Điều khiển động cơ không đồng bộ sử dụng nghịch lưu ba pha. Có file mô phỏng matlab simulink.Phương pháp điều khiển động cơ FOC MPC

MỤC LỤC
CHƯƠNG 1 CẤU TRÚC BỘ NGHỊCH LƯU BA PHA BA MỨC CẦU H NỐI TẦNG

2

1.1 Nghịch lưu đa mức nối tầng cầu H
1.2 Cấu trúc bộ nghịch lưu ba pha ba mức cầu H nối tầng

2

CHƯƠNG 2 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN MPC CHO ĐỘNG CƠ
KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA

2.1 Phương pháp điều khiển dự báo

7

7

2.1.1 Tổng quan về phương pháp điều khiển dự báo

7

2.1.2 Cơ sở lý thuyết của phương pháp điều khiển dự báo

8

2.2 Mô hình dự báo của động cơ không đồng bộ ba pha.

12

2.2.1 Mô hình động cơ trên hệ tọa độ stator

12

2.2.2 Hàm mục tiêu

16

2.3 Lưu đồ thuật toán MPC

17

2.4 Cấu trúc phương pháp điều khiển MPC cho động cơ không đồng bộ ba pha. 17
CHƯƠNG 3

THIẾT KẾ MÔ PHỎNG

22

3.1 Nhận dạng tham số động

22

3.3 Kết quả mô phỏng

25

Kết luận

36

Danh mục tài liệu tham khảo

37

1


CHƯƠNG 1
CẤU TRÚC BỘ NGHỊCH LƯU BA PHA BA MỨC CẦU H NỐI TẦNG
1.1

Nghịch lưu đa mức nối tầng cầu H

Nghịch lưu đa mức là bộ biến đổi DC-AC, cấu trúc này có thể tạo ra dạng sóng điện
áp gần như hình sin từ một số nguồn DC đầu vào như: từ pin mặt trời, pin nhiên liệu
tụ điện, chỉnh lưu,…
+

Hình 1.1 minh họa cho cấu trúc nghịch lưu một
pha M mức. Mỗi cầu H có thể tạo ra ba mức điện

S1

S3

S2

S4

S1

S3

S2

S4

C

Vdc

áp là Vdc, 0, -Vdc với Vdc là điện áp một chiều.
Mỗi cầu gồm bốn van bán dẫn điều khiển hoàn

-

toàn.
Điện áp đầu ra của nghịch lưu M-cấp là tổng
của tất cả các giá trị đầu ra của các mạch cầu.

+

Nếu tất cả các nguồn DC có giá trị bằng nhau thì
C

với M mức trên dạng sóng điện áp đầu ra có một

Vdc

mức không là chung khi tất cả các cầu H đều cho

-

đầu ra không, vậy trong nửa chu kỳ sẽ có số mức

là (M-1)/2, chính là số cầu H thành phần. Như vậy số mức chỉ có thể là số lẻ, ví dụ
3 mức (chỉ gồm một cầu H, N=1),
5 mức (2 cầu H, N=2), 7 mức (3 cầu H, N=3), …

+

Cấu trúc nghịch lưu đa mức sẽ có nhưng ưu điểm
vượt trội so cấu trúc nghịch lưu hai mức là điện áp
ra có chất lượng sóng hài tốt hơn, bước nhảy điện
áp dv/dt nhỏ hơn, khóa bán dẫn chịu điện áp thấp

S1

S3

S2

S4

C

Vdc

-

hơn, chuyển mạch ít hơn với cùng tần số điều chế,
tính mô-đun hóa cao do mỗi pha trong sơ đồ
đều là một cầu H như nhau.

Hình 1.1: Cấu trúc nghịch lưu bảy
mức một pha

1.2 Cấu trúc bộ nghịch lưu ba pha ba mức cầu H nối tầng
Mỗi sơ đồ nghịch lưu cầu một pha (chữ H) là một nghịch lưu ba mức (Hình 1.2).
Điện áp ra

vac

gồm ba mức là 0, +/- Vdc.
2


Quy ước trạng thái van dẫn là “1”, van khóa là “0”. Các trạng thái mức điện áp ra
của sơ đồ, ký hiệu là sA (state level) như hình 1.3, có giá trị sau:
+
S1

S3

C

Vdc

Vac

Trong bảng 1 chỉ ra các mức điện điện áp
và các trạng thái tương ứng với các cách
đóng cắt các van bán dẫn của cầu H

S2

S3

Hình 1.2.: Cấu trúc một cầu H

Hình 1.3: Trạng thái đóng cắt của mỗi cầu H

Bảng 1.1: Trạng thái van và mức điện áp ra của nghịch lưu 3 mức cầu H.

Trong bảng 1.1 cũng chỉ ra trạng thái phóng nạp của một chiều C ứng với trạng thái
của van và chiều dòng điện phía xoay chiều. Điều này cần thiết cho thuật toán cân
3


bằng điện áp trên các tụ một chiều sẽ đề cập đến sau đây. Trong bảng cũng cho thấy
state level “0” ứng với hai state switch của các khóa (S1, S2, S3, S4).
Cấu trúc nghịch lưu ba pha ba mức là sự kết hợp của ba cầu H (Hình 3). Trong đó
ba nguồn một chiều Vdc phải cách ly nhau. Đầu ra phía xoay chiều được kết nối với
phụ tải cân bằng Za = Zb = Zc.
Giả thiết rằng ba điện áp một chiều vDC là cân bằng và bằng nhau. Mỗi điện áp ra
vAN, vBN, vCN có thể nhận một trong ba mức: -Vdc, 0, +Vdc. Điện áp trên mỗi
pha tải sẽ bằng:

v A =v AN −vZN

v = v − v
 B BN ZN
v = v − v
 C CN ZN

( 1.1)

+
S1

S3

ia

C

Vdc

Vac

S2

-

S4

Za

+

S1

S3

ib

Vdc

C

Vac

S2

-

Z

Zb

S4

Zc
+

S1

S3

ib

Vdc

C

Vac

N`

-

S2

S4

Hình 1.4: Cấu trúc nghịch lưu ba pha ba mức.

.

