương pháp điều khiển dựa theo dòng hài
của tải.
4. THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN PI-MỜ
CHO HHAPF

iCFh

i Ph

( Z 2 + Z C1L1 − KZ C1L1 ) Z 3iLh
( Z 2 + Z C1L1 )( Z 3 + Z sh ) + Z 3 Z sh

Từ công thức (8) ta nhận thấy rằng: có thể loại
trừ được tác động của dòng hài tải nếu K đủ lớn
thì ish sẽ được loại trừ.

ish =

Như vậy, ta có thể xem VSI như một nguồn áp

i sh

ish =

(7)

Phần điều khiển thường dùng bộ điều khiển
PI truyền thống. Tuy nhiên nó thường không tốt
trong các điều khiển phi tuyến. Bài báo này thiết

kế một bộ điều khiển PI-mờ nhằm thay thế bộ
điều khiển PI truyền thống.
Sơ đồ khối điều khiển của HHPAF dùng bộ
điều khiển PI-mờ được biểu diễn ở hình 8.


Tạp chí Đại học Công nghiệp

Hình 8. Sơ đồ khối điều khiển của HHAPF dùng PI-mờ.

Các thông số KP, KI ban đầu của bộ điều
khiển PI được tính toán offline dựa vào phương
pháp Ziegler-Nichols và không thay đổi trong
quá trình điều khiển. Bộ điều khiển mờ sẽ hiệu
chỉnh các giá trị ΔKP và ΔKI, do đó các thông số
KP, KI của bộ điều khiển PI sẽ được điều chỉnh

hợp lí theo sự thay đổi của tải.
⎧ K P − new = K P −old + ΔK P
⎨
⎩ K I − new = K I −old + ΔK I

(10)

Cấu trúc của một bộ điều khiển mờ có thể
được biểu diễn như hình 9.

Hình 9. Cấu trúc của một bộ điều khiển mờ.

Ở đây, các đầu vào của bộ điều khiển mờ là

e(k) và Δe(k):
e(k)=-iLh -iFh
Δe(k)=e(k)-e(k-1)
Giá trị của e(k) và Δe(k) thay đổi theo hệ
thống thực. Do đó, để đưa các đầu vào này vào

ΔK P

các biến mờ thì cần phải qua khâu mờ hóa,
chúng được biểu diễn dưới dạng các hàm thuộc
như sau: dương lớn (DL), dương trung bình
(DTB), dương nhỏ (DN), không (ZO), âm nhỏ
(AN), âm trung bình (ATB) và âm lớn (AL).
Các hàm thuộc này được lưu trong cơ sở dữ liệu

ΔK I

Hình 10. Các hàm thuộc của các biến mờ vào - ra
43


Phân tích điều khiển và thiết kế…

Các luật mờ là cốt lỗi của bộ điều khiển mờ xác lập. Các luật mờ có thể thu được như ở bảng
và thường được xác định theo kinh nghiệm. I và bảng II.
Mục đích là đạt được giá trị cực tiểu ở chế độ
Bảng I. Các luật điều chỉnh mờ của ΔKP
ΔKP

e(k)

Δe(k)
AL

ATB

AN

ZO

DN

DTB

DL

AL

DL

DL

DTB

DTB

DN

DN

ZO

ATB

DL

DL

DTB

DN

DN

ZO

ZO

AN

DTB

DTB

DN

DN

ZO

AN

ATB

ZO

DTB

DN

ZO

ZO

AN

AN

ATB

DN

DN

DN

ZO

AN

AN

ATB

ATB

DTB

ZO

ZO

AN

ATB

ATB

ATB

AL

DL

ZO

AN

ATB

ATB

ATB

AL

AL

Bảng II. Các luật điều chỉnh mờ của ΔKI

ΔKI

e(k)

