Điều khiển thích nghi hệ truyền động động cơ không đồng bộ sáu pha tt

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO - BỘ GIAO THÔNG VẬN TẢI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC GIAO THÔNG VẬN TẢI TP. HỒ CHÍ MINH

PHẠM THÚY NGỌC

ĐIỀU KHIỂN THÍCH NGHI HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ
KHÔNG ĐỒNG BỘ SÁU PHA

Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển và tự động hoá
Mã số: 9520216

TÓM TẮT LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT

TP. HỒ CHÍ MINH- 2019


Công trình được hoàn thành tại Trường Đại học Giao Thông Vận Tải
Thành Phố Hồ Chí Minh
Người hướng dẫn khoa học 1: PGS.TS. Nguyễn Hữu Khương
Người hướng dẫn khoa học 2: TS. Trần Thanh Vũ

Phản biện 1:.......................................................................................................
Phản biện 2: ......................................................................................................
Phản biện 3: ......................................................................................................

Luận án sẽ được bảo vệ trước Hội đồng chấm luận án cấp trường tại: Trường
Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh
Có thể tìm hiều luận án tại thư viện:
-

Thư viện Trường Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh

1

MỞ ĐẦU
1. Giới thiệu tổng quan
Trong vài thập kỷ qua, để đáp ứng những yêu cầu ngày càng cao trong
các hệ thống truyền động điện sử dụng động cơ AC như: cải thiện hiệu suất điều
khiển, hiệu quả sử dụng năng lượng, vận hành an toàn, gia tăng khả năng chịu sự
cố của hệ thống,…các nhà khoa học đã nghiên cứu để kiểm soát động cơ AC từ
nhiều hướng tiếp cận khác nhau. Trong đó, có hai hướng tiếp cận chính thường
được tập trung nghiên cứu nhiều nhất đó là: Cách tiếp cận thứ nhất là từ phần
cứng như linh kiện bán dẫn, cấu trúc biến tần (biến tần đa bậc) và gia tăng số pha
của động cơ (động cơ nhiều pha). Cách tiếp cận thứ hai là phát triển các kỹ thuật
điều khiển. Với sự phát triển nhanh chóng của công nghệ vi xử lý và điều khiển
kỹ thuật số DSP,…các thiết bị này có tốc độ và khả năng tính toán ngày càng cao
đã góp phần quan trọng cho phép các nhà khoa học có thể phát triển những giải
thuật điều khiển phức tạp nhưng mang lại chất lượng điều khiển tốt hơn, tin cậy
hơn trong các hệ truyền động sử dụng động cơ AC.
Trong hướng tiếp cận thứ nhất, động cơ nhiều pha đã được tập trung
nghiên cứu và phát triển trong những thập kỷ gần đây do những ưu điểm vượt
trội, độ tin cậy cao hơn trên tổng thể toàn bộ hệ thống so với động cơ ba pha
truyền thống. Trong số các động cơ nhiều pha đã được tập trung nghiên cứu,
động cơ không đồng bộ sáu pha (SPIM) là một trong những loại động cơ nhiều
pha phổ biến nhất. Với hướng tiếp cận thứ hai khi nghiên cứu phát triển các kỹ
thuật điều khiển hệ truyền động SPIM có một số vấn đề tồn tại: Vấn đề thứ nhất
gặp phải liên quan đến dòng không cân bằng giữa hai bộ dây ba pha (vấn đề này
cũng đã được giải quyết khá hiệu quả trong [28]). Vấn đề thứ 2 liên quan đến
điện áp common mode: Một số giải pháp thực tế sử dụng cuộn kháng lọc dòng
common mode mắc nối tiếp ở ngõ ra bộ nghịch lưu hoặc sử dụng mạch phần

cứng điều khiển bù điện áp common mode đều gây tốn kém [32-33]. Do đó, các
giải pháp đơn giản hơn sử dụng kỹ thuật PWM giảm điện áp common mode và
các thành phần sóng hài dòng stator bậc thấp ngày càng được tập trung nghiên
cứu. Vấn đề thứ ba liên quan đến lĩnh vực điều khiển chính xác tốc độ trong các
hệ SPIM, chất lượng hệ truyền động này phụ thuộc nhiều vào tham số và ghép
nối phi tuyến của máy, do đó khó có thể cung cấp chất lượng điều khiển thỏa
đáng trong những hệ truyền động yêu cầu chất lượng cao. Đặc biệt, khi điều
khiển ở vùng tần số thấp các vấn đề về độ nhạy tham số và ghép nối phi tuyến
thể hiện rõ rệt hơn và làm chất lượng hệ truyền động không thể đáp ứng được.
Các kỹ thuật điều khiển phi tuyến và điều khiển thông minh được nghiên cứu và
phát triển trong thời gian gần đây nhằm khắc phục những vấn đề này. Mặt khác,
trong các hệ truyền động SPIM đòi hỏi chất lượng điều khiển cao, việc hạn chế
và giảm số lượng cảm biến nhận được sự chú ý rất lớn từ các nhà khoa học trên
thế giới trong vài thập kỷ qua [54-62]. Theo dõi và cập nhật các công bố trong