4


Trong hệ thống điện áp ba pha cần đảm bảo là

vZN =

vA + vA + vC = 0 , từ (1.1) suy ra

1
v AN +vBN +vCN )
(

3

(1.2)

Trong hệ thống điện ba pha điện áp trên mỗi pha thỏa mãn công thức sau đây:

v ( t )=|v |sin (t )
A
 A
v t =|v |sin t +120o
 B( ) B

o
vC ( t )=|vC |sin t + 240

(
(

)
)

(1.3)

Thiết lập hệ tọa độ phức có trục thực trùng với vector điện áp 𝒗𝐴 , từ đó ta sẽ có:

2
𝒗 = (𝒗𝑨 + 𝑎. 𝒗𝑩 + 𝑎2 . 𝒗𝑪 )
3
trong đó a là số phức :

a=e

j

2
3 ; a2

(1.4)

=e

j

4
3 .

Với vA, vB, vC là hệ thống điện áp ba pha cân bằng, nghĩa là

vA + vA + vC = 0 ,

viết lại vector điện áp v trong (1.4) dưới dạng:

𝒗 = 𝑣𝛼 + 𝑗𝑣𝛽

(1.5)

v =v A

trong đó: 
1

v
=
( vB −vC )
 
3

( 1.4)

Đối với nghịch lưu ba mức có

33 =27 cách phối hợp điện áp giữa các pha, tạo ra 27

vector điện áp ra nghịch lưu. Từ (1.1), (1.2), (1.5) tính toán ra các điện áp ra tương
ứng với các trạng thái đóng cắt của van (bảng 1.2). Bởi vì một số trạng thái sẽ cho
ra các điện áp trên mỗi pha tải giống nhau nên từ 27 vector điện áp ra tổng hợp lại
còn 19 vector trạng thái.
Để giảm ảnh hưởng của độ đập mạch trung tính tải, liên quan đến common mode,
đối với những vector có nhiều trạng thái khóa ta chỉ chọn vector có |VZN| nhỏ nhất,
(đó là những vector được bôi đậm trong bảng 1.2) để áp lên phụ tải trong quá trình
điều chế.

5


Bảng 1.2: Các giá trị điện áp tương ứng với các vecto trạng thái.
V0
V0
V0
V1
V1

V2
V2
V3
V3
V4
V4
V5
V5
V6
V6
V7
V9
V11
V13
V15
V17
V8
V10
V12
V14
V16
V18

Van
0
1
-1
1
0
1

0
-1
0
0
-1
-1
0
1
0
1
1
-1
-1
-1
1
1
0
-1
-1
0
1

Vbn
0
1
-1
0
-1
1
0

0
1
1
0
-1
0
0
-1
-1
1
1
1
-1
-1
0
1
1
0
-1
-1

Vcn
0
1
-1
0
-1
0
-1
-1

0
1
0
0
1
1
0
-1
-1
-1
1
1
1
-1
-1
0
1
1
0

Vzn
0
1
-1
1/3
- 2/3
2/3
- 1/3
- 2/3
1/3

2/3
- 1/3
- 2/3
1/3
2/3
- 1/3
- 1/3
1/3
- 1/3
1/3
- 1/3
1/3
0
0
0
0
0
0

Va
0
0
0
2/3
2/3
1/3
1/3
- 1/3
- 1/3
- 2/3

- 2/3
- 1/3
- 1/3
1/3
1/3
1 1/3
2/3
- 2/3
-1 1/3
- 2/3
2/3
1
0
-1
-1
0
1

Vb
0
0
0
2/3
2/3
1/3
1/3
- 1/3
- 1/3
- 2/3
- 2/3

- 1/3
- 1/3
1/3
1/3
1 1/3
2/3
- 2/3
-1 1/3
- 2/3
2/3
1
0
-1
-1
0
1

Vc
0
0
0
- 1/3
- 1/3
- 2/3
- 2/3
- 1/3
- 1/3
1/3
1/3
2/3

2/3
1/3
1/3
- 2/3
-1 1/3
- 2/3
2/3
1 1/3
2/3
-1
-1
0
1
1
0

Vα
0
0
0
2/3
2/3
1/3
1/3
- 1/3
- 1/3
- 2/3
- 2/3
- 1/3
- 1/3

1/3
1/3
1 1/3
2/3
- 2/3
-1 1/3
- 2/3
2/3
1
0
-1
-1
0
1

Vβ
0.00
0.00
0.00
0.58
0.58
0.58
0.58
0.00
0.00
-0.58
-0.58
-0.58
-0.58
0.00

0.00
1.15
1.15
0.00
-1.15
-1.15
0.00
1.15
0.58
-0.58
-1.15
-0.58
0.58

6


CHƯƠNG 2
PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN MPC CHO ĐỘNG CƠ
KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA

Động cơ không đồng bộ ba pha được sử dụng rất rộng rãi trong công nghiệp từ công
suất nhỏ (vài kW) đến công suất lớn (vài trăm kW ) , có hai loại động cơ: động cơ
không đồng bộ có rotor lồng sóc và động cơ không đồng bộ rotor dây quấn, tuy
nhiên trên thị trường thì động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc chiếm ưu thế
tuyệt đối vì lý do dễ chế tạo, bền bỉ, kích thước nhỏ hơn và đặc biệt khả năng điều
khiển dễ dàng do sự phát triển của kỹ thuật vi xử lý và các thuật toán điều khiển .
Trong đề tài sẽ sử dụng động cơ có rotor lồng sóc.
MPC ( Model Predictive Control ) là mô hình điều khiển dự báo, đã được đề xuất
rộng rãi như một giải pháp đầy hứa hẹn cho việc điều khiển các bộ biến đổi có yêu

cầu cao: khả năng đáp ứng nhanh, kết hợp nhiều vòng điều khiển lồng nhau,… Đặc
biệt là động cơ ba pha.
Tư tưởng của phương pháp MPC trong điều khiển động cơ ba pha:
MPC là phương pháp điều khiển nhưng trực tiếp tạo ra xung điều khiển các van bán
dẫn. Ta sử dụng các điều kiện rằng buộc ( mô hình động cơ, hàm mục tiêu ), dữ liệu
( thông số động cơ, tốc độ rotor, dòng stator đo được được ) để tính toán ra tín hiệu
điều khiển ( trạng thái đóng cắt của van ) ở thời điểm k+1 để tín hiệu ra của động cơ
bám theo tín hiệu mẫu ( tốc độ, momen, dòng điện ).
2.1 Phương pháp điều khiển dự báo
2.1.1 Tổng quan về phương pháp điều khiển dự báo
Sự phát triển liên tục của các linh kiện bán dẫn và khả năng ứng dụng của bộ vi xử
lý hiện đại và công nghệ xử lý tín hiệu, đã cho phép thực hiện các biện pháp điều
khiển tinh vi hơn để đáp ứng nhu cầu ngày càng tăng của quá trình điều khiển. Điều
khiển dự báo (MPC) là một trong những phương pháp đáp ứng được các điều kiện
này. MPC lần đầu tiên được giới thiệu vào năm 1960 và được ứng dụng nhiều trong
công nghiệp vào năm 1970. Hơn 40 năm qua, điều khiển dự báo cho các hệ tuyến
tính đã được áp dụng rộng rãi. Quá trình tính toán của bộ điều khiển dự báo phức
tạp hơn so với các bộ điều khiển khác, tuy nhiên nó nâng cao độ chính xác, ổn định
7


