Xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di động băng rộng đa người dùng (tt)

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO
ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG

NGUYỄN DUY NHẬT VIỄN

XỬ LÝ TÍN HIỆU ĐA CHIỀU
TRONG THÔNG TIN DI ĐỘNG
BĂNG RỘNG ĐA NGƯỜI DÙNG

Chuyên ngành: KHOA HỌC MÁY TÍNH
Mã số
: 62.48.01.01

TÓM TẮT LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT

Đà Nẵng, 2016


Công trình được hoàn thành tại:
ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG

Người hướng dẫn khoa học:
1. PGS. TS. Tăng Tấn Chiến,
2. PGS. TS. Nguyễn Lê Hùng
Phản biện 1: ...............................................................................
Phản biện 2: ...............................................................................
Phản biện 3: ...............................................................................
Luận án sẽ được bảo vệ trước Hội đồng đánh giá luận án cấp Trường
họp tại: Đại học Đà Nẵng
Vào hồi ..... giờ ....... ngày....... tháng ....... năm ........

Có thể tìm hiểu luận án tại:
- Thư viện Quốc gia
- Trung tâm Thông tin - Học liệu, Đại học Đà Nẵng


Giới thiệu
Trong mạng thông tin di động: tốc độ dữ liệu và tốc độ di chuyển của người
sử dụng là hai thông số được mong muốn cải thiện một cách liên tục. Tuy nhiên,
tốc độ dữ liệu và tốc độ di chuyển là hai yếu tố có tính chất đánh đổi nhau trong
hệ thống, nghĩa là tốc độ dữ liệu tăng sẽ yêu cầu tốc độ di chuyển thấp và ngược
lại. Trong mạng thông tin di động thế hệ thứ 5, tốc độ dữ liệu mong muốn của
người dùng là hàng Gbps với tốc độ di chuyển hơn 300km/h. Khi tốc độ di chuyển
lớn, kênh truyền biến đổi nhanh khiến ước lượng kênh gặp khó khăn hơn tốc độ di
chuyển thấp. Khi tốc độ dữ liệu lớn, băng thông yêu cầu lớn, tuy nhiên, băng thông
là nguồn tài nguyên hữu hạn; do vậy, việc sử dụng các kỹ thuật tái sử dụng tần số
là rất cần thiết.
Chính vì vậy, với nội dung luận án: "XỬ LÝ TÍN HIỆU ĐA CHIỀU TRONG
THÔNG TIN DI ĐỘNG BĂNG RỘNG ĐA NGƯỜI DÙNG", người thực hiện mong
muốn đề xuất các kỹ thuật xử lý tín hiệu trong thông tin di động đa người dùng
với mục đích khảo sát ảnh hưởng của kênh truyền khi tốc độ di chuyển của người
dùng lớn và nghiên cứu đề xuất các giải thuật cải thiện hiệu năng hệ thống.
Cơ sở nghiên cứu và mục đích của luận án
Mục đích nghiên cứu:
- Nghiên cứu các yếu tố ảnh hưởng đến chất lượng của tín hiệu thu nhận
được trong hệ thống thông tin di động, xây dựng biểu thức tính tỷ số tín hiệu trên
giao thoa Signal to Interference Ratio (SIR).
- Nghiên cứu các hệ thống truyền thông vô tuyến di động khác nhau như đa
người dùng, đa anten, đa chặng và đa tế bào, từ đó đề xuất các giải pháp phù hợp
để cải thiện hiệu năng.
Đối tượng nghiên cứu:

Luận án tập trung nghiên cứu: Ảnh hưởng kết hợp của độ lệch tần số sóng
mang và nhiễu pha lên kênh truyền biến đổi theo thời gian, kỹ thuật ước lượng
kênh trong hệ thống truyền dẫn song công, kỹ thuật tiền mã hoá để khử giao thoa
và kỹ thuật phân bổ công suất để cải thiện dung lượng cho các hệ thống thông tin
di động đa anten đa chặng đa tế bào và đa người dùng.
Phạm vi nghiên cứu:
Các mô hình đáp ứng kênh truyền, các ảnh hưởng của nhiễu pha, độ lệch
tần số sóng mang và kênh truyền biến đổi theo thời gian trong hệ thống truyền dẫn
Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM), kỹ thuật ước lượng kênh,
kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian Space Division Multiple Access
(SDMA), các kỹ thuật tiền - hậu mã hoá trong thông tin di động, kỹ thuật phân
bổ công suất, kỹ thuật truyền dẫn đa người dùng, đa chặng, đa tế bào.
Phương pháp nghiên cứu: Kết hợp giải tích và mô phỏng Monte-Carlo
1


trên máy tính. Phương pháp giải tích được ứng dụng để xây dựng mô hình hệ thống,
các chỉ tiêu chất lượng kênh truyền, các tiêu chí kết hợp tín hiệu, giải các bài toán
tối ưu lồi để tìm nghiệm dưới các ràng buộc của các thông số trong thực tế... Mô
phỏng Monte-Carlo được sử dụng để đánh giá các tiêu chí chất lượng như dung
lượng, Bit Error Rate (BER), SIR, Mean-Square-Error (MSE)...
Kết quả đạt được và đóng góp chính của luận án:
- Đề xuất biểu thức tính SIR cho hệ thống truyền dẫn OFDM trên kênh
truyền biến đổi theo thời gian có mặt độ lệch lần số sóng mang và nhiễu pha.
- Đề xuất giải thuật ước lượng kênh truyền cho hệ thống truyền dẫn MIMOOFDM song công.
- Đề xuất giải thuật thiết kế các ma trận tiền/hậu mã hóa cho các hệ thống
thông tin di động đa người dùng - đa chặng.
- Đề xuất phương pháp quản lý giao thoa cho hệ thống đa tế bào - đa người
dùng với thông tin trạng thái kênh truyền hoàn hảo và không hoàn hảo.
Bố cục luận án

Chương 1: Hệ thống thông tin di đông, môi trường truyền sóng và các
yếu tố ảnh hưởng. Trình bày khái niệm cơ bản về hệ thống thông tin di
động, môi trường truyền sóng và các yếu tố ảnh hưởng đến môi trường truyền
sóng.
Chương 2: Xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di động. Trình bày kỹ
thuật xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di động như OFDM, MIMO, ước
lượng kênh, truyền dẫn song công... từ đó, đề xuất công thức tính SIR cho kênh
truyền biến đổi theo thời gian với sự hiện diện của nhiễu pha và độ lệch tần số
sóng mang và xây dựng giải thuật ước lượng kênh biến đổi theo thời gian cho
hệ thống truyền dẫn song công.
Chương 3: Nâng cao dung lượng hệ thống thông tin di động đa người
dùng đa chặng. Chương này tập trung thiết kế các bộ tiền - hậu mã hoá cùng
với kỹ thuật phân bổ công suất trong hệ thống thông tin di động đa chặng đa
người dùng. Dung lượng hệ thống trong thông tin đa chặng - đa người dùng
được cải thiện so với các giải thuật trước đây.
Chương 4: Quản lý giao thoa trong mạng thông tin di động đa tế bào.
Giao thoa trong mạng đa tế bào được kiểm soát thông qua việc đề xuất các bộ
tiền - hậu mã hoá dựa trên các kỹ thuật lần lượt là Zero-forcing (ZF), MSE
và MSE tổng theo tín hiệu rò, đặc biệt có xét đến trường hợp thông tin trạng
thái kênh không hoàn hảo.
Kết luận và hướng phát triển.

2


Chương 1:

Hệ thống thông tin di động, môi trường
truyền sóng và các yếu tố ảnh hưởng

1.1

Giới thiệu

1.2

Sự phát triển của các hệ thống thông tin di động

1.3

Hệ thống thông tin di động

1.4

Kênh truyền vô tuyến

1.5

Tổng quan về tình hình nghiên cứu

1.5.1

Các nghiên cứu nâng cao khả năng di chuyển
Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao OFDM đã được công nhận như
một giải pháp đầy hứa hẹn để tạo thuận lợi cho tăng trưởng mạnh mẽ về yêu cầu
lưu lượng dữ liệu băng thông rộng của các dịch vụ đa phương tiện vô tuyến [8].
Tuy nhiên, các lợi thế nổi trội của OFDM chỉ tồn tại trong điều kiện đồng bộ hoàn
hảo với fading kênh truyền gần như bất biến [9], còn lúc đồng bộ kém, Inter-Carrier
Interference (ICI) tăng thì có thể sẽ làm giảm đáng kể hiệu suất truyền dẫn OFDM
[10], [11]. Ngoài ra, khi thuê bao di chuyển với tốc độ cao (trong các mạng di động

