Luận án tiến sĩ Kỹ thuật: Giảm can nhiễu trong hệ thống MIMO - OFDM

HỌC VHỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG
Ệ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG

NGUNGUYỄN KIM QUANG
IM QUANG

GIẢM CAN NHIỄU TRONG HỆ THỐNG
MIMO - OFDM

Chuyên ngành: Kỹ thuật Viễn thông
Mã số: 9.52.02.08

LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC
PGS.TS TRẦN HỒNG QUÂN
.TS TRẦN HỒNG QUÂN

HÀ NỘI – 2018


LỜI CẢM ƠN
Trong quá trình thực hiện luận án, Nghiên cứu sinh đã được Thầy hướng dẫn khoa
học là PGS.TS Trần Hồng Quân định hướng nghiên cứu và tận tình chỉ bảo. Nghiên
cứu sinh xin được bày tỏ lòng cảm ơn sâu sắc tới Thầy về những chỉ bảo và định
hướng đó.
Nghiên cứu sinh cũng xin được gửi lời cảm ơn chân thành tới Lãnh đạo Học viện
Công nghệ Bưu chính Viễn thông, Khoa Quốc tế và Đào tạo Sau Đại học của Học
viện, các đồng nghiệp tại Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông đã hỗ trợ,
động viên tôi trong quá trình nghiên cứu.
Cuối cùng, tôi xin bày tỏ lòng biết ơn tới gia đình, nơi luôn là nguồn động lực và là

chỗ dựa tinh thần vững chắc để tôi hoàn thành được luận án này.

Nghiên cứu sinh

Nguyễn Kim Quang
viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông, được sự giúp đỡ định hướng khoa học của
PGS. TS Trần Hồng Quân, Nghiên cứu sinh đã hoàn thành luận án này. Nghiên cứu
sinh xin được bày tỏ lòng biết ơn sâu sắc về những chỉ bảo và định hướng đó. Nhân
dịp này, nghiên cứu sinh cũng cảm ơn chân thành đối với lãnh đạo Học viện Công
nghệ Bưu chính Viễn thông, Khoa Quốc tế và Đào tạo Sau Đại học của Học viện.
Nghiên cứu sinh xin trân trọng cảm ơn các đồng nghiệp tại Học viện Công nghệ
Bưu chính viễn thông đã giúp đỡ, động viên tôi trong quá trình nghiên cứu.
Cuối cùng tôi xin bày tỏ lòng biết ơn gia đình đã động viên, khích lệ tôi trong quá
trình nghiên cứu.

Nghiên cứu sinh


Nguyễn Kim Quang

LỜI CAM ĐOAN

Nghiên cứu sinh xin cam đoan, đây là công trình nghiên cứu do chính Nghiên cứu
sinh thực hiện. Các số liệu, kết quả trong luận án là hoàn toàn trung thực chưa từng
được công bố trong bất cứ công trình nào của bất cứ tác giả nào khác.

Người cam đoan

Nguyễn Kim Quang

Nguyễn Kim Quang


MỤC LỤC
DANH MỤC CÁC CHỮ VIẾT TẮT........................................................................ iv
DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU................................................................................... vii
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ..................................................................................viii
DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU ............................................................................... x
MỞ ĐẦU ..................................................................................................................... xi
CHƯƠNG 1

HỆ THỐNG MIMO – OFDM VÀ ICI TRONG MIMO-OFDM 1

1. 1

GIỚI THIỆU CHƯƠNG........................................................................................... 1

1. 2

MÔ HÌNH HỆ THỐNG MIMO – OFDM ............................................................. 1

1. 3

1. 4

1. 5

1.2.1

Mô hình nguyên lý hoạt động của hệ thống MIMO-OFDM ................. 1

1.2.2

Mô hình dữ liệu của hệ thống MIMO-OFDM ...................................... 2

ICI TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM ........................................................... 10
1.3.1

ICI do dịch tần số sóng mang giữa bên phát và bên thu ..................... 10

1.3.2

ICI do trải Doppler. ............................................................................. 15

1.3.3

ICI do tính phi tuyến của hệ thống MIMO-OFDM. ............................ 18

NHỮNG PHƯƠNG PHÁP GIẢM ICI CHỦ YẾU HIỆN NAY ....................... 23
1.4.1

Tự giảm ICI ......................................................................................... 24

1.4.2

Phát lặp các ký tự kết hợp ước lượng hợp lý cực đại .......................... 27

1.4.3

Giảm ICI bằng nắn dạng xung ............................................................ 29

1.4.4

Giảm ICI bằng phương pháp PIC-DSC............................................... 31

1.4.5

Giảm ICI bằng bộ cân bằng kênh ........................................................ 32

1.4.6

Nhận xét tổng quan về các giải pháp giảm ICI hiện nay..................... 34

KẾT LUẬN CHƯƠNG .......................................................................................... 35

CHƯƠNG 2 GIẢM ICI BẰNG CÂN BẰNG MÙ MIỀN TẦN SỐ DỰA
TRÊN PHÂN TÍCH THÀNH PHẦN ĐỘC LẬP ................................................... 36
2. 1

GIỚI THIỆU CHƯƠNG......................................................................................... 36

2. 2

MỐI QUAN HỆ GIỮA BÀI TOÁN GIẢM ICI VÀ BÀI TOÁN PHÂN TÍCH
THÀNH PHẦN ĐỘC LẬP .................................................................................... 36
2.2.1

Xem xét mô hình ICI tuyến tính như một bộ trộn tuyến tính.............. 36
i

2.2.2
2. 3

2. 4

2. 5

Các kỹ thuật tách trộn mù.................................................................... 40

NGUYÊN LÝ GIẢI PHÁP GIẢM ICI DỰA TRÊN ICA ................................. 47
2.3.1

Giảm ICI bằng phương pháp lặp ......................................................... 47