và điều khiển nhanh hơn. Từ những năm 1980, MPC bắt đầu được ứng dụng trong
điện tử công suất, lúc này do hạn chế về kỹ thuật xử lý nên nó chỉ được ứng dụng
cho các hệ thống tần số thấp. Về bản chất điều khiển dự báo gồm nhiều các phương
pháp điều khiển khác nhau có chung một đặc điểm, đó là sử dụng các mô hình toán
học của hệ thống để dự đoán hành vi tương lai. Việc thực hiện được bộ điều khiển
MPC yêu cầu những phức tạp về mặt toán học, đòi hỏi năng lực tính toán của máy
tính phải lớn. Trước đây, vấn đề này gặp nhiều khó khăn, tuy nhiên những năm gần
đây năng lực ngày càng tăng của các máy tính hiện có cũng như sự phát triển không
ngừng của các phương pháp giải số dành riêng cho điều khiển dự báo phi tuyến đã

mang đến khả năng ứng dụng của MPC cho các hệ động học biến đổi nhanh. MPC
kết hợp với bộ vi xử lý DSP, FPGA… Việc áp dụng MPC cho điện tử công suất đã
có có những lợi thế riêng để áp dụng trong thực tế dễ dàng hơn. Một số ưu điểm của
điều khiển dự báo như: Phù hợp với hệ thống MIMO; điều khiển nhiều quá trình
trong cùng một lúc với các hệ thống đơn giản cũng như hệ thống phức tạp; đưa ra
phương pháp điều khiển vượt trước, có khả năng xử lý điều kiện ràng buộc, rất hiệu
quả khi quỹ đạo đặt đã biết trước; dễ dàng thực hiện luật điều khiển tuyến tính cho
bộ điều khiển trong trường hợp không hạn chế đầu vào/ra. Tuy nhiên, điều khiển dự
báo cũng tồn tại một số nhược điểm như: Cần phải thực hiện chính xác mô hình đối
tượng, vấn đề này khó thực hiện với các hệ thống phức tạp; tính toán phức tạp hơn
bộ điều khiển PID và một số bộ điều khiển khác.
2.1.2 Cơ sở lý thuyết của phương pháp điều khiển dự báo
Bộ điều khiển dự báo làm việc dựa trên một mô hình để đoán trước đáp ứng tương
lai của đối tượng và điều khiển được bộ điều khiển dự báo thực hiện tại các thời
điểm rời rạc trong một phạm vi dự báo (prediction horizon) nhất định. Dựa vào đáp
ứng dự báo này, một thuật toán tối ưu hóa được sử dụng để tính toán chuỗi tín hiệu
điều khiển tương lai trong phạm vi điều khiển (control horizon) sao cho sai lệch
giữa đáp ứng dự báo bởi mô hình và tín hiệu chuẩn cho trước là tối thiểu. Phương
pháp điều khiển dự báo là phương pháp tổng quát thiết kế bộ điều khiển trong miền
thời gian có thể áp dụng cho hệ tuyến tính cũng như hệ phi tuyến, tuy nhiên trong
thực tế việc áp dụng chiến lược điều khiển dự báo cho hệ phi tuyến gặp nhiều khó
khăn do phải xây dựng một mô hình toán chính xác để dự báo trạng thái của quá
trình cần điều khiển trong phạm vi dự báo
8


Tại mỗi thời điểm trích mẫu, thuật toán điều khiển dự báo sẽ tối ưu đáp ứng của hệ
bằng cách tính toán ra dãy tín hiệu điều khiển tương lai. Chỉ có thành phần đầu tiên
của dãy tín hiệu điều khiển tối ưu này được đưa tới đối tượng và toàn bộ chu trình
tính toán sẽ được lặp lại tại các thời điểm trích mẫu tiếp theo. Nhờ khả năng xử lý

trực tiếp các điều kiện ràng buộc của trạng thái và tín hiệu vào/ra trong bài toán tối
ưu nên điều khiển dự báo đã được áp dụng thành công trong rất nhiều lĩnh vực trên
thực tế. Thuật toán phương pháp MPC được mô tả như sau.
y

Mp
Mc

Tín hiệu
ra trong
quá khứ

Tín hiệu đặt

Ta

tín hiệu
ra dự
báo
t

u

t

k-1 k k+1

k+Hc

k+Hp

Hình 2.1. Nguyên tắc dịch theo trục thời gian cùng với thời điểm trích mẫu
của khoảng thời gian dự báo
Bộ điều khiển dự báo là bộ điều khiển không liên tục, làm việc theo chu kỳ lặp. Ðộ
lớn của chu kỳ lặp đó đúng bằng chu kỳ trích mẫu tín hiệu Ta của các tín hiệu vào
u(t) và ra y(t) của đối tượng điều khiển. Tại mỗi thời điểm trích mẫu k = 0,1,… của
tín hiệu vào u(t) và tín hiệu ra y(t) ta được các giá trị tương ứng với uk(t) = u(kTa) và
yk = y(kTa), trong số M giá trị tín hiệu điều khiển tìm được ở tương lai, chỉ có phần
tử dự báo đầu tiên là u(k) sẽ được đưa vào đối tượng điều khiển làm giá trị tín hiệu
điều khiển hiện tại. Ở thời điểm trích mẫu tiếp theo là k +1, chu kỳ trên lại được lặp
lại để có u(k+1). Như vậy, khoảng thời gian dự báo M(Mp, Mc) sẽ được trượt dọc
theo trục thời gian cùng với việc trích mẫu tín hiệu. Error! Reference source not
found.2.1 biểu diễn bản chất dịch theo trục thời gian của miền dự báo M. Các đầu
ra dự báo y(t+k) với k = 1…N phụ thuộc vào các giá trị đầu vào và đầu ra quá khứ
tính tới thời điểm t và các tín hiệu điều khiển tương lai u(t+k), k = 0…N-1. Chuỗi
tín hiệu điều khiển tương lai được tính toán từ việc tối ưu một tiêu chuẩn xác định
để giữ cho quá trình bám càng gần quỹ đạo đặt càng tốt. Quá trình này được thực
9


hiện bởi một hàm mục tiêu.
Các bước được lặp đi lặp lại nhiều lần với quá trình luôn cập nhật các dự liệu
mới.Tín hiệu điều khiển u(t) được đưa tới đối tượng trong khi các tín hiệu điều
khiển khác bị bỏ qua, bởi vì tại thời điểm lấy mẫu tiếp theo y(t+1) đã biết và bước 1
được lặp lại với giá trị mới này và toàn bộ cá dữ liệu được cập nhật. Do đó tín hiệu
u(t+1) lại được tính toán sử dụng sách lược lùi xa giới hạn dự báo. Hình (2.2) mô tả
cấu trúc để thực hiện sách lược này.