thế hệ sau) gây ra hiệu ứng kênh chọn lọc thời gian cũng dẫn đến ICI trong hệ thống
OFDM [12]. Phân tích ảnh hưởng của Carrier Frequency Offset (CFO) lên các hệ
thống OFDM được nghiên cứu trong [10] trong khi đó, ảnh hưởng của PHN được
phân tích trong [11] và ảnh hưởng của kênh truyền biến đổi theo thời gian được
phân tích trong [12], [13]. Các ảnh hưởng kết hợp giữa kênh truyền biến đổi theo
thời gian và Phase Noise (PHN) được phân tích trong [14]. Ngoài ra, ảnh hưởng
kết hợp giữa CFO và kênh truyền biến đổi theo thời gian cũng đã được nghiên cứu
trong [15], [16] trong khi đó ảnh hưởng kết hợp giữa CFO và PHN được xác định
trong [17]. Các nghiên cứu trên phân tích ảnh hưởng riêng lẽ giữa nhiễu pha, độ
lệch tần số sóng mang trên kênh truyền biến đổi theo thời gian, chưa phân tích
được ảnh hưởng kết hợp của các nhân tố này lên hệ thống truyền dẫn OFDM.
Trên các lợi điểm của OFDM, các vấn đề trong hệ thống OFDM đã liên tục
được nghiên cứu và đề xuất từ các hệ thống đơn anten đến đa anten, từ mạng
đơn tế bào đến đa tế bào, từ đơn chặng đến đa chặng ... [8], [18], [19]. Tuy nhiên,
các nghiên cứu này tập trung trong các hệ thống truyền dẫn vô tuyến bán công
(half-duplex) với tín hiệu phát và tín hiệu thu được ấn định trong hai khe thời gian
hoặc hai dải tần khác nhau [8], [19]. Gần đây, truyền dẫn song công (full-duplex)
được xem như một ứng viên đầy hứa hẹn cho truyền thông vô tuyến thế hệ sau [22].
Trong nguyên lý song công, tín hiệu phát và thu có thể được truyền đồng thời cùng
dải tần, điều này khiến hiệu quả phổ được tăng gấp đôi [23]. Tuy nhiên, truyền dẫn
song công lại phát sinh tín hiệu tự giao thoa (self-interference) rất lớn tại anten thu
[23] và thông tin trạng thái kênh CSI (channel state information) được yêu cầu để
3


triệt giao thoa và tách tín hiệu. Vừa qua, [24] và [25] đã phát triển kỹ thuật ước
lượng kênh trên cơ sở ML (maximum-likelihood) để triệt tín hiệu tự giao thoa trong
hệ thống MIMO-OFDM song công trên các kênh truyền block-fading. Như vậy, đối
với các người dùng di chuyển, cần thực hiện ước lượng kênh biến đổi theo thời gian.
1.5.2

Các nghiên cứu nâng cao dung lượng hệ thống
Kỹ thuật nhiều ngõ vào nhiều ngõ ra Multi-Input Multi-Output (MIMO) là
một trong những kỹ thuật chính để đạt được dung lượng cao trong các kênh truyền
vô tuyến [26]. Kỹ thuật phân bổ công suất để đạt được dung lượng tối ưu được đề
xuất trong các nghiên cứu [28], [29], [32, 33], [102]... Để mở rộng vùng phủ và tăng
độ lợi phân tập phổ, kỹ thuật truyền dẫn thông tin đa chặng (multihop) sử dụng
relay 1 hướng (one-way relay) đã được xem là kỹ thuật then chốt trong những năm
gần đây [34], [35], [33]. Để giảm số khe thời gian từ bốn thành hai trong chu trình
trao đổi thông tin, truyền thông chuyển tiếp hai chiều (two-way relay) được đề xuất
thay vì one-way relay [36], [37], [38], [39], [40], [44], [45], [46], [47]. Việc tối ưu hóa
dung lượng trong hệ thống truyền thông chuyển tiếp hai chiều dưới ràng buộc công
suất phát và số anten là phức tạp nhưng thật sự cần thiết.
Trong các mạng thông tin di động thế hệ sau, do áp lực về dung lượng, đòi
hỏi phải chấp nhận việc sử dụng tần số chung ở các tế bào lân cận, điều này làm
tăng hiệu quả sử dụng phổ nhưng đồng nghĩa với tăng giao thoa liên tế bào, giao
thoa này đặc biệt lớn khi các thiết bị ở biên của tế bào. Như vậy, mặc dù đạt được
hiệu quả sử dụng phổ cao nhưng tốc độ tổng sẽ giảm sút nếu giao thoa liên tế bào
không được kiểm soát một cách thỏa đáng. Để giải quyết điều này, các kỹ thuật
tiền mã hóa được đề xuất trong [44], [45], [46], [47]. Tuy nhiên, các giải pháp này
có độ phức tạp cao và chưa xét đến trường hợp thông tin trạng thái kênh không
hoàn hảo.
1.6

Động cơ và đề xuất nghiên cứu
Chính vì vậy, nội dung của luận án sẽ tập trung giải quyết các vấn đề sau:
- Các nhân tố chính gây mất đồng bộ của hệ thống thông tin di động.
- Ước lượng kênh truyền biến đổi theo thời gian ch hệ thống truyền dẫn song

công.

- Cải thiện dung lượng cho hệ thống thông tin di động trong khi vẫn đảm
bảo ràng buộc về công suất phát, số lượng anten thu - phát.
- Quản lý được giao thoa trong các mạng thông tin di động đa tế bào có xét
đến trường hơp thông tin trạng thái kênh không hoàn hảo.
1.7

Kết luận chương

4


Chương 2:
2.1

Xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di
động

Giới thiệu chương

Chương này tập trung xây dựng mô hình toán học của tín hiệu, thiết lập
biểu thức tính SIR cho hệ thống truyền dẫn OFDM qua kênh truyền biến đổi theo
thời gian với sự hiện diện của PHN và CFO trong phần 2.3. Tính chính xác của
biểu thức SIR cũng được kiểm chứng qua mô phỏng Monte-Carlo [60]. Ngoài ra,
giải thuật ước lượng kênh truyền biến đổi theo thời gian trong hệ thống truyền dẫn
OFDM-MIMO song công cũng được đề xuất [63] trong phần 2.4.
2.2

Mô hình kênh truyền vô tuyến và các kỹ thuật xử lý tín hiệu đa
chiều

2.2.1 Mô hình kênh truyền
2.2.2 Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao OFDM
2.2.3 Kỹ thuật đa anten
2.2.4 Kỹ thuật ước lượng kênh truyền
2.2.5 Kỹ thuật truyền dẫn song công
2.3 Thiết lập biểu thức tính SIR cho hệ thống OFDM dưới ảnh hưởng
kết hợp của CFO, PHN và dịch Doppler
2.3.1

Mô hình hệ thống
Khi xuất hiện CFO, PHN trong kênh truyền biến đổi theo thời gian, tín hiệu
thu có thể được biểu diễn như sau [14], [15], [17]:
L−1

yn = e

j2πεn
N

jφn

e

(2.1)

xn−l hl,n + zn ,
l=0

trong đó, xn =

√1
N

N −1
k=0

Xk exp j 2πkn
, n ∈ {0, ..., N − 1} biểu diễn tín hiệu băng gốc
N

trong hệ thống OFDM, ε biểu diễn CFO, φn là PHN và zn là AWGN. Sau khi FFT,
ta được:
N −1

Yk = Gk,k Xk +

Gk,k Xk + Zk ,

(2.2)

k =0
k =k

trong đó k = 0, .., N − 1, Zk là mẫu nhiễu thứ k trong miền tần số. Gk,k có thể được
tính là
Gk,k

1
=
N

L−1 N −1

hl,n e
l=0 n=0

5

j2π(nk −nk−lk +nε)
N

ejφn .

(2.3)


2.3.2

Xây dựng công thức tính SIR
Sau một vài phép biến đổi, kết hợp E hl,n h∗l,n+m = J0 (2πmfd Ts /N )σl2 , trong

c
đó, fd là độ dịch Doppler (fd = vf
c0 , v là tốc độ di chuyển tương đổi giữa bên phát
và bên thu, fc là tần số sóng mang, c0 là tốc độ ánh sáng), Ts là chu kỳ ký hiệu
OFDM, σl2 ; l = 0, 1, ..., L − 1 là Power-Delay Profile (PDP) của kênh được xét. L là
số đường dẫn tương đương, E[ejφn e−jφn ] = e−πβTs |n−n |/N và (N −|r|) và J0 (2πfd rTs /N )

L−1

là các hàm chẵn và chuẩn hoá PDP
l=0

2

E |Gk,k |

1
= 2 N +2
N

N −1

σl2 = 1, ta có:

2πfd rTs
N

(N − r)J0
r=1

× cos

2πr∆
N

cos

2πrε − πβTs r
e N

N

(2.4)
.
Từ đó, SIR được tính như sau [60]:
N −1

N +2
SIR(fd Ts , ε, βTs ) =

r=1
N −1

N −1

d Ts
−
(N − r)J0 ( 2πrf
) cos( 2πrε
N
N )e

(N − r) cos

N +2
r=1

∆=1

2πr∆

N

πrβTs
N

d Ts
−
) cos( 2πrε
J0 ( 2πrf
N
N )e

πrβTs
N

(2.5)
0.20

0.20

0.15

NDF

C=7
0.10
C=7

0.05
C=9

0.00
0.20

0.15

0.10

C=12

PHN
0.05

C=16

0.00
-0.2
-0.1

0.0

CFO

0.10
0.20

Hình 2.1: Contour SIR theo PHN Hình 2.2: SIR là hàm của CFO, PHN với NDF
βTs , CFO ε và NDF fd Ts
khác nhau
Hình 2.1 [60] biểu diễn các mặt đồng mức 3D của SIR như một hàm của

CFO, PHN và NDF. Ta thấy rằng, CFO ảnh hưởng nghiêm trọng lên SIR khi có giá
trị gần 0.5. Khi CFO nhỏ hơn 0.1 thì PHN lại chiếm ưu thế. Hình 2.2 [60] biểu diễn
hai mặt phẳng giá trị của SIR theo CFO và PHN ứng với NDF= 0.05 và NDF= 0.35.
Dựa vào hình 2.2 và (2.5), ta có thể xác định được phạm vi cho phép của CFO,
6


PHN và tốc độ tối đa của thiết bị để đảm bảo tiêu chí QoS (Quality of Service) xác
định thông qua SIR.
2.3.3

Kết quả mô phỏng và thảo luận
Hình 2.3 biểu diễn SIR theo PHN với các giá trị xác định của CFO và NDF
(thông qua tốc độ tương đối giữa hai thiết bị thu phát) [60]. Ta thấy rằng, SIR
giảm khi các nhân tố gây bất đồng bộ tăng lên, ngoài ra, ta còn thấy rằng phân
tích lý thuyết (2.5) và đường mô phỏng rất trùng khớp.
28

40

Theoretical SIR, ε=0.001
Simulated SIR, ε=0.001
Theoretical SIR, ε=0.005
Simulated SIR, ε=0.005
Theoretical SIR, ε=0.01
Simulated SIR, ε=0.01

26
24

35

SIR (dB)

22
SIR (dB)

a: Theoretical SIR ignores and β Ts [13]
b: Theoretical SIR ignores [14]
c: Theoretical SIR ignores βTs [15]
d: Theoretical SIR in (15)
e: Simulated SIR

20
18

30

25

16

20
14
12

0

0.001 0.002 0.003 0.004 0.005 0.006 0.007 0.008 0.009
βTs (rad)

15

0.01

0.01

0.02

0.03

0.04 0.05
fd Ts (rad)

0.06

0.07

0.08

0.09

Hình 2.3: SIR theo PHN βTs khi fd Ts = Hình 2.4: SIR theo NDF khi ε = 0.05 và
0.03 (v = 100 km/h).
βTs = 0.005.
Hình 2.4 so sánh biểu thức SIR khi có mặt các thành phần CFO, PHN và
NDF với các nghiên cứu khác. Ta thấy rằng, công thức đề xuất cho kết quả chính
xác do phân tích đầy đủ các nhân tố hơn các nghiên cứu trước đây [60].
2.4

Giải thuật ước lượng kênh truyền biến đổi theo thời gian cho hệ
thống truyền dẫn MIMO-OFDM song công

2.4.1

Mô hình hệ thống
Mẫu thu được thứ n trong ký tự OFDM thứ m tại anten thu thứ r của node
A sau khi loại bỏ tiền tố vòng CP được biểu diễn như sau:
˙
Nt L−1

Nt L−1
(r)
yn,m

(r,t) (t)
hl,n,m xn−l,m +

=
t=1 l=0

(r,t) (t)
(r)
h˙ l,n,m x˙ n−l,m + zn,m ,
t=1 l=0

intended signal

(2.6)

AWGN

self-interference signal

(r,t)
với hl,n,m
là độ lợi kênh đường thứ l tại thời điểm n trong ký hiệu OFDM thứ m
từ anten phát thứ t của node B sang anten thu thứ r của node A (kênh chủ đích).
Tương tự như vậy, h˙ (r,t)
l,n,m là độ lợi kênh tự giao thoa (từ anten phát của node A về
(r)
anten thu của chính nó). zn,m
là mẫu nhiễu trắng cộng Gaussian với variance No . L
và L˙ là số đường dẫn phân tích của kênh chủ đích và kênh tự giao thoa.
Đáp ứng xung kênh truyền của các kênh chủ đích và tự giao thoa áp dụng

7


các mô hình triển khai cơ sở BEM:
Q
(r,t)
hl,n,m

(r,t)

=

bn+Ng +mNs ,q cq,l , l ∈ {0, ..., L − 1},

(2.7)

(r,t)
b˙ n+Ng +mNs ,q c˙q,l , l ∈ {0, ..., L˙ − 1},

(2.8)

q=1
Q˙
(r,t)
h˙ l,n,m

=
q=1

với Ns = N + Ng là chiều dài ký tự OFDM sau khi chèn CP, m = 0, ..., M − 1 và M
là số ký tự OFDM dữ liệu lẫn pilot trong một chùm. Q và Q˙ là số hàm cơ sở được
sử dụng cho kênh chủ đích và tự giao thoa.
Độ lợi kênh truyền thay đổi theo thời gian đường thứ l của ký tự OFDM pilot
tại vị trí thứ mp trong một chùm có thể được biểu diễn ở dạng vector:
(r,t)

(r,t)

,

(2.9)

(r,t)
˙ mp c˙ (r,t) ,

h˙ l,mp = B
l

(2.10)

hl,mp = Bmp cl

với hl,mp và h˙ l,mp là các vector của các đáp ứng kênh chủ đích và tự giao thoa.
Tổng hợp các đường của kênh truyền biến đổi theo thời gian được biểu diễn
ở dạng vector:
h(r,t) = BL c(r,t) ,
˙ L c˙ (r,t) ,
h˙ (r,t) = B

với

h(r,u)

=

(r,u)
h0

BL = IL ⊗ B, B =

T

, ...,

(r,u)

hL−1

T T

,

(r,u)
hl

T
BTm1 , ..., BTmp , ..., BTmP

=

và

(2.11)
(2.12)
(r,u)
hl,m1

c(r,u)

T

=

, ...,

(r,u)

hl,mp

(r,u)
c0

T

, ...,

T

, ...,

(r,u)
hl,mP

(r,u)
cL−1

T T

,

T T

. Tín

hiệu thu được trong (2.6) được viết lại là:
Nt L−1 Q
(r)

yn,m

(r,t) (t)

=

bn+Ng +mNs ,q cq,l xn−l,m
t=1 l=0 q=1

intended signal
˙
Q˙
Nt L−1
(r,t) (t)
(r)
b˙ n+Ng +mNs ,q c˙q,l x˙ n−l,m + zn,m .

+
t=1 l=0 q=1

(2.13)

AWGN

self-interference signal

Các mẫu tín hiệu thu được tương ứng với P ký tự OFDM pilot biểu diễn ở
dạng vector như sau:
yP =

S S˙

c
c˙
8

+ z = Ta + z,

(2.14)


với

yP

=

T , ..., yT T ,
ym
mp
1

ymp =

S S˙ , S = STm1 , ..., STmP

T=
(t)

(t)

sl,mp = diag

(1)
ymp
T

T

, ...,

(Nt )
, Smp = S(1)
mp , ..., Smp

(t)

x0−l,mp , ...xN −1−l,mp

c(1)

c˙ (r) =

2.4.2

T

, ..., c(Nr )

c˙ (r,1)

T

T T

, c(r) =

, ..., c˙ (r,Nt )

T T

c(r,1)

T

T

,

(t)
(t)
, S(t)
mp = s0,mp Bmp , ..., sL−1,mp Bmp ,
T

(t)

()

T T

T

˙ (Nt )
, S˙ mp = S˙ (1)
mp , ..., Smp

x˙ 0−l,mp , ...x˙ N −1−l,mp

, ..., c(r,Nt )

T

(r)
(r)
(r)
y0,mp , ..., yN −1,mp
, ym
p =

, S˙ = S˙ Tm1 , ..., S˙ TmP

(t)
(t)
(t)
(t)
S˙ mp = s˙ 0,mp Bmp , ..., s˙ L−1,mp Bmp , s˙ l,mp = diag

c=

T T

(N )
ympr

c˙ (1)

, c˙ =

,

, a = cT , c˙ T
T

, ..., c˙ (Nr )

T

T T

,
,

.