44

Δe(k)
AL

ATB

AN

ZO

DN

DTB

DL

AL

ZO

ZO

ATB

ATB

ATB

ZO

ZO

ATB

ZO

ZO

ATB

ATB

AN

ZO

ZO

AN

ZO

ZO

AN

AN

ZO

ZO

ZO

ZO

ZO

ZO

AN

ZO

DN

ZO

ZO

DN

ZO

ZO

ZO

DN

DN

ZO

ZO

DTB

ZO

ZO

DN

DN

DTB

ZO

ZO

DL

ZO

ZO

AN

DTB

DTB

ZO

ZO


Tạp chí Đại học Công nghiệp

Ví dụ:
Nếu e(k) là AL và Δe(k) là AL thì ΔKP phải
là DL và ΔKI phải là ZO; hoặc
Nếu e(k) là DL và Δe(k) là AL thì ΔKP phải

là ZO và ΔKI phải là ZO; hoặc
Nếu e(k) là ZO và Δe(k) là ZO thì ΔKP phải
là ZO và ΔKI phải là ZO; hoặc
Nếu…
Các luật mờ này cho phép suy diễn giá trị
đầu ra. Chọn luật hợp thành theo nguyên tắc
min-max. Giải mờ theo phương pháp trọng tâm.
Hàm thuộc cuối cùng thu được bằng cách tổ hợp
tất cả các hàm thuộc. Giá trị này là trọng tâm
của các hàm thuộc và được tính bởi công thức
sau:
n
⎧
μ i (e(k ), Δe(k ) ).ΔK Pi
⎪
⎪
i =1
⎪ K P −new = K P −old +
n
⎪
μ i (e(k ), Δe(k ) )
⎪⎪
i =1
⎨
n
⎪
μ i (e(k ), Δe(k ) ).ΔK Ii
⎪
i
=

1
⎪K
= K I −old +
n
⎪ I −new
μ i (e(k ), Δe(k ) )
⎪
⎪⎩
i =1

∑

∑

∑

(11)

∑

5. CÁC KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ
THỰC NGHIỆM
5.1 Các kết quả mô phỏng

Các thông số mô phỏng:
Nguồn: 10kV-50Hz; Rs = 0.5Ω, Ls = 0.2mH.
CF = 20.65uF; C1 = 690uF; L1 = 14.75mH; R1 =
0.0168Ω
Mạch lọc thụ động: CP1 = 49.75uF; LP1 =
1.77mH; Q = 50; CP2 = 44.76uF; LP2 = 1.37mH;

Q = 50
CF = 19.65uF; C1 = 690uF; L1 = 14.75mH; R1 =
0.0168Ω

Bộ nghịch lưu nguồn áp: Lo = 0.2mH，Ro =
0.005Ω, Co = 60uF, VC = 600V
Vnguon, iL, is, iLh, iFh, error lần lượt là điện áp
nguồn, dòng tải, dòng nguồn, dòng hài tải, dòng
bù vào hệ thống và sai số bù tương ứng.
Hình 11 thể hiện đáp ứng động của hệ
thống khi sử dụng bộ điều khiển PI truyền thống.
Trước thời điểm 0.3s hệ thống chưa có PPF và
APF thì iL và is là như nhau và có độ méo dạng
hài tổng THD=10.97%, hệ số công suất là 0.61.
Khoảng thời gian từ 0.3s đến 0.6s các mạch lọc
PPF được đóng vào hệ thống: THD của is tăng
lên đến 14.2%, tuy nhiên hệ số công suất của
nguồn tăng được tăng lên đến 0.96 từ 0.61.
Khoảng thời gian từ 0.6s đến 1.2s các mạch lọc
PPF và APF được đóng vào hệ thống: THD của
iL là 10.97%, THD của is giảm xuống còn 3.2%
từ 14.2%, sai số bù được giảm đến ±20A trong
0.07s, hệ số công suất của nguồn là 0.96.
Khoảng thời gian từ 1.2s đến 2s, tải thay đổi
(THD của tải tăng lên đến 15.74% từ 10.97%),
các mạch lọc PPF và APF vẫn ở trạng thái như
trước đó: THD của iL là 15.74%, THD của is
tăng từ 3.2% lên 5,6%, sai số bù tăng lên đến
±25A từ ±20A.
Hình 12 thể hiện đáp ứng động của hệ

thống khi sử dụng bộ điều khiển PI-mờ. Trước
thời điểm 0.3s hệ thống chưa có PPF và APF thì
iL và is là như nhau và có độ méo dạng hài tổng
THD = 10.97%, hệ số công suất là 0.61. Khoảng
thời gian từ 0.3s đến 0.6s các mạch lọc PPF
được đóng vào hệ thống: THD của is tăng lên
đến 14.2%, tuy nhiên hệ số công suất của nguồn
tăng được tăng lên đến 0.96 từ 0.61. Khoảng
thời gian từ 0.6s đến 1.2s các mạch lọc PPF và
APF được đóng vào hệ thống: THD của iL là
10.97%, THD của is giảm xuống còn 1.7% từ
14.2%, sai số bù được giảm đến ±7A trong
45


Phân tích điều khiển và thiết kế…

0.06s. Khoảng thời gian từ 1.2s đến 2s, tải thay
đổi (THD của tải tăng lên đến 15.74% từ
10.95%), các mạch lọc PPF và APF vẫn ở trạng
thái như trước đó: THD của iL là 15.74%, THD
của is là 1.9%, sai số bù tăng lên đến ±10A từ
±7A.