Hình 2.2. Cấu trúc và nguyên lý làm việc của bộ điều khiển dự báo
Mô hình dự báo: Mô hình dự báo là phần tử cơ bản của MPC, được sử dụng để dự

báo đầu ra của đối tượng ở các thời điểm tương lai y(t+k.t). Mô hình mô tả mối
quan hệ giữa các đầu ra và đầu vào đo được, trong đó các tín hiệu đầu vào có thể là
các biến điều khiển hoặc các nhiễu đo. Trường hợp đối tượng chịu ảnh hưởng của
nhiễu không đo được hoặc sai lệch mô hình, ta có thể xét đến mô hình nhiễu (tức là
tín hiệu nhiễu được mô hình hóa) vì khi đó mô hình đối tượng không phản ánh đầy
đủ động học của quá trình.
Hàm mục tiêu: Ưu điểm chính của phương pháp MPC là khả năng điều khiển các
biến hệ thống với một luật điều khiển duy nhất, bằng cách gộp chúng vào một hàm
mục tiêu duy nhất với các trọng số phù hợp. Ta thấy không có phương pháp phân
tích hoặc tính toán để tìm hoặc điều chỉnh trọng số. Thông thường trọng số được
xác định bằng phương pháp thực nghiệm. Để xác định trọng số người ta phải dựa
vào hàm mục tiêu trong các trường hợp khác nhau. Mục tiêu chính của hàm mục
tiêu là điều khiển biến cụ thể trong hệ thống. Trong thực tế hàm mục tiêu có thể
điều khiển nhiều biến cùng một lúc để đạt được mục tiêu điều khiển dễ dàng hơn,
tăng hiêu suất hoạt động, nâng cao hiệu quả và chất lượng của hệ thống. Với các hệ
thống điện tử công suất biến điều khiển của hàm mục tiêu là các giá trị như: dòng
10


điện, điện áp, momen, tốc độ. Các ràng buộc cũng có thể được thêm vào các hàm
mục tiêu để điều khiển cùng một lúc, do đó việc điều khiển một lúc nhiều biến sẽ
phức tạp và khó khăn. Vì vậy các hàm mục tiêu phải được tập hợp và kết nối với
nhau thông qua trọng số trong việc xây dựng một hàm mục tiêu chung trong chu kỳ
điều khiển cho các biến điều khiển. Hàm mục tiêu của phương pháp MPC có dạng:
gi = x x* − x p + y y* − y p + ... + x z* − z p

(2.1)

Tùy thuộc vào bản chất của các điều kiện khác liên quan đến việc xây dựng các hàm
mục tiêu, các hàm mục tiêu có thể được xếp vào các nhóm khác nhau. Việc phân

loại này là cần thiết để tạo điều kiện cho việc điều chỉnh trọng số trong hàm mục
tiêu. Dựa vào đặc điểm của hệ thống các loại hàm mục tiêu gồm: Hàm mục tiêu
không có trọng số; Hàm mục tiêu có trọng số.
Điều khiển dự báo ra đời cách đây vài thập niên nhưng trong những năm gần đây
phát triển mạnh mẽ và có nhiều thành công trong công nghiệp. Điều khiển dự báo
theo mô hình MPC (Model Predictive Control) đã được đề xuất rộng rãi như một
giải pháp đầy hứa hẹn cho việc điều khiển các BBĐ có yêu cầu: khả năng đáp ứng
nhanh, kết hợp nhiều mạch vòng điều khiển lồng nhau, …

Thuật toán điều khiển dự báo

Mô hình

ref

Tạo tín
hiệu

Hàm mục
tiêu

Tối ưu

Đối tượng

y

Hình 2.3. Sơ đồ khối phương pháp điều khiển MPC
Hình 2.3 là sơ đồ khối tổng quát của phương pháp điều khiển MPC. MPC sử dụng
một mô hình chuyển đổi dự đoán tín hiệu đặt tương lai trong một khoảng thời gian

11


hữu hạn định sẵn. Trên cơ sở mô hình đó, MPC giải quyết vấn đề tối ưu hóa, nơi
các chuỗi trong tương lai thu được bằng một hàm mục tiêu (cost function), hàm
mục tiêu là đại diện cho hành vi mong muốn của hệ thống. Hàm mục tiêu được thực
hiện lặp đi lặp lại sau mỗi chu kì trích mẫu Ts(s). Các BBĐ đều có hữu hạn các
trạng thái đóng cắt van, ta có thể tận dụng điều này để tối ưu hóa MPC nhằm giảm
thiểu số lần dự đoán và quá trình đóng cắt van bán dẫn. Bộ điều khiển MPC có các
ưu nhược điểm sau:
Ưu điểm:
− Khả năng đáp ứng nhanh.
− Việc triển khai và áp dụng không quá phức tạp.
− Có khả năng áp dụng cho nhiều lớp đối tượng, từ những quá trình động đơn
giản đến nhưng quá trình phức tạp, hệ thống có trễ…
− Đối với những hệ đa biến cũng dễ dàng áo dụng
− Có khả năng tự bù thời gian chết.
Nhược điểm:
− Hàm mục tiêu yêu cầu bộ xử lý luôn luôn phải xử lý một khối lượng tính toán
lớn trong một chu kì 𝑇𝑠 nhỏ, nếu bộ xử lý không đủ năng lực để đáp ứng yêu
cầu này thì có thể dẫn đến bộ biến đổi không thể hoạt động được.
− Do không có khâu PWM nên buộc bộ điều khiển phải xuất xung có chiều rộng
cố địng để đóng mở van, điều đó dẫn đến việc suy giảm chất lượng sóng hài
điện áp.
Bộ điều khiển MPC có thể làm tăng số lần đóng cắt van dó đó dẫn tới gia tăng tổn
thất điện năng và xuất hiện nhiều thành phần sóng hài điện áp bậc cao

2.2 Mô hình dự báo của động cơ không đồng bộ ba pha.
2.2.1 Mô hình động cơ trên hệ tọa độ stator
• Phương trình điện áp stator.