Ước lượng ML cho kênh truyền biến đổi theo thời gian
Từ mô hình hệ thống, ta ước lượng ML cho các hệ số BEM như sau [63]:
ˆ = (TH T)−1 yP .
a

(2.15)

Ước lượng ML của đáp ứng kênh truyền biến đổi theo thời gian có thể được xác
định bởi:
h(r,t) = BL c(r,t) ,
(r,t)

h˙

(2.16)

˙ L c˙ (r,t) ,
=B

(2.17)

với:
(r,t)

hl

=

(r,t)

hl,m1

T

BL = IL ⊗ B, B =

(r,t) T
c˙ 0

, ...,

(r,t)

, ..., hl,mp

T

T T

(r,t)

, ..., hl,mP

T
BTm1 , ..., BTmp , ..., BTmP ,

, h˙ l

c(r,t)

(r,t) T

(r,t)

=
=

h˙ l,m1

(r,t)
c0

T

, ...,

(r,t) T

, ..., h˙ l,mp
(r,t)
cL−1

T T

(r,t)

, ..., h˙ l,mP
(r,t)

và c˙

=

T
(r,t) T
c˙ L−1

.

2.4.3

Xây dựng giới hạn thấp nhất Cramér Rao
Giới hạn Cramér Rao Lower Bound (CRLB) của tham số ước lượng ω được
tính như sau [63]:


SH S jSH S
2

Re
CRLB(ω) = diag
No
−jSH S SH S

2.4.4

−1

.

(2.18)

Kết quả mô phỏng và thảo luận
Hình 2.5 biểu diễn các kết quả MSE của ước lượng đáp ứng kênh truyền biến
đổi theo thời gian theo SNR. Trên hình vẽ, hàm cơ sở DPS-BEM cho hiệu năng
MSE tốt nhất so với GCE-BEM và CE-BEM. Ngoài ra, đường a (ước lượng ML cho
kênh block-fading) cho hiệu năng MSE rất kém do áp dụng cho kênh biến đổi theo

thời gian.
9

T

T

,


101

102

100

MSE của đáp ứng kênh

MSE của đáp ứng kênh

101

10−1

10−2

100

10−1

a: Block-fading
b: CE-BEM
c: GCE-BEM
d: DPS-BEM

10−3

10−4

a: Block-fading
b: CE-BEM
c: GCE-BEM
d: DPS-BEM

0

2

4

6

8

10−2

10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30

SNR (dB)

10−3

0

50

100

150

200

300

400

500

Tốc độ (km/h)

Hình 2.5: MSE của đáp ứng xung kênh Hình 2.6: MSE của đáp ứng xung kênh
truyền theo tốc độ di chuyển tương đối.
truyền theo SNR.
Như quan sát được trong hình 2.6, hiệu năng thuật toán ước lượng kênh
block-fading trở nên rất kém khi tốc độ di chuyển tương đối giữa hai node gia tăng,
điều này bởi vì các giá trị ước lượng được của mẫu đáp ứng kênh truyền theo giải
thuật ước lượng block-fading bị lỗi thời so với giá trị tức thời tại mẫu đang xét.
Hình này còn cho thấy rằng việc áp dụng hàm cơ sở DPS sẽ cho hiệu năng cao nhất
trong các kênh truyền biến đổi theo thời gian.
2.5

Kết luận

Trong chương, tác giả đã đề xuất mới:
- Công thức tính SIR của hệ thống truyền dẫn OFDM trên kênh truyền biến
đổi theo thời gian với sự hiện diện của nhiễu pha và độ lệch tần số sóng mang được
kiểm chứng bằng mô phỏng Monte-Carlo [60].
- Thuật toán ước lượng kênh ML dựa trên các mô hình triển khai cơ sở BEM
cho các hệ thống MIMO-OFDM song công. Kết quả mô phỏng cho thấy thuật toán
đề xuất đã cho hiệu năng ổn định với kênh truyền biến đổi theo thời gian [63].

10


Chương 3:
3.1

Nâng cao dung lượng hệ thống thông tin di
động đa người đùng đa chặng

Giới thiệu

Chương này trình bày các kỹ thuật xử lý tín hiệu trong hệ thống thông tin
di động đa người dùng như kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian, kỹ
thuật truyền thông đa chặng, kỹ thuật tiền/hậu mã hóa... Từ lý thuyết cơ bản này,
tác giả đã đề xuất các giải thuật thiết kế các ma trận tiền/hậu mã hóa [84], [85],
[86] để nâng dung lượng hệ thống thông tin di động đa chặng - đa người dùng sử
dụng bộ chuyển tiếp hai chiều (two-way relay) khuếch đại và chuyển tiếp Amplify
and Forward (AF) dưới ràng buộc công suất phát của hệ thống.
3.2

Các kỹ thuật truyền dẫn đa người dùng, đa chặng

3.2.1
3.2.2
3.2.3
3.2.4
3.2.5

Kênh truyền đa người dùng
Đa truy cập phân chia theo không gian SDMA
Kỹ thuật truyền thông đa chặng
Kỹ thuật tiền mã hóa tuyến tính
Lập lịch người dùng trong các mạng truyền dẫn MIMO đa người
dùng
3.2.6 Mô hình toán học của hệ thông multi-user MIMO
3.2.7 Kỹ thuật tiền/hậu mã hóa Block Diagonalization (BD) cho hệ
thống thông tin di động đường xuống đa anten đa người dùng
3.3 Đề xuất kỹ thuật tiền/hậu mã hóa trong hệ thống chuyển tiếp hai
chiều
3.3.1

Mô hình hệ thống
Xét hệ thống truyền thông vô tuyến chuyển tiếp hai chiều gồm một trạm gốc
BS có N0 anten, một bộ chuyển tiếp hai chiều RS khuếch đại và chuyển tiếp AF
trang bị NR anten và K trạm di động MS với MS thứ k có Nk anten (k = 1, . . . , K ).
K

Tổng số anten của BS và các MS là NN =

Nk . Các kênh truyền vô tuyến được
k=0

giả sử là block-fading và giả sử không có đường truyền trực tiếp giữa BS và các MS.
H0 ∈ CNR ×N0 là ma trận đáp ứng kênh của tuyến từ BS đến RS. Hk ∈ CNR ×NN ,
k ∈ {1, . . . , K} biểu thị các ma trận đáp ứng kênh từ MS thứ k đến RS. Với tuyến
từ RS đến BS, G0 ∈ CNR ×N0 là ma trận đáp ứng kênh còn với các tuyến từ MS thứ
k đến RS, ma trận đáp ứng kênh được biểu diễn bởi Gk ∈ CNR ×NN , k ∈ {1, . . . , K}.

11


3.3.2 Thiết kế hai giai đoạn riêng biệt
Giai đoạn đa truy cập
Tín hiệu nhận được tại relay được biểu diễn như sau
(3.1)

r = HPs + nr ,

trong đó, H = [H0 , H1 , . . . , HK ] là ma trận đáp ứng kênh, P = diag{P0 , P1 , . . . , PK }
là ma trận tiền mã hóa tại BS và K MS, s = [sT0 , sT1 , . . . , sTK ]T là ma trận tổ hợp từ
(K)
các vector thông tin từ BS và K MS, s0 = s(1)
, nr biểu thị vector AWGN có
B . . . sB
2
kỳ vọng bằng 0 và ma trận hiệp phương sai E[nr nH
r ] = σr INR . Giao thoa đa truy cập
- Multiple Access Interference (MAI) được hạn chế tại BS và K MS như sau [102]:
P = VΦ, trong đó, V = [V0 , V1 , . . . , VK ], các cột của Vk ∈ CNk ×Nk , k = 0, . . . , K là

các vector riêng bên phải của Hk . Φ = diag {Φ0 , Φ1 , . . . , ΦK }, Φk ∈ CNk ×Nk có thể
được chọn bất kỳ miễn thoả mãn ràng buộc công suất. Trong chương này, Φk được
chọn để tối đa hóa dung lượng mạng. MAI có thể được loại bỏ bằng cách chọn ma
trận hậu xử lý T [102]:

T = (HP)H (HP)

−1

(HP)H .

(3.2)

Giai đoạn quảng bá
Gọi W là ma trận tiền mã hóa tại relay. Tín hiệu nhận được tại các node có
thể được viết như sau:
y = GW(s + Tnr ) + n
(3.3)
T , yT ]T , G = [G , . . . , G , G ], W = [W , . . . , W , W ] và
trong đó, y = [y1T , . . . , yK
1
0
1
0
K
K
BS
T
T
T

T
n = [n1 , . . . , nK , nBS ] .

Tiền mã hóa tại relay
Ma trận tiền mã hóa tại relay được thiết kế để thỏa mãn điều kiện zero˜k =
forcing: Gk Wk = 0 for all k = k and 1 ≤ k, k ≤ 0. Định nghĩa ma trận G
GT1 , · · · , GTk−1 , GTk+1 , · · · , GTK , GT0

T

, trong đó, k = 1, ..., K, 0. Ma trận tiền

mã hóa có dạng:
(3.4)

W = BΨ,

˜ k ) vector riêng
˜ kn gồm NR −rank(H
˜ 1n V
˘ 1s . . . V
˜ Kn V
˘ Ks V
˜ 0n V
˘ 0s , V
trong đó B = V
˜ k, V
˘ ks gồm các vector riêng của Gk V
˜ kn khác 0 và Ψ = diag {Ψ1 , . . . , ΨK , Ψ0 }
cuối của G

có thể được chọn bất kỳ miễn thỏa mãn ràng buộc công suất.