Hình 14 thể hiện trạng thái xác lập của
HHAPF khi sử dụng bộ điều khiển PI-mờ: THD
giảm xuống còn 1.9% từ 15,74% và hệ số công
suất tăng lên đến 0.96 từ 0.65.

Hình 13 thể hiện trạng thái xác lập của

HHAPF khi sử dụng bộ điều khiển PI truyền

Bảng tóm tắt các kết qủa mô phỏng thể hiện ở
bảng III và bảng IV.

thống: THD giảm xuống còn 5.6% từ 15,74% và
hệ số công suất tăng lên đến 0.94 từ 0.65.

Bảng III: Các kết quả mô phỏng với phương pháp PI truyền thống
Chưa thay đổi tải
Phương
pháp
THD
PI
chưa
bù

Thay đổi tải
(THD tăng từ 10,9%
lên 15,74%)

Cosφ THD
chưa khi
bù
chỉ có
PPF

Cosφ
khi
chỉ

có
PPF

THD

Cosφ

THD

Cosφ

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

iL

10.97% 0.61

10.97% 0.61

10.97%

0.61

15.74%

0.65

is

10.97% 0.61

14.2%

3.2%

0.96

5.6%

0.94

0.96

Bảng IV: Các kết quả mô phỏng với phương pháp PI-mờ
Chưa thay đổi tải
Phương
pháp
THD
PI+mờ chưa
bù

46

Thay đổi tải
(THD tăng từ 10,9%
lên 15,74%)

Cosφ THD
chưa khi
bù
chỉ có
PPF

Cosφ
khi
chỉ
có
PPF

THD

Cosφ

THD

Cosφ

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

iL

10.97% 0.61

10.97% 0.61

10.97%

0.61

15.74%

0.65

is

10.97% 0.61

14.2%

1.7%

0.96

1.9%

0.96

0.96


Tạp chí Đại học Công nghiệp

Hình 11. Các kết quả mô phỏng đáp ứng động với bộ điều khiển PI

Hình 12. Các kết quả mô phỏng đáp ứng động với bộ điều khiển PI-mờ

47


Phân tích điều khiển và thiết kế…

Hình 13. Các kết quả mô phỏng với bộ điều khiển PI ở xác lập

Hình 14. Các kết quả mô phỏng với bộ điều khiển PI-mờ ở xác lập
5.2. Các kết quả thực nghiệm

Để chứng tỏ phương pháp điều khiển PI-mờ
hiệu quả hơn phương pháp điều khiển PI truyền
thống. Các kết quả thực nghiệm được thực hiện
trên mô hình của HHAPF. Bộ điều khiển

a)
Hình 15. a) Mô hình của HHAPF.
48

DSP2812M là bộ điều khiển chính để thực hiện
phương pháp điều khiển PI truyền thống và bộ
điều khiển PI-mờ. Các kết quả thực nghiệm thể
hiện như sau:

b)
b) Mạch điều khiển của HHAPF


Tạp chí Đại học Công nghiệp

a)
Hình 16. a) dòng phụ tải

a)

b)
b) phổ tần số của dòng phụ tải

b)

Hình 17. a) dòng nguồn ở xác lập với phương pháp PI, b) phổ tần số dòng nguồn ở xác lập với
phương pháp PI

a)

Hình 18.

b)

a) dòng nguồn ở xác lập với phương pháp PI-mờ, b) phổ tần số dòng nguồn ở xác lập
với phương pháp PI-mờ

6. KẾT LUẬN

Bài báo này đã phân tích được mô hình toán
và các chiến lược điều khiển cho HHAPF. Một
bộ điều khiển PI-mờ đã được thiết kế để cải tạo
chất lượng điện năng bằng cách bù các hài và
công suất phản kháng theo yêu cầu của tải phi

tuyến. Với bộ điều khiển PI-mờ được thiết kế,
nó làm giảm sai số và tăng khả năng đáp ứng
động. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm chứng
tỏ rằng bộ điều khiển PI-mờ hiệu quả hơn bộ
điều khiển PI truyền thống và thỏa mãn các tiêu
chuẩn hài theo tiêu chuẩn quốc tế IEEE-519.