𝑑𝝍𝒔𝒔
𝒔
𝒔
𝒖𝒔 = 𝑅𝑠 𝒊𝒔 +
𝑑𝑡

(2.2)

12


𝑅𝑠 : điện trở stator, 𝝍𝒔𝒔 từ thông stator
• Phương trình điện áp rotor
𝟎=

𝑅𝑟 𝒊𝒓𝒓

𝑑𝝍𝒓𝒓
+
𝑑𝑡

(2.3)

𝑅𝑟 : điện trở rotor, 𝝍𝒓𝒓 : từ thông rotor.
• Phương trình từ thông.
{

𝝍𝒔 = 𝐿𝑠 𝒊𝒔 + 𝐿𝑚 𝒊𝒓
𝐿 = 𝐿𝑚 + 𝐿𝜎𝑠
𝑣ớ𝑖 { 𝑠

𝐿𝑟 = 𝐿𝑚 + 𝐿𝜎𝑟
𝝍𝒓 = 𝐿𝑚 𝒊𝒔 + 𝐿𝑟 𝒊𝒓

(2.4)

𝐿𝑚 : hỗ cảm; 𝐿𝑠 ,𝐿𝑟 : điện cảm phía stator, phía rotor.
𝐿𝜎𝑠 ,𝐿𝜎𝑟 : điện cảm tản phía stator, rotor.
Phương trình (2.2) thu được do quan sát trên hệ thống ba cuộn dây stator (cũng là
hệ tọa độ  ). Phương trình (2.3) thu được do quan sát trên hệ thống rotor lồng
sóc. Để dễ dàng trong việc xây dựng mô hình động cơ ta cần phải chuyển các
phương trình về cùng một hệ tọa độ. Áp dụng công thức chuyển hệ sang một hệ tọa
độ bất kỳ k có tốc độ góc là  k :
𝒖𝒔𝒔 = 𝒖𝒌𝒔 𝑒 𝑗𝜗𝑘 ; 𝒊𝒔𝒔 = 𝒊𝒌𝒔 𝑒 𝑗𝜗𝑘 ; 𝝍𝒔𝒔 = 𝝍𝒌𝒔 𝑒 𝑗𝜗𝑘

(2.5 a, b, c)

𝜗𝑘 là góc giữa trục của hệ tọa độ bất kỳ k và trục  , và 𝜗𝑘 thỏa mãn k = dk / dt .
Đạo hàm bậc nhất của (2.5c) thu được

d ss d sk jk
=
e + jk sk e jk .
dt
dt

(2.5d)

Chọn hệ tọa độ có  k =0 cũng chính là hệ tọa độ  .
• Phương trình điện áp stator giữ nguyên dạng ban đầu như (2.2).
• Phương trình điện rotor trên hệ tọa độ rotor.

Rotor quay với tốc độ  so với stator, quan sát từ rotor thì stator chuyển
động tương đối so với rotor với tốc độ -  .Vậy để thu được phương trình
điện áp rotor trên hệ tọa độ  ta phải thay  k = -  .
Ta thay (2.5a,b) và (2.5d) vào (2.3) ta được:
(2.6)

13


0=

𝑅𝑟 𝒊𝒔𝒓

𝑑𝝍𝒔𝒓
+
− 𝑗𝜔𝝍𝒔𝒓
𝑑𝑡

• Do các cuộn dây stator và rotor có cấu tạo đối xứng về mặt cơ học nên tất cả
các giá trị điện cảm là bất biến trên mọi hệ tọa độ.
Các phương trình từ thông trên hệ tọa độ  :
𝝍𝒔𝒔 = 𝐿𝑠 𝒊𝒔𝒔 + 𝐿𝑚 𝒊𝒔𝒓
{ 𝒔
𝝍𝒓 = 𝐿𝑚 𝒊𝒔𝒔 + 𝐿𝑟 𝒊𝒔𝒓

(2.7)

Mô hình toán học động cơ được xây dựng trên hệ tọa độ  như sau:
𝑑𝝍𝒔𝒔
=

+
𝑑𝑡
𝒔
𝑑𝝍
𝒓
0 = 𝑅𝑟 𝒊𝒔𝒓 +
− 𝑗𝜔𝝍𝒔𝒓
𝑑𝑡
𝝍𝒔𝒔 = 𝐿𝑠 𝒊𝒔𝒔 + 𝐿𝑚 𝒊𝒔𝒓
{ 𝝍𝒔𝒓 = 𝐿𝑚 𝒊𝒔𝒔 + 𝐿𝑟 𝒊𝒔𝒓
𝒖𝒔𝒔

𝑅𝑠 𝒊𝒔𝒔

𝒖𝑠,𝑠 𝒊𝑠,𝑠 𝒊,𝑠 𝝍𝑠𝑠 , 𝝍𝑟𝑠 : điện áp phía stator, dòng điện stator,
dòng rotor, từ thông stator, và từ thông rotor.
𝑅𝑠 , 𝑅𝑟 : điện trở stator, rotor.

(2.8)

𝐿𝑠 , 𝐿𝑟 , 𝐿𝑚 : điện cảm stator, rotor và hỗ cảm.
Ꞷ : tốc độ góc rotor

Từ mô hình (2.8) sau vài phép biến đổi ta sẽ thu được hệ phương trình (2.9) quan
trọng trong việc thiết kế mô hình dự báo điều khiển động cơ .
𝑑𝒊𝒔𝒔 𝐿𝑚 𝑑𝝍𝒔𝒓
+
𝑑𝑡
𝐿𝑟 𝑑𝑡
𝐿

1
𝑑𝝍𝒔𝒓
𝒔 𝑚
𝒔
𝟎 = −𝒊𝒔
+ 𝝍𝒓 ( − 𝑗𝜔) +
{
𝑇𝑟
𝑇𝑟
𝑑𝑡
𝒖𝒔𝒔 = 𝑅𝑠 𝒊𝒔𝒔 + 𝜎𝐿𝑠

(2.9)

Trong đó:
σ = 1 - 𝐿2𝑚 /(𝐿𝑠 𝐿𝑟 )
𝑇𝑟 = 𝐿𝑟 /𝑅𝑟 ; 𝑇𝑠 = 𝐿𝑠 /𝑅𝑠

Định nghĩa thêm hai đại lượng mới:

 r/ =  r / Lm ; r/ =  r  / Lm .