Xử lý tín hiệu tại BS và MSs
Trong giai đoạn quảng bá BC, tín hiệu mong muốn có thể được khôi phục
˘ ∈ CLk ×Nk để loại bỏ Multi-User
tại BS và K MS bằng cách nhân với ma trận T
Interference (MUI) [102]:
˘ = (Gk Wk )H (Gk Wk )
T
12

−1

(Gk Wk )H .

(3.5)


Kết quả mô phỏng và thảo luận
Mean Sum Rate vs SNR

100

100

a: DPC 5users
b: BD+WF 5 users
c: BD 5 users
d: BD+WF 3 users
e: BD 3 users

f: ZF 5 single antenna users [103]
g: Channel Inversion 5 users [32]

Sum Rate (bps/Hz)

80
70
60

80

50
40
30

70
60
50
40
30

20

20

10

10

0

0

2

4

6

8

10

12

a: DPC 5 users × 2 antennas
b: ZF+WF 5 users × 2 antennas
c: ZF 5 users × 2 antennas
d: ZF+WF 3 users × 2 antennas
e: ZF 3 users × 2 antennas
f: ZF 5 users × 1 antennas [103]
g: CI 5 users × 2 antennas [32]

90

Sum Rate (bps/Hz)

90

14

16

18

0

20

0

2

4

6

SNR (dB)

8

10

12

14

16

18

20

SNR (dB)

Hình 3.2: Tốc độ tổng đường xuống
Hình 3.1: Tốc độ tổng đường lên
Hình 3.1 biểu diễn tốc độ tổng đường lên của hệ thống thông tin đa chặng đa
người dùng. Trong hình, ’WF’ biểu thị áp dụng kỹ thuật ’water-filling’. Để so sánh
thêm, hình vẽ này còn biểu diễn phương pháp nghịch đảo kênh - Channel Inversion
(CI) trong [32] cho hệ thống 5 thiết bị người dùng đơn anten qua đường g. Trong
hệ thống đa người dùng thì đáp ứng kênh truyền tổng hợp là tổ hợp tuyến tính giữa
các ma trận kênh cho tất cả các người dùng với số anten phát và thu nên ma trận
giả đảo sẽ không khử hết các giao thoa giữa các người dùng và giữa các anten được.
Kết quả tương tự được biểu diễn trong Hình 3.2 với tốc độ tổng đường xuống của
hệ thống theo số lượng người dùng và số anten khác nhau.
3.3.3 Thiết kế end-to-end
Giai đoạn đa truy cập
Thực hiện Singular Value Decomposition (SVD) của ma trận kênh đường lên
và chọn Ak = VHk Σ1/2
Ak , ΣAk = diag{ak,1 , . . . , ak,Nk }, tín hiệu thu nhận tại RS được
1/2 1/2
biểu diễn: r = UH ΣH ΣA s+nR , với Ak là ma trận tiền mã hóa tại BS hoặc MS thứ
k , nR biểu diễn vector nhiễu trắng cộng Gaussian kích thước NR ×1 có kỳ vọng bằng
2
T
T T
không và ma trận hiệp phương sai là E[nR nH
R ] = σR INR , UH = [UH0 , . . . , UHK ] ,
1/2

1/2
1/2
1/2
1/2
1/2
ΣH = diag{ΣH0 , . . . , ΣHK }, và ΣA = diag{ΣA0 , . . . , ΣAK }. Hậu mã hóa sẽ được
thực hiện tại RS trước khi được tiền mã hóa rồi chuyển đi tiếp
1/2

1/2

˜
r = UH
˜R ,
H r = ΣH ΣA s + n

(3.6)

với n
˜ R = UH
H nR .
Giai đoạn quảng bá
1/2

ΣG

H
T
T T
SVD ma trận kênh đường xuống G = UG Σ1/2

G VG , với UG = [UG0 , . . . , UGK ] ,
T , . . . , V T ]T .
= diag {ΣG0 , . . . , ΣGK } , ΣGk = diag{gk,1 , . . . , gk,Nk } và VG = [VG
GK
0

˜k =
Định nghĩa: G

GT1 , · · · , GTk−1 , GTk+1 , · · · , GTK , GT0
13

T

1/2

, trong đó Bk = WGk ΣBk ,,


˜ Gkn gồm NR − rank(Gk ) vector
˜ G1n V
˘ G1s . . . V
˜ GKn V
˘ GKs V
˜ G0n V
˘ G0s , V
V
˜
˜ k, V
˘ Gks = VH V

là các vector riêng của
riêng bên phải cuối cùng của G
Gk Gkn
1/2
˜ Gkn với các giá trị riêng khác không và Σ
= diag{bk,1 , . . . , bk,N } có thể là
Gk V

WGk =

Bk

k

một ma trận tùy ý mà thỏa mãn các ràng buộc tổng công suất phát. Dữ liệu
nhận được dễ dàng được khôi phục bằng cách nhân với ma trận trọng số UH
G:
1/2
1/2
1/2
1/2
1/2
1/2
y
ˆ = UH
˜R + n
ˆ , với n
ˆ = UH
G n.
G y = ΣG ΣB ΣH ΣA s + ΣG ΣB n

Phân bố công suất đa người dùng
Bài toán tối ưu hóa tốc độ tổng của hệ thống:
K

Nk

1+
log2

maximize

hk,i ak,i
σk2

k=0 i=1

1+

Nk

K

hk,i ak,i
σk2

i=1

+

gk,i dk,i

2
σR

(3.7)

,

gk,i dk,i
2
σR

Nk

ak,i ≤ Pk ,

subject to :

1+

dk,i ≤ PR ,

(3.8)

k=0 i=1

2 . P và P là các ràng buộc công suất tại node k và RS.
với dk,i = bk,i hk,i ak,i + σR
R
k
K Nk

Đặt: J0 (ak,i , bk,i ) =

log2 1 +

k=0 i=1
K Nk

và J2 (ak,i , bk,i ) =

log2 1 +
k=0 i=1

hk,i ak,i
σk2

+

gk,i dk,i
2
σR

K Nk

, J1 (ak,i ) =

log2 1 +
k=0 i=1

hk,i ak,i

σk2

gk,i dk,i
2
σR

Giải bài toán tối ưu hóa sử dụng J0 (ak,i , bk,i ) và J1 (ak,i )
−J1 (ak,i ) + J0 (ak,i , bk,i ),

minimize

(3.9)

Nk

ak,i ≤ Pk ,

subject to :

(3.10)

i=1

Giải ra, ta được [86]:
ak,i

σ2
= k
2hk,i

gk,i dk,i
2
σR

trong đó [x]+ = max(0, x), µk =
K

Nk

k=0 i=1

σk2
2hk,i

gk,i dk,i
2
σR

1
λk
2

2

gk,i dk,i hk,i
gk,i dk,i
+4
µk −
−2
2

2
2
σR σk
σR

+

,

(3.11)

= Pk .

(3.12)

được xác định bởi:
gk,i dk,i hk,i
gk,i dk,i
+4
µk −
−2
2
2
2
σR σk
σR

+

Giải bài toán tối ưu hóa sử dụng J0 (ak,i , bk,i ) và J2 (ak,i , bk,i )

minimize

−J2 (ak,i , bk,i ) + J0 (ak,i , bk,i ),
K

(3.13)

Nk

dk,i ≤ PR ,

subject to :
k=0 i=1

14

(3.14)


Giải ra, ta được [86]:
dk,i

σ2
= R
2gk,i

trong đó [x]+ = max(0, x), ν =
K

Nk

k=0 i=1

2
σR
2gk,i

2

hk,i ak,i
σk2
1
γ

hk,i ak,i
σk2

+

hk,i ak,i gk,i
hk,i ak,i
+4
ν−
−2
2
2
σk σR
σk2

,

(3.15)

= PR .