49


Phân tích điều khiển và thiết kế…

TÀI LIỆU THAM KHẢO

1. F. Peng, H. Akagi, and A. Nabae, “A new approach to harmonic compensation in power system-a

combined system of shunt passive and series active filters,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 26, no. 6, pp.
983–990, Nov. 1990.

2.

H. Fujita and H. Akagi, “A practical approach to harmonic compensation in power system-series connection
of passive and active filters,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 27, no. 6, pp. 1020–1025, Nov. 1991.

3. S. Bhattachaya, P.-T. Cheng, Deep, and M. Divan, “Hybrid solutions for improving passive filter
performance in high power applications,” IEEE Trans Ind. Appl., vol. 33, no. 3, pp. 732–747, May 1997.

4. L. Gyugyi and E. C. Strycula, “Active ac power filters,” in Proc. IEEE, Ind. Appl. Soc. Annu. Meeting,
1976, pp. 529–535.

5. Hu Ming, Chen Heng, “Active power filter technology and its application”, [J]. Automation of Electric
Power Systems, pp. 66-70, 2000.

6. S. Kim and P. N. Enjeti, “A new hybrid active power filter (APF) topology,” IEEE Trans. Power
Electronics, vol. 17, no. 1, pp. 48–54, Jan. 2002.

7. A. Nakajima, K. Oku, J. Nishidai, T. Shiraishi, Y. Ogihara, K. Mizuki, and M. Kumazawa,
“Development of active filter with series resonant circuit,” in Proc 19th IEEE Annu. Power Electronics
Specialists Conf. Rec., Apr. 11–14, 1988, vol. 2, pp. 1168–1173.

8. An Luo, Zhikang Shuai, Z. John Shen, Wenji Zhu, and Xianyong Xu, “ Design Considerations for
Maintaining DC-Side Voltage of Hybrid Active Power Filter With Injection Circuit”, IEEE Transactions
on Power Electronics, vol. 24, no.1, pp. 75-84, January 2009.

9. Tang Zhuoyao, Ren Zhen, “Hybrid filter connected in series APF with PF and compensating
characteristic analysic”, [J]. Proceeding of the CSEE, 20(5), pp.248-253, 2000.

10. P. Rathika and Dr. D. Devaraj, “ Fuzzy logic – Based Approach for Adaptive Hysteresis Band and DC
Voltage Control in Shunt Active Filter”, International journal of Computer and Electrical Engineenring,
vol. 2, no. 3, pp. 1793-8163, June, 2010.

11. Consalva J. Msigwa, Beda J. Kundy and Bakari M. M. M winyiwiwa, “Control Algorithm for Shunt
Active Power Filter using Synchronous Reference Frame Theory”, World Academy of Science,
Engineering and Technology, 5 8, pp. 472 – 478, 2009.

12. An Luo, Zhikang Shuai, Weiji Zhu, Ruixiang Fan, and Chunming Tu, “ Development of Hybrid Active
Power Filter Based on the Adaptive Fuzzy Dividing Frequency-Control Method”, IEEE Transactions on
Power Delivery, vol 24, no. 1, pp. 424-432, January. 2009.

13. A. Hamadi, K. Al-Haddad, S. Rahmani and H. Kanaan, “Comparison of Fuzzy logic and Proportional
Integral ControlIer of Voltage Source Active Filter Compensating Current Harmonics and Power Factor”,
IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT), pp. 645-650, 2001.

14. Soumia Kerrouche, Fatch Krim, “Three-phase Active Power Filter Based on Fuzzy logic controller”,
International Journal of Sciences and Techniques of Automatic control & computer engineering IJ-STA,
vol. 3, no.1, pp. 942-955, July 2009.

15. Bhende, C.N., Mishra, S.K,. “TS-Fuzzy- controlled Active Power Filter for Load Compensation”. IEEE,
Trans. on Power Delivey, vol. 21, no. 3, pp. 1459-1465, 2006.

16. Onur Karasakal, Mujde Guzelkaya, Ibrahim Eksin, Engin Yesil, “Online Rule Weighting of Fuzzy PID
Controllers”, IEEE International Conference on System Man and Cybernetics (SMC), pp. 1741-1747, 2010.

50