2

lĩnh vực này cho thấy sự tập trung rất lớn các nghiên cứu, sự gia tăng cả về số
lượng và chất lượng các công trình được công bố trong lĩnh vực điều khiển không
cảm biến cho thấy tính thời sự, hiệu quả và xu hướng thay thế tất yếu cũng như
sự phát triển bền vững của các hệ truyền động điều khiển vector không cảm biến
tốc độ.
Với mong muốn nghiên cứu và đưa ra những giải pháp để cải tiến chất
lượng của hệ thống điều khiển tự động trong các hệ truyền động SPIM không
cảm biến ở phạm vi vận hành tốc độ thấp_vùng hạn chế trong điều khiển và ước
lượng tốc độ để nâng cao ứng dụng thực tế của hệ truyền động sáu pha. Vấn đề
điều khiển ổn định, nâng cao chất lượng điều khiển của SPIM bằng cách giữ
nguyên các yếu tố phi tuyến để điều khiển chính xác, bám theo các mục tiêu cho
trước với sai số cực tiểu là một yêu cầu được đặt ra. Với mục đích này, tác giả

đã lựa chọn và nghiên cứu với đề tài: “ Điều khiển thích nghi hệ truyền động
Động cơ không đồng bộ sáu pha”.
2. Sự phát triển của các hệ truyền động không cảm biến tốc độ động cơ
không đồng bộ sáu pha và những vấn đề còn tồn tại
Trong một vài thập kỷ gần đây, sự quan tâm đến các hệ truyền động động
cơ cảm ứng nhiều pha gia tăng đáng kể. Để nâng cao chất lượng của điều khiển
vector cho các hệ truyền động SPIM, điều khiển PID dần được thay thế bằng các
kỹ thuật điều khiển phi tuyến. Tuy nhiên, do cấu trúc ghép nối phi tuyến của
SPIM, cũng như sự thay đổi tham số và nhiễu tải bên ngoài luôn tồn tại, việc ứng
dụng các phương pháp điều khiển phi tuyến độc lập chưa khắc phục triệt để các
hạn chế của hệ truyền động phi tuyến. Vì vậy, việc đòi hỏi một hệ thống điều
khiển ổn định, bền vững, luôn duy trì hiệu quả điều khiển mong muốn vẫn là một
thách thức lớn và đồng thời nó cũng chính là động lực để các nhà khoa học tiếp
tục nghiên cứu các giải pháp cải tiến tối ưu hơn nữa các bộ điều khiển cho các
hệ truyền động SPIM.
Bên cạnh việc cải thiện và tối ưu các kỹ thuật điều khiển, chúng ta cũng
nhận thấy rằng chất lượng, độ tin cậy, bền vững của điều khiển vector hệ SPIM
một phần cũng phụ thuộc vào các bộ nhận dạng tham số của máy và thông tin về
tốc độ rotor. Trong một vài thập kỷ gần đây việc kiểm soát các hệ truyền động
SPIM không sử dụng cảm biến tốc độ gắn trên trục động cơ được tập trung nghiên
cứu và phát triển. Các chiến lược này khá thành công trong dải tốc độ cao và
trung bình. Tuy nhiên, duy trì chất lượng ước lượng ở dải tốc độ thấp và tốc độ
không vẫn là một thách thức lớn.Vì vậy, các nghiên cứu để cải thiện chất lượng
của các bộ quan sát tốc độ, đặc biệt trong dải tốc độ thấp nhận được sự quan tâm
rất lớn và được tập trung phát triển trong thời gian gần đây.
3. Mục tiêu luận án
Xây dựng cấu trúc điều khiển và ước lượng tốc độ mới cho điều khiển
vector không cảm biến hệ truyền động SPIM dựa trên điều khiển thích nghi, các