(3.16)

được xác định bởi
2

hk,i ak,i gk,i
hk,i ak,i
+4
ν−
−2
2
2
σk σR
σk2

+

Kết quả mô phỏng và thảo luận
35

180
(4:16:32:4) ZF+PA proposed
(4:16:32:4) ZF proposed
(4:8:16:2) ZF+PA proposed
(4:16:32:4) ZF proposed

(4:4:8:1) ZF+PA proposed
(4:16:32:4) ZF proposed

Sum Rate (bits/s/Hz)

140

Proposed
[104]
[85]
[105]
[103]

30

Sum Rate (bits/s/Hz)

160

120
100
80
60
40

25

20

15

10

20
0

5
0

2

4

6

8

10
12
SNR (dB)

14

16

18

20

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

SNR (dB)

Hình 3.3: Tốc độ tổng theo SNR tại các Hình 3.4: So sánh tốc độ tổng các phương
pháp cấu hình (4:4:8:1)
node
Hình 3.3 biểu diễn phương pháp đề xuất theo các cấu hình hệ thống khác
nhau. Rõ ràng, khi số anten tăng, tốc độ tổng sẽ tăng và đương nhiên, khi thực
hiện thêm phân bổ công suất, dung lượng sẽ được cải thiện, đặc biệt là ở vùng SNR
bé. Hình 3.4 biểu diễn tốc độ tổng theo SNR khi cấu hình anten của hệ thống là

(4:4:8:1). PR = P0 = Pk , k = 1, . . . , K . Trong hình, ta có thể thấy rằng giải pháp đề
xuất có tốc độ tổng cao hơn so với các đề xuất trước [85], [103], [105] và đặc biệt
nhỉnh hơn một chút so với thuật toán 7 trong [104].
3.4

Kết luận chương

Như vậy, ngoài các kỹ thuật xử lý tín hiệu đa người dùng trong thông tin di
động được trình bày một cách tổng quan, trong chương này cũng đã đề xuất:
- Phương pháp tiền mã hóa kết hợp phân bổ công suất và lập lịch đa người
dùng để tối đa hóa dung lượng của hệ thống thông tin đa chặng đa người dùng sử
dụng bộ chuyển tiếp hai chiều theo hai giai đoạn tách biệt [84], [85].
- Phương pháp tiền mã hóa kết hợp phân bổ công suất để tối đa hóa dung
lượng end-to-end của hệ thống thông tin đa chặng đa người dùng sử dụng bộ chuyển
tiếp hai chiều [86].
15


Chương 4:
4.1

Quản lý giao thoa trong mạng thông tin di
động đa tế bào

Giới thiệu chương

Chương này tập trung đề xuất các kỹ thuật xử lý tín hiệu trong mạng đa tế
bào để quản lý giao thoa với mục đích tăng tốc độ tổng của mạng trong khi vẫn
đảm bảo tính thực tế (ràng buộc công suất phát của thiết bị) với điều kiện thông
tin trạng thái kênh - Channel State Information (CSI) hoàn hảo lẫn không hoàn

hảo [109], [110], [111].
4.2

Quản lý giao thoa trong hệ thống đa tế bào - đa người dùng với
điều kiện CSI hoàn hảo

4.2.1

Quản lý giao thoa đường lên
Xét một mạng thông tin di động với C tế bào, tế bào c có một trạm gốc
(BSc ) và Kc trạm di động (MSc,k ). BSc có Nc,B anten và mỗi MS có Nc,k anten. Tại
H cho MS
BSc , tín hiệu nhận được nhân với ma trận hậu mã hóa Wc,k
c,k như sau
Kc

y
ˆc,k =

H
Wc,k
Hc,k vc,k sc,k

H
+ Wc,k

Hc,j vc,j sc,j
j=1,j=k

Kc

H
+Wc,k

H
nc ,
Hc ,k vc ,k sc ,k + Wc,k

(4.1)

c =c k =1

với sc,k : tín hiệu phát từ MSc,k đến BSc , sc ,k : tín hiệu mong muốn nhận được tại
BSc từ MSc ,k nhưng giao thoa sang BSc , Hc,k ∈ CNc,B ×Nc,k : ma trận đáp ứng kênh
từ MSc,k đến BSc và Hc ,k ∈ CNc,B ×Nc ,k : ma trận đáp ứng kênh từ MSc ,k đến
BSc , vc,k và vc,k : vector tiền mã hóa tại MSc,k và MSc ,k , và nc ∈ CNc,B ×1 : AWGN
CN (0, σc2 INc,B ).
Thiết kế ma trận hậu mã hóa
Giả sử tất cả các thiết bị đều có CSI hoàn hảo, ma trận tiền mã hóa có thể
được thiết kế để cho các tín hiệu từ các thuê bao khác nhau trực giao nhau. Bài
toán thiết kế ma trận hậu mã hóa có thể phát biểu như sau:
minimize
Wc,k

subject to

E{||ˆ
sc,k − sc,k ||2 },

(4.2)

Wc,k Hc,i Hc,i = 0, i = k, i = 1, . . . , Kc ,
Wc,k Hc ,j wc ,j = 0, c = c , j = 1 . . . , Kc ,
k = 1, . . . , Kc , c, c = 1, . . . , C,

(4.3)

với vc,k , vc ,k , (k = 1, . . . , Kc ), (k = 1, . . . , Kc ): các ma trận tiền mã hóa, ˆsc,k : các ký
tự khôi phục được tại MS k . Ma trận hậu mã hóa của MS k được định nghĩa như
16


sau: Wc,k = Mc,k wc,k , trong đó, ma trận Mc,k là ma trận không gian con bù trực
giao của ma trận Hc,k và được xác định [115]:
−1 ˜ H
˜ c,k (H
˜H H
˜
Mc,k = I − H
c,k c,k ) Hc,k ,

(4.4)

˜ c,k = G1 , . . . , Gc−1 , Hc,1 wc,1 , . . . , Hc,k−1 wc,k−1 , Hc,k+1 wc,k+1 , . . . , Hc,Kc wc,Kc ,
với: H
Gc+1 , . . . , GC , Gc = Hc,1 wc,1 , . . . , Hc,Kc wc,Kc , c = 1, . . . , C . (4.2) có thể viết lại

thành:
H
2
minimize E{||wc,k

MH
c,k Hc,k vc,k sc,k − sc,k || }.

(4.5)

wc,k

H và cho bằng không, ta
Xây dựng hàm mục tiêu Lagrange, lấy đạo hàm theo wc,k
nhận được nghiệm tối ưu:

wc,k = MH
c,k Hc,k vc,k

†

(4.6)

,

với [.]† ký hiệu phép tính giả đảo ma trận Moore-Penrose [115].
Thiết kế ma trận tiền mã hóa tại các MS
Các ma trận tiền mã hóa này được xác định dựa trên bài toán tối ưu:
Kc

maximize
k=1

subject to

Hc,k Qc,k FH
k
log I +
σc2

tr Qc,k ≤ Pc,k Qc,k

0, k = 1, . . . , Kc , c = 1, . . . , C,

H , Q
Nc,k ×Nc,k , k = 1, . . . , K , c = 1, . . . , C , ký hiệu
trong đó, Qc,k = vc,k vc,k
c
c,k ∈ C
trận positive semidefinite.
Xây dựng hàm Lagrangian và giải các điều kiện KKT, ta được:

Qc,k = Υc,k diag

1
1
−
γ c,k dc,k,1

với [x]+ = max (0, x).
Mức water-filling µc,k =

1
γc,k

+

1
1
,...,
−
γ c,k dc,k,Nc,k

(4.7)
ma

+

ΥH
c,k

(4.8)

được xác định bởi ràng buộc công suất:

Nc,k

µc,k −
n=1

Kết quả mô phỏng
Ký hiệu (Nc,B : Kc × Nc,k :

1
dc,k,n

+

= Pc,k .

(4.9)

Kc × Nc ,k ) được sử dụng để đặc trưng hóa các
c =c

cấu hình anten. Hình 4.1 biểu diễn BER theo SNR trong hệ thống MIMO 2 tế bào.
Sơ đồ P-SVD [116], [117] không thể áp dụng được trong cấu hình này vì không đủ
số anten thu như theo yêu cầu của kỹ thuật tiền mã hóa theo SVD. Trong khi đó,
sơ đồ đề xuất cho kết quả rất tốt trong toàn miền SNR.
17


Hình 4.2 biểu diễn dung lượng (tốc độ tổng) trong một tế bào theo SNR trong
hệ thống gồm 3 tế bào với Nc,k = 2, c = 1, 2, 3 trong hai trường hợp (10:7x2:2x2) và
(6:3x2:2x2). Như quan sát, ta thấy rằng sơ đồ đề xuất cho dung lượng cao hơn so
với [116], [117] trong toàn miền SNR và sự cách biệt càng lớn hơn khi số anten tăng.
(10:7x2:2x2) Proposed
(6:3x2:2x2) Proposed
(6:3x2:2x2) P−SVD
(10:7x2:2x2) P−SVD

120

100
Capacity (bits/s/Hz)

10

BER (ral)

140

(10:7x2:2x2) P−SVD
(10:4x2:2x2) P−SVD
(10:3x2:2x2) P−SVD
(10:7x2:2x2) Proposed
(10:4x2:2x2) Proposed
(10:3x2:2x2) Proposed

−1

−2

10

−3

10

80

60

40

20
−4

10

0

5

10
SNR (dB)

15

0

20

0

2

4

6

8

10
12

SNR (dB)

14

16

18

20

Hình 4.1: BER theo SNR đường lên với Hình 4.2: Tốc độ tổng theo SNR trên
điều chế 16-QAM
kênh truyền đường lên
4.2.2

Kiểm soát giao thoa đường xuống trong hệ thống thông tin di
động đa tế bào
Mô hình hệ thống
Tín hiệu nhận được tại MSk được viết như sau
Kl

L

yl,k = hl,l,k vl,k sl,k +

hl,l,k vlj slj +
j=1,j=k

(4.10)

hi,l,k Vi si + nl,k ,
i=1,i=l

nRl,k ×1
T , . . . , vT ]T ∈ CnTl ×Kl là ma trận tiền mã hóa tại BS , n
là
với Vi = [vi1
l
l,k ∈ C
iKl
2 I)∀l, k . Bài toán tối thiểu hóa MSE với
nhiễu trắng cộng Gaussian, nl,k ∼ CN (0, σl,k
ràng buộc công suất phát cho mỗi tế bào được phát biểu như sau
L

Kl

E{||ˆ
yl,k − sl,k ||2 }

(4.11)

H
Tr(vl,k vl,k
) ≤ Pl , ∀l.