2.3.2

Giảm ICI bằng phương pháp lặp dựa trên ICA ................................... 50

XÂY DỰNG MÔ HÌNH MÁY THU MIMO-OFDM DỰA TRÊN ICA ........ 51
2.4.1

Máy thu MIMO dựa trên ICA ............................................................. 52

2.4.2

Mô hình máy thu MIMO-OFDM có cân bằng ICA ............................ 57

2.4.3

Mô hình máy thu MIMO-OFDM có cân bằng ICA-MMSE ............... 61

XÂY DỰNG THUẬT TOÁN CHO BỘ CÂN BẰNG ICA .............................. 66
2.5.1

Xây dựng hàm mục tiêu ...................................................................... 67

2.5.2

Xây dựng hàm kích hoạt...................................................................... 72

2.5.3

Xây dựng thuật toán học ..................................................................... 74

2. 6

GIẢM ICI BẰNG MÁY THU DỰA TRÊN CÂN BẰNG ICA-MMSE ......... 76

2. 7

MÔ PHỎNG GIẢI PHÁP GIẢM ICI BẰNG CÂN BẰNG MIỀN TẦN SỐ
DỰA TRÊN ICA ..................................................................................................... 79

2. 8

KẾT LUẬN CHƯƠNG .......................................................................................... 86

CHƯƠNG 3 GIẢM ICI BẰNG CÂN BẰNG MIỀN THỜI GIAN KẾT HỢP
VỚI NỘI SUY KÊNH VÀ BÁM KÊNH ................................................................. 88

3. 1

GIỚI THIỆU CHƯƠNG......................................................................................... 88

3. 2

GIẢM ICI BẰNG LỌC TUYẾN TÍNH TỐI ƯU ............................................... 88
3.2.1

Giảm ICI bằng lọc tuyến tính tối ưu trong hệ thống SISO – OFDM .. 88

3.2.2

Giảm ICI bằng lọc tuyến tính tối ưu trong hệ thống MIMO – OFDM91

3.2.3 Những yếu tố ảnh hưởng đến hiệu quả của giải pháp lọc tối ưu và đề
xuất phương án cải tiến .................................................................................... 93
3. 3

ĐỀ XUẤT GIẢI PHÁP CẢI TIẾN LỌC TỐI ƯU VỚI NỘI SUY KÊNH
BẰNG MẠNG NƠRON RBF. .............................................................................. 95
3.3.1

Bài toán nội suy với cách tiếp cận hàm cơ sở bán kính ...................... 95

3.3.2

Mạng nơron RBF ................................................................................. 97

3.3.3

Bổ sung tham số đảm bảo hoạt động của mạng nơron RBF nội suy .. 99
ii


3.3.4 Giảm ICI bằng lọc tối ưu kết hợp với ước lượng và nội suy kênh bằng
mạng RBF. ..................................................................................................... 102
3. 4

ĐỀ XUẤT GIẢI PHÁP CẢI TIẾN LỌC TỐI ƯU VỚI BÁM KÊNH BẰNG
LỌC THÍCH NGHI NHÂN ................................................................................. 107
3.4.1

Cải thiện lọc tối ưu bằng bám kênh ................................................... 107

3.4.2

Phương pháp kernel và mô hình không gian trạng thái phi tuyến ... 110

3.4.3

Thuật toán bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel ............................... 113

3.4.4 Đề xuất thuật toán bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel mở rộng cho
mô hình bám kênh .......................................................................................... 117
3.4.5 Giảm ICI bằng lọc tối ưu kết hợp với ước lượng và bám kênh bằng
KRLS mở rộng ..............................................................................................126
3. 5

KẾT LUẬN CHƯƠNG ........................................................................................ 128

KẾT LUẬN VÀ ĐỊNH HƯỚNG NGHIÊN CỨU TIẾP THEO ......................... 129
CÁC CÔNG TRÌNH ĐÃ CÔNG BỐ CỦA TÁC GIẢ......................................... 131
TÀI LIỆU THAM KHẢO ...................................................................................... 132