(2.10)

Thay các đại lượng mới ở (2.10)và viết hệ phương trình (2.9) về dưới dạng thành
phần các vector thu được hệ phương trình (2.11) như sau:

14

 dis
 1 1− 
1− / 1−
1
= −
+
 r +
 r/ +
us

 is +
dt

T

T

T


L
s
r
r
s



 di



 s = −  1 + 1 −   is − 1 −   r/ + 1 −   r/ + 1 us
 dt

 Tr
 Ls
  Ts  Tr 
 /
1 /
 d r 1
.
=
i
−
 r −  r/
s
 dt
Tr
Tr

 d r/ 1
1
= is +  r/ −  r/

Tr
Tr
 dt

(2.11)

Bổ sung thêm phương trình momen của động cơ:

3 L2m
mM =
pc ( r/ is − r/ is ) .
2 Lr

(2.12)

Tiến hành rời rạc hóa hệ phương trình (2.11) bằng cách lấy xấy xỉ tín hiệu:
𝑑𝑥
𝑑𝑡

≈

𝑥(𝑘+1)−𝑥(𝑘)
𝑇

.

với T là tần số trích mẫu
𝑥 (𝑘 ) là tín hiệu ở thời điểm hiện tại
𝑥 (𝑘 + 1) là tín hiệu được dự báo trong chu kì làm việc tiếp theo.
Rời rạc hóa hai phương trình đầu của (2.11):
 is ( k + 1) − is ( k )
 1 1− 
1− /
1−
1
= −

+
 r ( k ) +
 r/ ( k ) +
u (k )

 is ( k ) +
T
 Tr

 Ls s

  Ts  Tr 

 is ( k + 1) − is ( k ) = −  1 + 1 −   i k − 1 −   / k + 1 −   / k + 1 u k
( )
( )

 s ( )
r ( )

T

 Tr r 
 Ls s
  Ts  Tr 


(2.13)

Từ (2.13) thu được tín hiệu dự báo dòng điện ở chu kỳ làm việc k+1:



T
1− 
1− /
1−
1
−T
 r ( k ) + T
 r/ ( k ) + T
u s ( k )
is ( k + 1) = 1 −
 is ( k ) + T
(2.14)

T

T

T


L
s
r 
r
s


.


i k + 1 = 1 − T − T 1 −   i k − T 1 −   / k + T 1 −   / k + T 1 u k
) 
( )
( )
 ( )
r ( )
 s (
 Tr  s

 Tr r 
 Ls s
  Ts


15


Tương tự ta cũng sẽ có được phương trình dự báo dòng điện tại thời điểm k+2:


T
1− 
1− /
1−
1
−T
 r ( k + 1) + T
 r/ ( k + 1) + T
us ( k + 1)

is ( k + 2 ) = 1 −
 is ( k + 1) + T

T

T

T


Ls
s
r 
r


.(2.15)

i k + 2 = 1 − T − T 1 −   i k + 1 − T 1 −   / k + 1 + T 1 −   / k + 1 + T 1 u k + 1
) 
)
)
( )
( )
 (
r (
 s (
 Tr  s

 Tr r 

 Ls s
  Ts


Tiếp tục rời rạc hóa hai phương trình từ thông rotor của hệ phương trình (2.11) thu
được mô hình dự báo thừ thông rotor.
 T
T
is ( k ) + 1 −
Tr
 Tr

 /
/
 r ( k ) − T r  ( k )

.

T
1 /
/
/
 r  ( k + 1) = is ( k ) + T r ( k ) + 1 −  r  ( k )
Tr
 Tr 

 r/ ( k + 1) =

(2.16)

2.2.2 Hàm mục tiêu
Bộ điều khiển MPC sẽ dự báo tọa độ vector điện áp ở thời điểm (k+1) trong mỗi
khoảng thời gian trích mẫu Ts. Việc dự báo này được đánh giá bằng cách sử dụng
hàm mục tiêu:
𝑮 = ||𝒊𝒔∗ (𝑘 ) − 𝒊𝒔 (𝑘 + 2)||22 + ||𝒊∗𝒔 (𝑘 ) − 𝒊𝒔 (𝑘 + 1)||22

(2.17)

Trong đó: 𝒊∗𝒔 (𝑘 ) là vector dòng stator mong muốn, 𝒊𝒔 (𝑘 + 2) ,𝒊𝒔 (𝑘 + 1) là vector
dòng điện dự báo tại k+2, k+1
Tính toán lựa chọn vector 𝒖𝒔𝒔 (𝑘 ) sao cho G càng nhỏ càng tốt, từ 𝒖𝒔𝒔 (𝑘 ) tìm ra các
trạng đóng cắt van bán dẫn tương ứng.
Chuyển (2.10) về dưới dạng thành phần của các vector:
2

2

2

2

∗
∗
∗
∗
𝑮 = (𝑖𝑠𝛼
− 𝑖𝑠𝛼 (𝑘 + 2)) + (𝑖𝑠𝛽
− 𝑖𝑠𝛽 (𝑘 + 2)) + (𝑖𝑠𝛼
− 𝑖𝑠𝛼 (𝑘 + 1)) + (𝑖𝑠𝛽
− 𝑖𝑠𝛽 (𝑘 + 1))

(2.18)

16


2.3 Lưu đồ thuật toán MPC

Tốc độ rotor, dòng
stator

For i=1:19

Dự báo từ thông rotor tại thời điểm k+1
Dự báo dòn stator tại thời điểm k+1, k+2

NO

Gmin > Gi

Tính toán hàm mục tiêu G

us=usi

YES

NO
i>19

YES

Xuất xung đóng cắt van tương ứng với

us

Hình 2.4 Lưu đồ thuật toán MPC
Hình 2.4 thể hiện quá trình tính toán để đưa ra chùm xung đóng cắt van bán dẫn của
bộ nghịch lưu trong một chu kỳ. Cùng với tín hiệu đặt, tốc độ quay rotor và dòng
stator là tín các tín hiệu đầu vào của bộ MPC. Trong mỗi chu kỳ làm việc thuật toán
sẽ lần lượt quét qua 19 vector trạng thái để tìm ra trạng thái làm cho hàm mục tiêu
đạt được giá trị tối ưu (là giá trị nhỏ nhất). Từ trạng thái đó sẽ tìm ra xung đóng cắt
van tương ứng.
2.4 Cấu trúc phương pháp điều khiển MPC cho động cơ không đồng bộ ba pha.
Cấu trúc của phương pháp điều khiển dự báo cho động cơ không đồng bộ ba pha
được thể hiện Hình 2.5. Với biến cần điều khiển là tốc độ rotor

 và từ thông

rotor 𝜓𝑟𝑑

17


Vdc

Vdc

Vdc

IM

SA,SB,SC

∗
+

BỘ ĐIỀU KHIỂN TỐC
ĐỘ

∗
𝜓𝑟𝑑

+

-

BỘ ĐIỀU CHỈNH TỪ
THÔNG

𝑖𝑠∗

dq

𝒊∗𝒔 𝑘

E

∗
𝑖𝑠𝑑

is

MPC
`

𝝍𝒓

𝒔
𝜓𝑟𝑑

𝒊𝑠𝛼
MÔ HÌNH TỪ THÔNG

𝒊𝑠𝛽

Hình 2.5 Sơ đồ cấu trúc điều khiển MPC cho động cơ không động bộ ba pha
❖

Mạch vòng điều chỉnh tốc độ

Hình 2.6 Cấu trúc mạch vòng điều chỉnh tốc độ.