(4.12)

(P 1) : min

vl,k ,wl,k

l=1 k=1
Kl

subject to
k=1

Thiết kế ma trận tiền mã hóa
˘H H
˘ lH
˘H
Ta định nghĩa Cl = InTl − H
l
l
˘ l [115]. H
˘l =
không gian không của H
hl,j,1 , hl,j,2 , . . . , hl,j,Kl

−1

˘ l , là phép chiếu trực giao vào
H

HTl,1 , . . . , HTl,(l−1) , HTl,(l+1) , . . . , HTl,L

T

, Hl,j =

là ma trận đáp ứng kênh từ BSl đến tất cả các MS trong

tế bào thứ j . Ma trận tiền mã hóa tại BS thứ l có dạng:
Vl = C l P l ,
18

(4.13)


với Pl ∈ CnTl ×Kl là ma trận tùy ý nhưng phải thỏa mãn ràng buộc công suất. Toàn
bộ tín hiệu thu nhận trong tế bào l sau khi tiến hành hậu mã hóa là:
ˆ l = Wl Hl Cl Pl sl + Wl nl ,
Y
T
T ,...,y
ˆl = y
ˆl,K
với Y
ˆl,1
l

T

(4.14)

, Wl = blkdiag wl,1 , . . . , wl,Kl , và nl = nTl,1 , . . . , nTl,Kl

T

.

Bài toán tối ưu được phát biểu như sau:
L

(P 2) :

Kl
H
H H H
H
H H
Tr PH
l Cl hl,l,k wl,k wl,k hl,l,k Cl Pl − Tr Pl Cl hl,l,k wl,k

min

pl,k ,wl,k

l=1 k=1

2
H
−Tr wl,k hl,l,k Cl Pl + Tr (I) + σl,k
Tr wl,k
wl,k

(4.15)

.

Giải ra, ta được:
−1

wl,k =

H H
hl,l,k Cl Pl PH
l Cl hl,l,k

H H
PH
l Cl hl,l,k

2
I
+ σl,k

,

(4.16)

Bài toán tối thiểu hóa tổng MSE theo ràng buộc công suất được viết lại
thành:
L

(P 3) :
subject to :

E ||Pl sl + Bl Wl nl − Bl sl ||2

min
Pl

Tr

l=1
H
PH
l Cl Cl Pl

≤ Pl , ∀l,

(4.17)
(4.18)

với Bl = (Wl Hl Cl )† . Ta được nghiệm:
Pl = I + γl CH
l Cl

−1

Bl

H
Tr PH
l C l C l P l = Pl .

(4.19)
(4.20)

Kết quả mô phỏng
Để khảo sát hệ thống khi nTl > LKl nRl,k Hình 4.3 và 4.4 lần lượt biểu diễn
tốc độ tổng và BER theo SNR so sánh phương pháp đề xuất với [48]. Ta thấy rằng
trong điều kiện này, [48] vẫn có hiệu năng cao hơn so với sơ đồ đề xuất trong miền
SNR bé là bởi vì số luồng dữ liệu trong phương pháp đề xuất giảm xuống còn 1 so
với 2 của [48]. Trong khi đó, BER của hai sơ đồ là gần như nhau.
4.3

Quản lý giao thoa trong hệ thống đa tế bào - đa người dùng với
điều kiện CSI không hoàn hảo

4.3.1

Mô hình hệ thống
Sử dụng các ma trận hậu mã hóa Wl,k ∈ Cd×Nl,k , tín hiệu thu được rl,k tại
MS-k trong tế bào thứ l trong môi trường CSI không hoàn hảo là:
L

ˆ l,i,k − El,i,k Vl xl + Wi,k ni,k .
H

ri,k = Wi,k
l=1

19

(4.21)

10

45
K =4, n

: [14]
: Proposed algorithm

40

l

R

K = 4, n
l

l,k

10

35

R

=2

l,k

−2

30
BER

Sum−rate (bits/s/Hz)

−1

=2

25

10

−3

20
10

15

−4

10
5

0

5

10

15
SNR (dB)

20

25

10

30

: [14]
: Proposed algorithm

−5

0

1

2

3

4

5

SNR (dB)

Hình 4.3: Tốc độ tổng theo SNR khi số Hình 4.4: BER theo SNR khi số anten
anten phát lớn hơn tổng số anten thu phát nhỏ hơn tổng số anten thu (nTl =
(nTl = 30 > 24 = LKl nRl,k )
30 > 24 = LKl nRl,k )
.
.
Algorithm 4.1 Thuật toán thiết kế tiền mã hóa theo MSE
Đầu vào:
- Số người dùng Kl , số anten của BS, MS: NTl , NRl,k .
Đầu ra:
- Các ma trận tiền, hậu mã hoá Pl , wl
Ràng buộc:
- Tổng công suất phát các anten tại các node BSl nhỏ hơn bằng ràng buộc công
suất Pl theo công thức (4.20).
Các bước của thuật toán:
1:
2:
3:
4:
5:
6:
7:
8:
9:
10:
11:
12:

Bước 1: Khởi tạo
Khởi tạo các ma trận đáp ứng kênh hl ,
Khởi tạo Pl thỏa mãn ràng buộc công suất (4.20)
Bước 2:
Với Pl tìm được, tính wl,k theo (??)
Bước 3:
Với wl,k , tính γl theo (4.20)
Bước 4:
Cập nhật Pl theo (4.19) với γl đã tính được.
Bước 5:
- Nếu tiêu chí hội tụ chưa thỏa thì lặp lại Bước 2
- Ngược lại: dừng vòng lặp

ˆ l,i,k = Hl,i,k + El,i,k với H
ˆ l,i,k là
với Vi ∈ CMi ×dKi là ma trận tiền mà hóa tại BS-i. H
đáp ứng kênh truyền ước lượng được từ BS-l đến MS-k trong tế bào thứ i và El,i,k
là ma trận sai số ước lượng kênh. El,i,k có thể được giả sử là có phân bố Gaussian
20


H
2
với kỳ vọng bằng 0, E{El,i,k EH
l,i,k } = σh I và variance E{El,i,k El ,i ,k } = 0 với l = l ,
i = i và k = k .

4.3.2 Thiết kế
Thiết kế các ma trận tiền/hậu mã hóa
Bài toán tối ưu thiết kế ma trận tiền/hậu mã hóa trong hệ thống L tế bào

được phát biểu như sau:
L

minimize
Vl , Wl,k

subject to :

L

Kl

E

||αl−1 Wl,k Sl,k

2

− Dk xl ||

Ki

E ||αl−1 Wi,k Il,i,k ||2

+
i=1 k=1
i=l

l=1 k=1

Tr Vl VlH ≤ Pl , l = 1, ..., L.

(4.22)

với Dk ∈ Cd×Kl d là ma trận được chọn để sl,k = Dk xl và Dk DH
k = Id với mọi k . αl
được thêm vào ma trận tiền mã hóa để thuận tiện dẫn ra nghiệm tối ưu ở dạng
tường minh. Trong bài toán này, hàm mục tiêu g Vl , Wl,k là không convex và như
vậy không thể giải một cách trực tiếp để tìm được các ma trận tiền/hậu mã háo tối
ưu. Tuy nhiên, nếu biết ma trận tiền mã hóa (hoặc hậu mã hóa) thì g Vl , Wl,k lại
là convex và có thể giải được. Vì vậy, thuật toán lặp được xây dựng để giải quyết
bài toán này.
Mệnh đề 1 Với các ma trận hậu mã hóa Wl,k đã cho, các ma trận tiền mã hóa
Vl tối ưu trong điều kiện CSI không hoàn hảo là [111]:
Kl
−1

ˆ H W H Dk ,
αl H
l,l,k
l,k

Vl = (Tl )

(4.23)

k=1

với
Pl

αl =

Kl

Tr
k=1

(4.24)

ˆ l,l,k T−2 H
ˆ H WH
Wl,k H
l
l,l,k
l,k

và
2 Kl
σ
n
H
H
ˆ
ˆ
H
l,i,k Wi,k Wi,k Hl,i,k +
Pl
i=1 k=1
k=1

L

Tl =

L

Ki

Tr

H
Wl,k Wl,k

Ki
H
Tr Wi,k Wi,k
I

I + σh2
i=1 k=1

.
Mệnh đề 2 Với các ma trận tiền mã hóa Vl đã cho, các ma trận hậu mã hóa Wl,k
tối ưu trong điều kiện CSI không hoàn hảo là [111]:
L