iii


DANH MỤC CÁC CHỮ VIẾT TẮT
Chữ viết tắt

Nghĩa tiếng Việt

Tiếng Anh

ADC

Analog -Digital Converter

Bộ chuyển đổi tương tự sang số

ARMA

Autoregressive Moving Average

Trung bình trượt tự hồi quy

AWGN

Additive White Gaussian Noise

Nhiễu Gauss trắng cộng

BER

Bit Error Rate

Tỷ lệ lỗi bit

BPSK

Binary Phase Shift Keying

Điều chế pha nhị phân

BSS

Blind Source Seperation

Tách nguồn mù

CFO

Carrier Frequency Offset

Dịch tần số sóng mang

CIR

Channel Impulse Response

Đáp ứng xung kênh

CSI

Channel State Information

Thông tin trạng thái kênh

CP

Cyclic Prefix

Tiền tố chu kỳ

DAC

Digital-Analog Converter

Bộ chuyển đổi số sang tương tự

DFE

Decision Feedback Equalizer

Cân bằng phản hồi quyết định

DFT

Discrete Fourier Transform

Biến đổi Fourier rời rạc

DVB-T

Digital Video Broadcasting —
Terrestrial

Chuẩn công nghệ truyền hình kỹ
thuật số mặt đất

EVD

Eigenvalue Decomposition

Phân rã trị riêng

EX-KRLS

Extended Kernel Recursive
Least Squares

Bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel
mở rộng

FFT

Fast Fourier Transform

Biến đổi Fourier nhanh

FIR

Finite Impulse Response

Đáp ứng xung hữu hạn

HPA

High Power Amplifier

Bộ khuếch đại công suất cao

ICA

Independent Component
Analysis

Phân tích thành phần độc lập

ICI

Inter Carrier Interference

Can nhiễu giữa các sóng mang

IFFT

Inverse Fast Fourier Transform

Biến đổi ngược Fourier nhanh

iv


ISI

Inter Symbol Interference

Can nhiễu giữa các kí hiệu

KRLS

Kernel Recursive Least Squares

Bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel

LMS

Least Mean Square

Trung bình bình phương nhỏ nhất

MAP

Maximum A posteriori
Probability

Xác suất hậu nghiệm cực đại

MIMO

Multiple input – Multiple output

Nhiều đầu vào – nhiều đầu ra

MLE

Maximum Likehood Estimation

Ước lượng hợp lý cực đại

MMSE

Minimum Mean Square Error

Sai số bình phương trung bình nhỏ
nhất

MSE

Mean Squared Error

Sai số bình phương trung bình

OFDM

Orthogonal Frequency Division
Multiplexing

Ghép kênh phân chia theo tần số trực
giao

PA

Power Amplifier

Bộ khuếch đại công suất

PAPR

Peak to Average Power Ratio

Tỷ số công suất đỉnh trên công suất
trung bình

PCA

Principle Component Analysis

Phân tích thành phần chính

PIC

Parallel Interference
Cancellation

Giảm can nhiễu song song

QAM

Quadrature Amplitude
Modulation

Điều chế biên độ cầu phương

QPSK

Quadrature Phase Shift Keying

Điều chế pha cầu phương

RBF

Radial Basis Function

Hàm bán kính cơ sở

RBFNN

Radial Basis Function Neural
Network

Mạng nơron hàm bán kính cơ sở

RF

Radio Frequency

Tần số vô tuyến

RLS

Recursive Least Square

Bình phương nhỏ nhất đệ quy

SIC

Serial Interference Cancellation

Giảm can nhiễu tuần tự

SINR

Signal to Iinterference plus
Noise Ratio

Tỷ lệ tín hiệu trên can nhiễu cộng
nhiễu

SISO

Simple Input – Simple Output

Một đầu vào – Một đầu ra

v

SNR

Signal to Noise Ratio

Tỷ lệ tín hiệu trên nhiễu

STBC

Space Time Block Code

Mã hóa khối không gian – thời gian

WiMAX

Worldwide Interoperability for
Microwave Access

Khả năng tương tác mạng diện rộng
bằng sóng siêu cao tần

WLAN

Wireless Local Area Network

Mạng cục bộ không dây

WSSUS

Wide-Sense Stationary
Uncorrelated Scattering

Các tán xạ không tương quan dừng
theo nghĩa rộng

ZF

Zero Forcing

Cưỡng bức không

vi


DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU
IM

Ma trận đơn vị có kích thước là M  M

A 1

Ma trận nghịch đảo của ma trận A

AT

Ma trận chuyển vị của ma trận A

A*

Ma trận liên hợp phức của ma trận A

AH

Ma trận Hermitian của ma trận A

0

Ma trận không.

A

†

Nghịch đảo Moore-Penrose của ma trận A

AB

Tích Kronecker của hai ma trận A và B

FK

Ma trận biến đổi Fourier rời rạc K điểm

det  A 

Định thức của ma trận A

R

Trường số thực

Rn

Không gian vectơ n chiều trên trường số thực

C

Trường số phức

Cn

Không gian vectơ n chiều trên trường số phức

Mt

Số anten phát

Mr

Số anten thu

E{
 x

Kỳ vọng của biến ngẫu nhiên x

x
J 0  .

Độ dài Euclid của vectơ x
Hàm Bessel bậc 0 loại 1.

vii


DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ
Hình 1.1: Mô hình hệ thống MIMO – OFDM M t anten phát và M r anten thu .......... 2
Hình 1.2: Ảnh hưởng của CFO đến tính trực giao của các sóng mang con. ............ 11
Hình 1.3: Tỉ lệ lỗi bit hệ thống MIMO-OFDM khi có dịch tần số sóng mang [64] .. 15
Hình 1.4: Tỉ lệ lỗi bit hệ thống MIMO-OFDM do trải Doppler[61] ........................ 17
Hình 1.5: Sơ đồ hệ thống SISO – OFDM chịu ảnh hưởng HPA phi tuyến................. 18
Hình 1.6: Sơ đồ hệ thống OFDM tự giảm ICI ............................................................ 24
Hình 1.7: So sánh giữa các hệ số ICI   q  k  ,    q  k  và    q  k  ................. 26
Hình 1.8: So sánh CIR giữa không giảm ICI và giảm ICI bằng tự giảm nhiễu ........ 27
Hình 1.9: Nguyên lý truyền lại kí hiệu kết hợp ước lượng hợp lý cực đại ................ 28
Hình 1.10: So sánh BER giữa Ước lượng hợp lý cực đại và Tự giảm ICI[44]. ......... 29
Hình 1.11: Sơ đồ nguyên lý hệ thống giảm ICI bằng nắn dạng xung ......................... 30
Hình 1.12: CIR với các loại nắn dạng xung khác nhau[75] ....................................... 31
Hình 1.13: Mô hình PIC-DSC [34] .......................................................................... 32
Hình 1.14: Sơ đồ hệ thống cân bằng Per-Tone .......................................................... 34
Hình 2.1: Mô hình trộn tuyến tính ............................................................................. 39
Hình 2.2: Mô hình trộn và tách nguồn....................................................................... 40
Hình 2.3: Mô tả ý tưởng giải pháp giảm ICI bằng BSS ............................................. 46
Hình 2.4: Mô hình hệ thống MIMO với máy thu dựa trên ICA ................................. 52
Hình 2.5: Sơ đồ hệ thống MIMO-OFDM với máy thu ICA ........................................ 58
Hình 2.6: Bộ cân bằng ICA cho sóng mang con tham chiếu k r .................................. 59
Hình 2.7: Bộ cân bằng ICA cho sóng mang con k  k  kr  ..................................... 59
Hình 2.8: Mô hình máy thu MIMO-OFDM với cân bằng ICA-MMSE....................... 61
Hình 2.9: Sơ đồ khối máy thu ICA-MMSE .................................................................. 62
Hình 2.10: Sơ đồ MMSE cho sóng mang con k ......................................................... 62
Hình 2.11: Mô hình tách nguồn mù ............................................................................ 67