Tại một điểm làm việc ổn định của động cơ thì dòng

isq

là dòng tạo momen quay,

vì thế ta dùng trực tiếp đại lượng đầu ra của khâu điều chỉnh tốc độ quay làm giá trị
đặt 𝑖𝑠∗ cho dòng tạo momen và khâu điều chỉnh tốc độ quay có đặc tính PI.

18


❖ Mạch vòng điều chỉnh từ thông.
Trong dải tốc độ định mức, để cho điểm làm việc động cơ luôn luôn nằm tại điểm
cực đại của đường đăc tính momen - tần số trượt, tức là động cơ luôn làm việc ở lân
cận điểm momen cực đại. Vì thế 

rd

phải nhận một giá trị hằng bằng với giá danh

định của động cơ. Trong giai đoạn xác lập thì 
∗
𝑖𝑠𝑑
= isdN

rd

= Lmisd

, vì vậy ta sẽ trực tiếp

/∗

= 𝜓𝑟𝑑

isdN là dòng kích từ định mức .
Cấu trúc mạch vòng điều chỉnh từ thông rotor có dạng như hình 2.7

/

/∗

𝜓𝑟𝑑

+

-

BỘ ĐIỀU CHỈNH
TỪ THÔNG

∗
𝑖𝑠𝑑
𝑘

−𝑘

𝑖𝑠𝑑 𝑘

𝜓𝑟𝑑 𝑘 + 1

𝑇
𝑇𝑟

+

/

𝜓𝑟𝑑 𝑘

−1

-

1−

𝑇
𝑇𝑟

Hình 2.7 Mạch vòng điều chỉnh từ thông.
Mô hình gián đoạn của đối tượng điều chỉnh từ thông:
  T
 z − 1 −
  Tr

 /
T *
  rd ( z ) = isd ( z ) .
Tr


(2.19)

Với đối tượng là một khâu trễ bậc nhất bậc nhât và đồng thời khâu điều chỉnh dòng
là đủ nhanh để bỏ qua thời gian trễ đáp ứng ta sẽ sử bộ điều chỉnh là PI có công
thức tổng quát như sau:
R(z) = V

1 − Dz −1
.
1 − z1

(2.20)

Tham khảo theo tài liệu [1] thông số của bộ điều khiển xác định theo tiêu chuẩn tối
ưu modul.

19


Hệ số khuếch đại V:
V=

1
T
−

Tr
3 1 − e








(2.21)

.

Thành phần tích phân D:

De

−

T
Tr

(2.22)

.

T là chu kỳ điều chỉnh của khâu điều chỉnh từ thông và phải lớn hơn 10 lần chu kỳ
của khâu điều chỉnh dòng.
Tr là hằng số thời gian rotor
Trong dải tốc độ trên định mức, để đảm bảo công suất không đổi ta phải giảm kích
từ cho động cơ tức là giảm giá trị đặt của từ thông rotor
❖

Xác định góc 

s

𝑗
Trục từ thông rotor

d
𝑖𝑠𝛽

𝑗

𝒊𝒔

𝜔𝑠

𝜔

𝑖𝑠𝑑

𝜗𝑠
𝑖𝑠

𝜗
𝑖𝑠𝛼

Hình 2.8 Biểu diễn vector không gian trên hệ tọa độ từ thông rotor

20


𝒔

là góc giữa trục d của từ thông rotor (hệ tọa độ dq) với trục 𝜶 của hệ tọa độ

stator.

𝒔

được dùng trong việc hệ tọa độ dq sang  (ngược lại). thông công thức

sau, đối với dòng stator:
𝒇

𝒊𝒔𝒔 = 𝒊𝒔 𝑒 𝑗𝜗𝑠 trong đó 𝒊𝒔𝒔 là vector dòng stator trên hệ  .

(2.23)

𝒇

𝒊𝒔 là vector dòng stator trên hệ dq
Vì thế việc xác định

𝒔

là rất quan trọng. Và được tính toán như sau.

Tương tự như mục 2.2 ta cũng sẽ xây dựng hệ tọa độ mới là hệ tọa độ mới có
 = s hay chính là hệ tọa độ có trục thực trùng với trục từ thông rotor ( còn gọi là

dq).
Mô hình động cơ trên hệ tọa độ từ thông rotor hay còn gọi là hệ tọa độ dq.

(2.24)

Biến đổi hệ phương trình (2.24) có được (2.25)
𝑑𝜓𝑟𝑑 𝐿𝑚

1
=
𝑖𝑠𝑑 − 𝜓𝑟𝑑 + (𝜔𝑠 − 𝜔)𝜓𝑟
𝑑𝑡
𝑇𝑟
𝑇𝑟
𝑑𝜓𝑟
𝐿𝑚
1
=
𝑖𝑠 − (𝜔𝑠 − 𝜔)𝜓𝑟𝑑 − 𝜓𝑟
𝑑𝑡
𝑇𝑟
𝑇𝑟

(2.25)

Vector từ thông rotor 𝝍𝒇𝒓 trùng với trục d, nên thành phần 𝜓𝑟 =0.
Từ (2.25) tính được:
𝑑𝜓𝑟𝑑 𝐿𝑚
1
=
𝑖𝑠𝑑 − 𝜓𝑟𝑑
𝑑𝑡
𝑇𝑟
𝑇𝑟
𝐿𝑚 𝑖𝑠
𝜔𝑠 =
+𝜔
𝑇𝑟 𝜓𝑟𝑑

với 𝜔𝑠 =

𝑑𝜗𝑠
𝑑𝑡

𝑁ê𝑛 ∶ 𝜗𝑠 = 𝜗0 + ∫ 𝜔𝑠 𝑑𝑡

(2.26)