Wl,k =

Ki

ˆH
αl Dk VlH H
l,l,k

L

ˆ l,i,k Vl VH H
ˆ H + σn2 I + σ 2
H
l
l,i,k
h
i=1 k=1

−1

Tr

Vi ViH

I

.

i=1

(4.25)
21

Thuật toán 4.2 Thiết kế tiền/hậu mã hóa hệ thống đa tế bào CSI không hoàn
hảo
Đầu vào:
- Số người dùng Kl , số anten của BS, MS: NTl , NRl,k .
Đầu ra:
- Các ma trận tiền, hậu mã hoá Pl , wl
Ràng buộc:
- Tổng công suất phát các anten tại các node BSl nhỏ hơn bằng ràng buộc công
suất Pl theo công thức (4.22).
Các bước của thuật toán:
1:
2:
3:
4:
5:
6:
7:
8:
9:
10:

Bước 1: Khởi tạo
Khởi tạo các ma trận đáp ứng kênh hl .
Khởi tạo Wl,k bằng ma trận đơn vị với l = 1, ..., L, k = 1, ..., Kl .
Bước 2:
Với Wl,k , tính Vl theo (4.23)
Bước 3:
Với Vl tìm được, cập nhật Wl,k theo (4.25)
Bước 4:
- Nếu tiêu chí hội tụ chưa thỏa thì lặp lại Bước 2

- Ngược lại: dừng vòng lặp
(a) Nhân tử Lagrange (b) Ma trận tiền mã hóa (c) Ma trận hậu mã hóa

Tổng = (a)+(b)+(c)
O L2 2Ml Kl3 Nk dk + L2 Ml2 Kl2 dk

Thuật toán 4.2

O Kl2 Nk dk

O L2 2Ml Kl3 Nk dk

+LKl3 Nk2 dk

+L2 Ml2 Kl2 dk

+LMl Kl3 Nk dk

+Ml3 + Ml2 Kl2 Nk2
+Ml Kl2 Nk dk

+LKl4 Nk3 + LMl Kl3 Nk2

+2LMl Kl2 Nk dk + LKl3 Nk2 dk

+LMl Kl3 Nk dk

+Ml3 + Ml2 Kl2 Nk2
+Ml Kl2 Nk dk + Kl2 Nk dk

O 2LMl Nk dk

[49]

O niter 8Ml3

+LKl4 Nk3 + LMl Kl3 Nk2

O 2LMl Kl2 Nk dk

+LNk2 dk
+Ml3 + Ml2 Nk2
+Ml Nk dk

O L2 (2Ml Nk dk + L2 Ml2 dk
O 2LMl2 Nk dk
+LMl2 dk
+Nk3 + Ml Nk2 + Ml Nk dk

+LNk3 + LMl Nk2 + LMl Nk dk
+2LMl Nk dk + LNk2 dk
+Ml3 + Ml2 Nk2 + Ml Nk dk
+Nk dk + niter 8LMl3 Kl
O L2 2Ml Kl3 Nk dk + L2 Ml2 Kl2 dk

[50]

O niter 2(Ml3
+Ml2 Kl Nk )

O 2LMl Kl2 Nk dk

O L2 2Ml Kl3 Nk dk

+LKl3 Nk2 dk
+Ml3 + Ml2 Kl2 Nk2

+L2 Ml2 Kl2 dk
+LKl4 Nk3 + LMl Kl3 Nk2

+Ml Kl2 Nk dk

+LMl Kl3 Nk dk

+LKl4 Nk3 + LMl Kl3 Nk2
+LMl Kl3 Nk dk
+2LMl Kl2 Nk dk + LKl3 Nk2 dk
+4Ml3 /3 + Ml2 Kl2 Nk2
+Ml Kl2 Nk dk + Kl2 Nk dk
+niter 2L(Ml3 Kl + Ml2 Kl2 Nk )
O L2 2Ml Kl3 Nk dk + L2 Ml2 Kl2 dk

[52], [53], [54]

O niter 8Ml3

O 2LMl Kl2 Nk dk
+LKl3 Nk2 dk

O L2 2Ml Kl3 Nk dk

+L2 Ml2 Kl2 dk

+Ml3 + Ml2 Kl2 Nk2

+LKl4 Nk3 + LMl Kl3 Nk2

+Ml Kl2 Nk dk

+LMl Kl3 Nk dk

+LKl4 Nk3 + LMl Kl3 Nk2
+LMl Kl3 Nk dk
+2LMl Kl2 Nk dk + LKl3 Nk2 dk
+Ml3 + Ml2 Kl2 Nk2
+Ml Kl2 Nk dk + Kl2 Nk dk
+niter 8LMl3 Kl )

Bảng 4.1: So sánh độ phức tạp của các thuật toán

22


4.3.3

Phân tích độ phức tạp
Bảng 4.1 trình bày chi tiết độ phức tạp trong việc tính (a) nhân tử Lagrange,
(b) ma trận tiền mã hóa, (c) các ma trận hậu mã hóa và tổng độ phức tạp của các
thuật toán xét cho một vòng lặp bên ngoài. Từ bảng này, ta thấy độ phức tạp của
thuật toán đề xuất bé hơn rất nhiều so với các thuật toán [49], [52], [50], [53] và
[54].

4.3.4

robust

14
L = 3, Kl = 1,
Ml = 6, Nl,k = 6,

nonrobust

12

l = 1, ..,Imperfect
L, k =
Kl
CSI:1,
σ ..,
= 0.04

robust

2
h

10

Robust design (using σh2 in Algorithm 1)
Non-robust design (ignoring σh2 in Algorithm 1)

80

70
60

non50
robust

8
6
4

0

Sum-rate performance (bits/s/Hz)

l = 1, .., L, k = 1, .., Kl

Imperfect CSI:2 σh2 = 0.04

0

90

L = 3, Kl = 1, Ml = 6, Nl,k = 6,

16

Sum-rate performance (bits/s/Hz)

Kết quả mô phỏng và thảo luận

0

5

10

a: [49] (robust design)
b: Algorithm 1 (robust design)
c: [49] (non-robust design)
d: Algorithm 1 (non-robust design)
15

20

25

40
30
L = 3, Kl = 2, Ml = 8, Nl,k = 4, l = 1, .., L, k = 1, .., Kl

30

20

0.02 0.04 0.06 0.08 0.10 0.12 0.14 0.16 0.18 0.20
σ 2h

SNR (dB)

Hình 4.5: Tốc độ tổng của hệ thống đa tế Hình 4.6: Tốc độ tổng của hệ thống đa tế

bào - đơn người dùng
bào - đa người dùng.
Khi xét đến ảnh hưởng của CSI không hoàn hảo, hình 4.5 biểu diễn hiệu năng
[49] (robust
design)của thuật toán đề xuất và [49]. Đường a và b
của thiết kế a:
“robust”
và “non-robust”
(robust
là biểu diện b:
tốcAlgorithm
độ tổng của1thuật
toándesign)
đề xuất và [49] trong thiết kế “robust” (sử
c:
[49]
(non-robust
design)
dụng sai số ước lượng). Đường c và d biểu diễn tốc độ tổng của thuật toán đề xuất
Algorithm
1 (non-robust
design)
và [49] trongd:
thiết
kế “non-robust”
(không sử dụng
sai số ước lượng kênh). Việc thực
phỏng “non-robust” trong phần này đơn giản bằng cách cho σh2 = 0. Như
5 hiện mô 10
15

20
25
30
mong đợi, việc sử dụng thông tin thống kê của CSI không hoàn hảo trong thiết kế
SNR (dB)
có hiệu năng cao hơn là không sử dụng sai số ước lượng kênh.
Trong hệ thống đa tế bào - đa người dùng (L = 3, K1 = K2 = K3 = 2) với
CSI không hoàn hảo, Hình 4.6 biểu diễn tốc độ tổng của thuật toán đề xuất khi: sử
dụng thông tin thống kê của lỗi ước lượng kênh (thiết kế robust) và bỏ qua thông
tin này (thiết kế non-robust bằng cách cho σh2 = 0). Ta thấy rằng, khoảng cách giữa
thiết kế robust và non-robust tăng khi mức lỗi ước lượng σh2 tăng.
4.4

Kết luận

Như vậy, chương này đã đề xuất các giải thuật thiết kế các ma trận tiền/hậu
mã hoá với mục đích giảm thiểu giao thoa từ đường lên đến đường xuống của hệ
thống thông tin vô tuyến đa tế bào - đa người dùng [109], [110]. Ngoài ra, thuật
toán thiết kế tiền/hậu mã hóa với độ phức tạp thấp cho truyền dẫn đa điểm phối
hợp khi CSI không hoàn hảo cũng được đề xuất [111].
23