Hình 2.12: Mô tả chi tiết ma trận tách ....................................................................... 67
Hình 2.13: Đồ thị hàm kích hoạt φ(y) ......................................................................... 74
viii


Hình 2.14: Sơ đồ luồng tín hiệu của thuật toán học .................................................. 75
Hình 2.15: Giảm ICI bằng máy thu ICA-MMSE kết hợp lặp tuần tự ......................... 76
Hình 2.16: Mô hình tổng thể của giải pháp giảm ICI đề xuất .................................... 78
Hình 2.17: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.15 và điều chế BPSK .......................................... 80
Hình 2.18: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.3 và điều chế BPSK ............................................. 81
Hình 2.19: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.15 và điều chế QPSK .......................................... 81
Hình 2.20: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.30 và điều chế QPSK .......................................... 82
Hình 2.21: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và ZF-PDR, MMSE-PDR [19] .... 84
Hình 2.22: BER theo SNR khi có sử dụng và không sử dụng giải pháp đề xuất giảm
ICI................................................................................................................................ 86
Hình 3.1: Mô hình mạng RBF .................................................................................... 98
Hình 3.2: Mô hình giải pháp lọc tối ưu miền thời gian kết hợp với ước lượng và nội
suy kênh bằng mạng RBF .......................................................................................... 105
Hình 3.3: So sánh SINR Gain của giải pháp có nội suy kênh và không có nội suy
kênh ........................................................................................................................... 106
Hình 3.4: Mô hình giải pháp lọc tối ưu miền thời gian kết hợp với ước lượng và bám
kênh bằng lọc kernel ................................................................................................. 126
Hình 3.5: So sánh SINR Gain của giải pháp có bám kênh và không có bám kênh128

ix

DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU

Bảng 2.1: Bộ tham số mô phỏng giải pháp giảm ICI bằng cân bằng miền tần số dựa
trên ICA (Kịch bản 1) ................................................................................................. 80
Bảng 2.2: Bộ tham số mô phỏng giải pháp giảm ICI bằng cân bằng miền tần số dựa
trên ICA (Kịch bản 2) ................................................................................................. 83
Bảng 2.3: Bộ tham số mô phỏng giải pháp giảm ICI bằng cân bằng miền tần số dựa
trên ICA (Kịch bản 3) ................................................................................................. 85
Bảng 3.1: Thuật toán RLS ........................................................................................ 114
Bảng 3.2: Thuật toán KRLS ..................................................................................... 117
Bảng 3.3: Thuật toán RLS mở rộng ......................................................................... 118
Bảng 3.4: Thuật toán KRLS mở rộng cho mô hình bám ......................................... 124
Bảng 3.5: So sánh các thuật toán bám kênh Rayleigh ............................................. 125

x


MỞ ĐẦU
Nhằm đáp ứng được các yêu cầu về tốc độ dữ liệu ngày càng cao, băng thông lớn
trong khi tài nguyên vô tuyến ngày càng hạn chế, các hệ thống thông tin vô tuyến
hiện đại phải đối diện với việc giải quyết hai bài toán cơ bản: một là nâng cao tốc độ
truyền tin và hai là sử dụng một cách hiệu quả phổ tần. Sự kết hợp công nghệ MIMO
và OFDM là một lời giải cho cả hai vấn đề đó.
Công nghệ MIMO với việc sử dụng nhiều anten ở cả đầu phát và đầu thu đã cho phép
tăng dung lượng đường truyền [47] mà không cần tăng công suất phát hoặc tăng băng
thông. Công nghệ ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (Orthogonal Frequency
Division Multiplexing) cho phép truyền dữ liệu đồng thời trên những sóng mang con
băng hẹp, qua đó giảm thiểu hiệu ứng pha đing lựa chọn tần số, và pha đing đa đường
[37]. Hệ quả, là vấn đề can nhiễu giữa các ký tự (InterSymbol Interference - ISI) vốn

là một vấn đề nan giải về cơ bản được giải quyết[58]. Hơn nữa, khác với kiểu điều
chế đa song mang trước đây, OFDM điều chế tín hiệu trên các sóng mang trực giao
nhau nhưng cho phép phổ của chúng chờm lên nhau là một giải pháp hiệu quả để tận
dụng phổ tần. Hệ thống sử dụng hai công nghệ kết hợp MIMO và OFDM được gọi là
hệ thống MIMO-OFDM, một hệ thống hứa hẹn nhiều tiềm năng trong thông tin vô
tuyến hiện đại. Trên thực tế, hệ thống này được lựa chọn cho nhiều loại hình mạng,
dịch vụ truyền thông vô tuyến hiện nay như mạng di động 4G LTE, WiMax, truyền
hình số mặt đất DVB-T…[62]
Bên cạnh những ưu điểm nổi bật như đã nêu trên, hệ thống MIMO-OFDM cũng đặt
ra những thách thức không nhỏ. Để đảm bảo truyền và nhận dữ liệu một cách chính
xác, hệ thống MIMO-OFDM đòi hỏi tất cả các sóng mang con phải duy trì tính trực
giao nghiêm ngặt. Tuy nhiên trong thực tế, khi truyền qua kênh vô tuyến, mỗi sóng
mang con chịu ảnh hưởng của kênh truyền sẽ bị dịch tần số, phá vỡ tính trực giao với
các sóng mang khác, từ đó gây ra can nhiễu. Can nhiễu giữa các sóng mang con như
vậy người ta gọi là ICI (InterCarrier Interference) [15, 75].
Việc tìm ra những giải pháp nhằm giảm ICI hiện đang là một trong những hướng
nghiên cứu chính về hệ thống MIMO-OFDM [4] và luận án này cũng nằm trong
hướng nghiên cứu đó.

xi


Mục tiêu, đối tượng và phạm vi nghiên cứu
Mục tiêu nghiên cứu của luận án là:
-

Đề xuất được giải pháp giảm ICI sử dụng tối thiểu tín hiệu thử để hạn chế tiêu
tốn dung lượng đường truyền.