21


CHƯƠNG 3
THIẾT KẾ MÔ PHỎNG
3.1 Nhận dạng tham số động
Thông số trên nhãn động cơ được cho dưới bảng 3.1
Bảng 3.1 Thông số trên nhãn động cơ
Tên động cơ

Động cơ ba pha 1LA7096-2AA60-Z

Hãng sản xuất

SIEMENS

Tiêu chuẩn bảo vệ

IP55

Tần số - fn

50hz

60Hz

2.2kW

2.55kW

Điện áp dây U N

400V/690V D/Y

460V D

Dòng điện I N

4.7A/2.7A D/Y

4.6A

Tốc độ nN

2880 vòng/phút

3480 vòng/phút

0.85

0.86

79.70%

81.50%

Công suất PN

cosϕ
Hiệu suất

Các công thức tính toán tham số động cơ được tham khảo tài liệu [1]
Ta tính toán tham số động cơ trong trường hợp động chạy điện áp có tần số 50Hz và
stator được nối hình Y
•

Momen định mức: mN = 7.3Nm

•

Tính dòng kích từ định mức

Dòng I sdN được tính theo công thức:

I sdN .
I sdN  2 I N 1 − cos 

/
= isdN = 1.48
Tính được I sdN = 1.48 A . Suy ra  rdN

•

Tính hằng số thời gian rotor Tr : Tr 

I sqN

rN I sdN

2
I
2 I N2 − I sdN
sqN 

với 
pc nN 

rN = 2  f n −

60 



Hằng số thời gian rotor là Tr = 0.188
22


•


I

Tính kháng phức tiêu tán toàn phần X  =  sin  − cos  sdN
I sqN


 UN

 3.I N

Kháng phức tiêu tán toàn phần X  = 25.1
•

Xh 

Tính điện kháng phức X h

2U N
− X
3I sdN

Điện kháng phức X h = 355.57
•

Tính toán điện trở rotor, điện trở stator

Chấp nhận gần đúng
Rs  Rr 

rN I sdN
Xh
2 f N I sqN

Tính được Rs  Rr  6
•

Tính toán điện cảm rotor, điệm cảm stator, hệ số tiêu tán tổng  .

Điện cảm rotor : Lr = Tr Rr = 1.128H
Hệ số tiêu tán tổng :  =
Điện cảm stator: Ls =

Xh

s

X
25.1
=
= 0.07
X h 355.57
= 1.132 H

Hằng số thời gian stator: Ts =
•

Ls
= 0.188
Rs

Tính hỗ cảm Lm

Hỗ cảm Lm được tính thông qua công thức sau: L2m = Ls Lr (1 −  )
Tính được Lm = 1.09 H . Suy ra  rdN = isdN .Lm = 1.61Wb
Điện cảm tản phía stator: L s = 0.042 H
Điện cảm tản phía rotor : L r = 0.038 H
3.2 Tính toán điện áp một chiều Vdc.
Động cơ được đấu nối hình sao làm việc ở điểm định mức với momen tải là 7.3Nm
và tốc độ 300 rad/s.
Chính vì thế cần tính toán giá trị tối thiểu cảu điện áp phía một chiều để động cơ
có thể làm việc ở điểm định mức. Như trong bảng 1.2 chỉ ra rằng điện áp trên mỗi
23


pha đầu ra của bộ nghịch lưu có giá trị tối đa là

4
Vdc . Để động cơ làm việc ở điểm
3

định mức đối với động cơ nối sao thì điện áp trên pha của động cơ phải có giá trị là
U N 690
=
 400V
3
3
2
Vdc
3

Điện áp yêu cầu trên mỗi pha được
được giới hạn bởi đường tròn nội

tiếp lục giác Hình 3.1

4
Vdc
3

Vì vậy điện áp một chiều Vdc tối thiểu.
Vdc =

2U N 3
= 488V
3 2

Chọn Vdc=600V
Hình 3.1: Giới hạn điện áp đặt vào động cơ
Tổng hợp các thông số mô phỏng được cho ở Bảng 3.2.
Bảng 3.2 Thông số mô phỏng
Thông số

Ký hiệu

Giá trị

Công suất định mức
Điện áp một chiều
Momen định mức
Dòng định mức
Điện áp định mức
Số đôi cực
Điện trở stator

Điện trở rotor
Hỗ cảm
Điện cảm Stator
Điện cảm Rotor
Tốc độ định mức
Momen quán tính

𝑃𝑑𝑚
Vdc
𝑀𝑑𝑚
𝐼𝑑𝑚
𝑈𝑑𝑚

2,2 kW
600V
7,3 N.m
2,7A
690 V
1
6
6
1.09H
1.132H
1.128H
2880 rpm
0.0018 kg.m2

𝑝

𝑅𝑠

𝑅𝑟
𝐿𝑚
𝐿𝑠
𝐿𝑟
𝑛𝑑𝑚
𝐽
Tham số bộ điều khiển

Bộ điều khiển tốc độ
Bộ điều khiển từ thông

Kp
Ki
Kp
Ki

1
80
8
40

24


3.3 Kết quả mô phỏng
❖ Phương án mô phỏng 1. Đảo chiều động cơ với tải định mức, tốc độ định
mức, chu kì trích mẫu T=20kHz
Bảng 3.3 Kịch bản mô phỏng1
t (s)
Momen tải (Nm)

Tốc độ đặt (Rad/s)
Từ thông  rd*/

0
0
0

0.4

0.6
7.3
300

0

1.2
-300

1.48

Tại t=0s, khởi động động cơ hay bắt đầu tạo dòng từ hóa
Tại t=0.4s, sau khi quá trình từ hóa kết thúc đặt momen tải mt = mdm = 7.3Nm
Tại t=0.6s, tăng dần tốc độ lên  = dm = 300rad / s
Tại t=1s, đảo chiều động cơ  = −300rad / s .
Kêt quả mô phỏng ở các hình 3.2-3.11

[rad/s]

[Nm]

[s]

Hình 3.2. Đồ thị tốc độ rotor (rad/s) và momen (Nm).
Hình 3.2 là đồ thị tốc độ và momen của toàn bộ quá trình mô phỏng. Sau khi khởi
động tại t= 0.2s đặt vào động cơ tải có momen là m=7.3Nm. Quá trình quá độ của
momen được thể hiện ở hình 3.3.
Đánh giá chất lượng momen động cơ:
Độ quá điều chỉnh overshoot: h = 8 – 7.3=0.7Nm=9.6% mt .
25