-

Đề xuất được giải pháp giảm ICI phi tuyến.

Đối tượng nghiên cứu của luận án là:
-

ICI và các giải pháp giảm ICI trong MIMO-OFDM

-

Các kỹ thuật cân bằng mù.

-

Các kỹ thuật nội suy kênh và bám kênh.

Phạm vi nghiên cứu của luận án là:
-

Hệ thống MIMO-OFDM và can nhiễu giữa các sóng mang con trong MIMOOFDM.

Nhiệm vụ nghiên cứu
Để đạt được mục tiêu nghiên cứu đã nêu ở trên, nghiên cứu sinh tập trung vào các
nhiệm vụ nghiên cứu như sau:
-

Nghiên cứu tổng quát về hệ thống MIMO-OFDM và xây dựng mô hình toán
của MIMO-OFDM.

-

Xây dựng mô hình của ICI trong các hệ thống MIMO-OFDM.

-

Nghiên cứu các giải pháp giảm ICI trong hệ thống MIMO-OFDM đang được
áp dụng hiện nay.

-

Đề xuất những giải pháp cân bằng kênh mới để nâng cao hiệu quả giảm ICI
trong hệ thống MIMO-OFDM.

-

Tính toán và sử dụng các công cụ mô phỏng để chứng minh sự phù hợp của
các giải pháp được đề xuất.

Phương pháp nghiên cứu
Phương pháp nghiên cứu của luận án là sử dụng các mô hình toán cũng như các công
cụ toán học để mô tả, phân tích, và đưa ra các đề xuất mới. Sử dụng các công cụ mô
phỏng sự kiện rời rạc để kiểm chứng tính hợp lý của các giải pháp được đề xuất.
Việc nghiên cứu lý thuyết được kế thừa từ các công trình nghiên cứu liên quan mới
nhất tính đến thời điểm hiện tại.
xii


Cấu trúc luận án
Các kết quả nghiên cứu và đóng góp mới của luận án được trình bày trong các
chương theo cấu trúc như sau:

Chương 1: Hệ thống MIMO – OFDM và ICI trong MIMO-OFDM. Chương này
trình bày nguyên lý hoạt động của hệ thống, mô hình dữ liệu của hệ thống MIMOOFDM, mô tả và phân tích toán học về ICI trong hệ thống MIMO-OFDM . Chương 1
cũng tổng hợp các giải pháp giảm ICI đang được sử dụng hiện nay và đề xuất những vấn
đề cần tiếp tục nghiên cứu, cải thiện để nâng cao hơn nữa hiệu quả giảm ICI. Chương 1
cũng làm tiền đề cho các chương tiếp theo.
Chương 2: Giảm ICI bằng cân bằng mù miền tần số dựa trên phân tích thành
phần độc lập. Xuất phát từ cách nhìn nhận bài toán giảm ICI trong hệ thống MIMOOFDM như một bài toán tách trộn các thành phần độc lập, chương này trình bày đề
xuất sử dụng lý thuyết tách nguồn mù để giải quyết bài toán giảm ICI trong MIMOOFDM. Để thực hiện được điều đó, luận án đã kế thừa kết quả nghiên cứu về máy
thu MIMO mù dựa trên kỹ thuật phân tích thành phần độc lập (Independent
Component Analysis-ICA), trên cơ sở đó, xây dựng máy thu MIMO-OFDM mù và đề
xuất ứng dụng máy thu này trong giải pháp giảm ICI bằng cân bằng miền tần số.
Chương 3: Giảm ICI bằng cân bằng miền thời gian kết hợp với nội suy kênh và
bám kênh. Chương này trình bày một giải pháp cân bằng miền thời gian để giảm ICI
đã được chấp nhận và tham chiếu rộng rãi là lọc tối ưu và phân tích những yếu tố ảnh
hưởng đến tính hiệu quả của giải pháp này. Từ đó, luận án đề xuất hai giải pháp mới để
bổ sung hoàn thiện thêm giải pháp lọc tối ưu nói trên, đó là: ước lượng và nội suy kênh
bằng mạng nơron hàm cơ sở bán kính (Radial Basis Function Neural Network-RBFNN)
và ước lượng ,bám kênh bằng lọc thích nghi nhân (Kernel Adaptive Filtering). Các giải
pháp này sẽ được kết hợp với lọc tối ưu để trở thành các giải pháp cân bằng miền thời
gian mới, có khả năng làm việc trong môi trường phi tuyến, điều mà giải pháp lọc tối ưu
ban đầu chưa có.
Trong phần Kết luận và kiến nghị, nghiên cứu sinh tóm tắt các nội dung đề xuất
chính của luận án và đưa những kiến nghị về các vấn đề mở cần tiếp tục nghiên cứu.
Trong quá trình thực hiện nghiên cứu, nghiên cứu sinh luôn cố gắng bám sát các tài
liệu khoa học, cập nhật công bố bởi các tác giả khác để đề xuất mới của nghiên cứu
sinh có tính thời sự và tính mở. Nội dung chi tiết của luận án sẽ được trình bày dưới
đây.

xiii

CHƯƠNG 1
HỆ THỐNG MIMO – OFDM VÀ ICI TRONG MIMO-OFDM

1. 1

GIỚI THIỆU CHƯƠNG

Chương này trình bày tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM và mô hình dữ liệu của
MIMO-OFDM. Chương này sẽ phân tích, làm rõ những nguyên nhân gây ra ICI
trong hệ thống MIMO-OFDM và ảnh hưởng của ICI tới hiệu năng của hệ thống.
Trong chương này, luận án cũng trình bày tổng quan về các giải pháp giảm ICI chủ
yếu hiện nay , tiến hành phân tích để tìm ra những điểm còn cần nghiên cứu để bổ
sung, hoàn thiện nhằm nâng cao hiệu quả giảm ICI trong hệ thống MIMO-OFDM.

1. 2

MÔ HÌNH HỆ THỐNG MIMO – OFDM

1.2.1 Mô hình nguyên lý hoạt động của hệ thống MIMO-OFDM
Hệ thống MIMO – OFDM có M t anten phát và M r anten thu được biểu thị trên Hình
1.1.
Tại đầu phát, dữ liệu nhị phân từ nguồn được đưa qua bộ điều chế số (BPSK, QAM...)
sau đó được chia vào các nhánh theo không gian qua bộ phân theo không gian. Mỗi
nhánh là một bộ phát OFDM, bao gồm biến đổi IFFT,chèn thêm CP rồi sau đó đưa
qua bộ biến đổi DAC (Digital-Analog Converter) để chuyển sang tương tự trước khi
đưa ra các anten phát.
Tại phía máy thu, tín hiệu nhận được từ anten thu trước hết được đưa qua bộ ADC để
chuyển đổi sang số, tiếp theo là gỡ bỏ CP đã được chèn thêm vào, rồi đưa qua bộ
biến đổi FFT, sau đó tín hiệu được chuyển đổi song song sang nối tiếp để đưa tới bộ

giải mã để cho ra tín hiệu cuối cùng nhận được.
Các quá trình nói trên sẽ được trình bày bằng mô hình dữ liệu của hệ thống MIMOOFDM trong phần tiếp theo của luận án. Trong mô hình dữ liệu này cũng như xuyên
suốt toàn bộ luận án, kênh được giả thiết là kênh Rayleigh và có mô hình kênh là
WSSUS (Wide-Sense Stationary Uncorrelated Scattering), có nghĩa rằng mômen bậc
hai của kênh là dừng, kênh chỉ phụ thuộc vào thời gian, đồng thời trễ của các tán xạ
là không tương quan nhau. WSSUS là mô hình thường được sử dụng trong các
nghiên cứu về thông tin vô tuyến hiện nay[55].

1


Chèn CP

1
S/P

DỮ LIỆU
NGUỒN

MÃ HÓA
KÊNH

ĐIỀU CHẾ
SỐ

1

1

Mt

Mr

P/S
IFFT

MÃ HÓA
MIMO

Chèn CP

Mt

P/S
S/P

IFFT

Gỡ bỏ CP




1

DỮ LIỆU
ĐÍCH

GIẢI MÃ
KÊNH

GIẢI ĐIỀU CHẾ

S/P
P/S

GIẢI MÃ
MIMO

FFT

Gỡ bỏ CP




Mr

S/P
P/S

FFT

ƯỚC LƯỢNG KÊNH

Hình 1.1: Mô hình hệ thống MIMO – OFDM M t anten phát và M r anten thu

1.2.2 Mô hình dữ liệu của hệ thống MIMO-OFDM
Mô hình tín hiệu hệ thống MIMO-OFDM được trình bày tiếp theo đây trên cơ sở giả
thiết rằng: hệ thống là tuyến tính, kênh biến đổi theo thời gian nhưng được coi như

không thay đổi trong thời gian truyền một ký tự (kênh như vậy được gọi là quasistatic [55]), và không có sự chênh lệch tần số giữa bên bên thu và bên phát.
Mô hình tín hiệu băng gốc tương đương của hệ thống MIMO-OFDM như trình bày
trong Hình 1.1 có M t anten phát và M r anten thu, số sóng mang con là K như sau:
Định nghĩa vectơ tín hiệu gốc tại miền tần số phát đi ứng với ký tự OFDM phát thứ
p như sau:
2


S  p   S  pK  , S  pK  1 ,..., S  pK  K  1

T

Trong đó, S  pK  k  biểu thị tín hiệu phát tại sóng mang con thứ k trong ký tự
OFDM thứ p và được định nghĩa như sau:

S  pK  k    S1  pK  k  , S2  pK  k  ,..., S Mt  pK  k 

T

với Si  pK  k  là tín hiệu tại sóng mang con thứ k của ký tự OFDM thứ p tại anten
thứ i .
Tín hiệu miền thời gian sau khi thực hiện biến đổi IFFT của S  p  được định nghĩa
như sau:

s  p   s  pK  , s  pK  1 ,..., s  pK  K  1

T

Trong đó, s  pK  n  là vectơ tín hiệu thời điểm lấy mẫu thứ n và được định nghĩa
như sau:

s  pK  n    s1  pK  n  , s2  pK  n  ,..., sM t  pK  n 

T

với si  pK  n  là giá trị mẫu tại thời điểm thứ n tại anten phát thứ i.
Với các định nghĩa trên, mối liên hệ giữa tín hiệu miền thời gian và tần số được xác
định bởi phương trình:





s  p   FKH  I M t S  p 

(1.1)

Trong đó, FK là ma trận biến đổi Fourier rời rạc K điểm, . là ma trận đối phức
H

(Hermitian) của . , I M t là ma trận đơn vị có kích thước M t  M t , ký hiệu  biểu
thị tích Kronecker.

1
1 1
1 
2

1 
FK 

1 2
4
K


K 1
 2 K 1
1 

3


 K 1 
  K 12 



  K 1 K 1 
1

 e

j

2
K


Để loại trừ hiện tượng ISI, CP sẽ được cộng thêm vào vectơ s  p  để thành vectơ tín
hiệu phát đi. Ký hiệu vectơ này là u  p  .Ký hiệu độ dài của CP là KCP thì độ dài của

vectơ u  p  sẽ là KTotal  K  KCP . Định nghĩa u  p  như sau:

u  p   u  pKTotal  , u  pKTotal  1 ,..., u  pKTotal  KTotal  1

T

Trong đó, u  pKTotal  n  là vectơ mẫu tín hiệu thứ n sau khi đã cộng thêm CP và
được định nghĩa như sau:

u  pKTotal  n   u1  pKTotal  n  , u2  pKTotal  n  ,..., uMt  pKTotal  n 

T

với ui  pKTotal  n  là giá trị mẫu phát đi tại thời điểm thứ n của ký tự OFDM miền
thời gian thứ p tại anten phát thứ i.
Tín hiệu miền thời gian u  p  sẽ được chuyển đổi thành tín hiệu tương tự bằng bộ
chuyển đổi DAC, sau đó được chuyển đổi sang tín hiệu RF (quá trình này được gọi là
up-convert) và phát vào kênh vô tuyến.
Mối liên hệ giữa tín hiệu phát đi, tức là tín hiệu sau khi đã được chèn thêm CP và tín
hiệu ban đầu khi chưa chèn CP được xác định bởi:

u  p   ACPs  p 

(1.2)

Trong đó, ACP được xác định bởi:

ACP

 0K K K

 CP  CP 
  I K  KCP

 0K  K K 
CP
 CP



0 KCP  K  KCP    I M t

I KCP 

I KCP

Vì giả thiết về kênh truyền là quasi-static như đã nêu trên, nên kênh là không đổi
trong quá trình truyền một ký tự OFDM. Giả sử kênh được đặc trưng bởi L cụm tán
xạ, khi đó kênh pha đing đa đường giữa anten phát thứ i và anten thu thứ j có thể
được mô hình hóa bởi bộ lọc đáp ứng xung hữu hạn (FIR) phức rời rạc băng gốc
tương đương có bậc là L-1 với các hệ số hp , ji  l  với l là chỉ số biểu thị mắt lọc (tap),
l =0, 1,...,L-1 và chỉ số p là một số nguyên lớn hơn 0, biểu thị rằng đây là các hệ số
tương ứng với tín hiệu phát thứ p và các hệ số này sẽ thay đổi khi p thay đổi.
Ký hiệu ma trận đáp ứng xung của kênh là h p , khi đó h p được biểu diễn bởi:
4


h p  h0, p , h1, p ...h L1, p 

T

(1.3)

Trong đó, hl , p là ma trận các hệ số của đáp ứng xung của kênh của mắt lọc thứ l đối
với tín hiệu phát thứ p và được xác định như sau:

hl , p

hp ,12  l 
 hp ,11  l 


h
l h
l
 p ,M r 1   p ,M r 2  

hp ,1M t  l  


hp , M r M t  l  


(1.4)

Trong (1.4), hp , ji  l  là đáp ứng xung của mắt lọc thứ l đối với tín hiệu phát thứ p
giữa anten phát thứ i và anten thu thứ j .
Tại phía thu, định nghĩa vectơ tín hiệu thu tại miền thời gian r  p  ứng với tín hiệu

u  p  đã phát đi như sau:
r  p   r  pKTotal  , r  pKTotal  1 ,..., r  pKTotal  KTotal  1

T

Trong đó, r  pKTotal  n  là vectơ tín hiệu thu tại thời điểm thứ n được xác định như
sau:

r  pKTotal  n   r1  pKTotal  n  , r2  pKTotal  n  ,..., rM r  pKTotal  n 

T

với rj  pKTotal  n  là giá trị mẫu thu được ở thời điểm thứ n tại anten thu thứ j.
Tại thời điểm thứ n, phương trình tín hiệu của hệ thống với lưu ý rằng kênh tương
đương với bộ lọc FIR có L mắt lọc, sẽ là:
L 1

r  pKTotal  n    hl , pu  pKTotal  n  l   v  pKTotal  n  (1.5)
l 0

Trong đó, hl , p là ma trận đáp ứng xung của mắt lọc thứ l đã được xác định bởi (1.4)

v  pKTotal  n  là vectơ nhiễu cộng Gauss ở thời điểm thứ n và được biểu diễn bởi:
v  pKTotal  n   v1  pKTotal  n  , v2  pKTotal  n  ,..., vM r  pKTotal  n  ,trong đó
T

v j  pKTotal  n  là nhiễu cộng Gauss phức ở thời điểm thứ n tại anten thu thứ j, có
trung bình bằng 0 và phương sai là  v2 .
5


A

B
Định nghĩa các ma trận hp  và hp  như sau:

hp 
A

hp 
B

 h 0, p
 h
 1, p


h L2, p

 h L1, p

 0


 0


0
h 0, p

0 
0 



0 
0 

0 


h 0, p 
KTotal  KTotal

0

h L 3, p
h L2, p
h L1, p

h 0, p

0
h 0, p

h L2, p
h L1, p

0
0



 0

0


0


0
0

h L1, p
0

0
h 0, p

0

h L2, p

h1, p 
h 2, p 


h L2, p 
h L1, p 


0  K K
Total
Total

h L2, p
h L1, p
0

h L1, p
0

Khi đó, từ phương trình tín hiệu hệ thống tại thời điểm thứ n, ta có thể viết lại dưới
dạng ma trận cho cả khối tín hiệu OFDM như sau:

r  p   hp u  p   hp u  p  1  v  p 
A

B

(1.6)

Từ phương trình (1.6), có thể nhận thấy rằng L-1 thành phần đầu tiên của r  p  , tức
là

r  pK  , r  pK
Total

Total

 1 ,..., r  pKTotal  L  2  sẽ bị ảnh hưởng bởi thành

phần ISI là h p u  p  1 vì ma trận h p có L-1 hàng có giá trị khác không.
 B

 B

Tại

phía thu, CP sẽ được gỡ bỏ nhằm loại trừ ISI. Giả thiết rằng độ dài của CP, tức là
KCP thỏa mãn điều kiện KCP  L thì khi đó các thành phần bị ảnh hưởng của ISI sẽ
được loại bỏ hoàn toàn.
Sau khi gỡ bỏ CP, chúng ta nhận được tín hiệu thu không có ISI được ký hiệu là

x p :

x  p   x  pK  , x  pK  1 ,..., x  pK  K  1
6

T


Trong đó, x  pK  n  là vectơ tín hiệu thu tại thời điểm thứ n được định nghĩa như
sau:

x  pK  n    x1  pK  n  , x2  pK  n  ,..., xM r  pK  n 

T

Trong đó, x j  pK  n  là giá trị mẫu thu được ở thời điểm thứ n tại anten phát thứ j.

x  p  được xác định bởi:
x  p   A ReCPr  p 

(1.7)

Trong đó, A ReCP được xác định bởi:

A ReCP  0 K  KTotal  K  I K 
 IMr

 K KTotal
Thay r  p  được xác định từ (1.6) vào (1.7), ta có:
A
B
x  p   A ReCP hp u  p   hp u  p  1  v  p 

(1.8)

 B

Như đã giả thiết KCP  L , vì vậy tích hai ma trận A ReCPh p là một vectơ 0 có độ dài
là K. Do đó, biểu thức (1.8) trở thành:

x  p   A ReCPhp u  p   A ReCP v  p 
A

(1.9)

Thay u  p  được xác định từ (1.2) vào (1.9), ta có:

x  p   A ReCPhp  ACPs  p   A ReCP v  p 
A

(1.10)

Đặt:
A
h p , FIR  A ReCPhp  ACP và z  p   A ReCP v  p 

(1.11)

Khi đó h p , FIR là một ma trận vòng khối (block circulant matrix) và được biểu diễn
như sau:

7


h p , FIR

 h 0, p
 h
 1, p


h L2, p

 h L1, p

 0


 0


0
h 0, p

0

h L1, p
0

0
h 0, p

0
h 0, p

h L1, p
0

h L1, p

h1, p 
h 2, p 


h L 1, p 
(1.12)
0 

0 



h 0, p 
K K

h L2, p
h L 1, p
0

0
h 0, p

0

h L2, p

Thay (1.11) vào (1.10), ta có phương trình:

x  p   h p ,FIRs  p   z  p 

(1.13)

Phương trình (1.13) là phương trình tín hiệu ở miền thời gian, thể hiện mối quan hệ
giữa tín hiệu phát đi và tín hiệu nhận được của hệ thống MIMO-OFDM, trong đó
h p , FIR được gọi là ma trận đáp ứng xung tương đương của kênh.
Từ (1.12) và (1.13), có thể viết phương trình tín hiệu tại thời điểm thứ n của hệ thống
như sau:
L 1

x  pK  n    hl , ps  pK  n  l   z  pK  n 

(1.14)

l 0

Tiếp theo, chúng ta sẽ xác định phương trình tín hiệu ở miền tần số. Theo mô hình hệ
thống được trình bày tại Hình 1.1, x  p  sẽ được biến đổi FFT để nhận ngược lại tín
hiệu miền tần số X  p  được định nghĩa như sau:

X  p    X  pK  , X  pK  1 ,..., X  pK  K  1

T

Trong đó, X  pK  k  biểu thị tín hiệu thu tại sóng mang con thứ k trong ký tự
OFDM thứ p và được định nghĩa như sau:

X  pK  k    X1  pK  k  , X 2  pK  k  ,..., X M r  pK  k 

T

với X j  pK  k  là tín hiệu thu tại sóng mang con thứ k ở anten thứ j.

X  p  được xác định như sau:





X  p   FK  I M r x  p 
8

(1.15)


Trong đó, FK là ma trận biến đổi Fourier rời rạc K điểm.
Thay x( p) được xác định từ (1.13) vào (1.15), ta có :









X  p   FK  I M r h p ,FIRs  p   FK  I M r z  p 

(1.16)

Thay s  p  được xác định từ (1.1) vào (1.16), ta có :













X  p   FK  I M r h p ,FIR FKH  I M t S  p   FK  I M r z  p 

(1.17)

Đặt:













H p  FK  I M r h p ,FIR FKH  I M t và Z  p   FK  I M r z  p 

(1.18)

Khi đó, biểu thức (1.16) trở thành :

X  p   H pS  p   Z  p 

(1.19)









Vì h p , FIR như đã nêu ở trên là ma trận vòng nên FK  I M r h p , FIR FKH  I M t sẽ
cho kết quả là một ma trận đường chéo. Do đó, H p là ma trận đường chéo, và được
biểu diễn như sau:

 H p  0,0 

0
H p 1,1
Hp  









H p  K  1,K  1 

(1.20)

Trong đó H p  k , k  là đáp ứng tần số đối với sóng con mang thứ k của ký tự OFDM
thứ p và được biểu diễn bởi:

1
H p k, k  
K

L 1

h
l 0

l, p

e

j

2 l
K

(1.21)

Phương trình (1.19) là phương trình tín hiệu ở miền tần số của hệ thống MIMOOFDM, trong đó H p được gọi là ma trận đáp ứng tần số của kênh. Từ (1.19) và
(1.20), có thể viết phương trình tín hiệu miền tần số tại mỗi sóng mang k của hệ
thống MIMO-OFDM như sau:

X  pK  k   H p  k , k  S  pK  k   Z  pK  k 
9

(1.22)