3

kỹ thuật điều khiển phi tuyến và điều khiển thông minh. Nhằm nâng cao chất
lượng điều khiển của hệ truyền động SPIM, một giải thuật CBPWM giảm điện
áp common mode cho SPIM cũng được phát triển để nâng cao hơn nữa chất
lượng hệ thống truyền động.
Mục tiêu cụ thể:
Để đạt được mục tiêu chính, các mục tiêu cụ thể được đặt ra như sau:
Xây dựng bộ quan sát tốc độ thích nghi cho điều khiển vector không cảm
biến hệ truyền động SPIM. Trong đó ứng dụng điều khiển thích nghi, điều
khiển thông minh và điều khiển trượt nhằm nâng cao chất lượng điều khiển
của hệ truyền động.
Xây dựng cấu trúc điều khiển phi tuyến mới nhằm nâng cao chất lượng
điều khiển hệ truyền động SPIM.
Xây dựng kỹ thuật điều chế độ rộng xung giảm điện áp common mode cho
SPVSI.
Xây dựng các mô hình mô phỏng và thực hiện các mô phỏng khảo sát cấu
trúc điều khiển, quan sát tốc độ và giải thuật giảm common mode mới trên
phần mềm Matlab-Simulink.
Đánh giá chất lượng và tính hiệu quả của hệ truyền động SPIM đề xuất.
4. Phạm vi nghiên cứu của luận án
-

Nghiên cứu mô hình toán của SPIM và hệ truyền động SPIM
Nghiên cứu kỹ thuật điều khiển IFOC cho hệ truyền động SPIM
Nghiên cứu các kỹ thuật không cảm biến dựa vào mô hình tham chiếu dòng
Nghiên cứu và ứng dụng điều khiển thích nghi, điều khiển thông minh,
điều khiển mô hình trượt trong nhận dạng, ước lượng tham số SPIM.

5. Cấu trúc của luận án

Cấu trúc luận án bao gồm 5 chương. Chương 1, mô hình toán của SPIM,
của hệ truyền động SPIM và các kỹ thuật điều khiển, nhận dạng, những vấn đề
còn tồn tại được trình bày. Chương 2 trình bày giải thuật giảm điện áp common
mode cho SPVSI. Chương 3 giới thiệu cấu trúc điều khiển BS_PCH cho hệ
truyền động SPIM. Chương 4, trình bày bộ ước lượng tốc độ thích nghi sử dụng
NN và SM. Chương 5, ứng dụng điều khiển vector không cảm biến tốc độ và giải
thuật giảm điện áp common mode được đề xuất cho hệ truyền động SPIM trong
lĩnh vực giao thông vận tải (hệ thống đẩy trong xe điện).


4

CHƯƠNG 1: MÔ HÌNH TOÁN CỦA SPIM VÀ CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU
KHIỂN VECTOR KHÔNG GIAN HỆ TRUYỀN ĐỘNG KHÔNG CẢM
BIẾN SPIM
1.1 Mô hình toán của SPIM và hệ truyền động SPIM
1.1.1 Mô hình toán của SPIM
Trong luận án này, sử dụng phương pháp đơn giản hóa mô hình dựa trên
lý thuyết phân rã không gian vector (VSD) để biến đổi không gian sáu chiều ban
đầu của máy điện thành ba không gian con trực giao hai chiều trong khung tham
chiếu đứng yên (αβ), (xy) và (z1z2). Chuyển đổi năng lượng điện cơ chỉ diễn ra
trong không gian con (αβ). Không gian sáu chiều của SPIM được chuyển thành
ba không gian hai chiều trong ba hệ tọa độ cố định (αβ) thông qua ma trận T6:

1
1 2


3
0

2

1 
1
1 3
2

3
0 2

1
1

0
0

T6 =

1
2
3
2
1
2
3
2
1
0
-

3
2
1
2
3
2
1
2
0
1

-

3
2
1
2
3
2
1
2
0
1


0


-1



0


-1

0

1 

(1.1)

Mô hình động cơ trong mặt phẳng αβ:
 Vsα   R s +pLs
V  
 sβ  =  0
 0   pL m

 
 0   -ωr L m

0
R s +pLs
ωr L m
pL m

pL m
0
R r +pL r
-ωr L m

0  isα 
pL m   iβ 
ωr L r  i rα 
 
R r +pL r  i rβ 

(1.2)

Các thành phần dòng điện, điện áp stator trong hệ tham chiếu quay dq của SPIM
được tính bằng cách áp dụng ma trận chuyển đổi T2:
 cos  δ r  sin  δ r  
T2 = 

-sin  δ r  cos  δ r  

(1.3)

1.1.2 Mô hình toán của hệ truyền động SPIM
Hệ thống truyền động bao gồm bộ điều khiển, biến tần nguồn áp sáu pha,
nguồn DC và SPIM. Sơ đồ chi tiết của hệ SPVSI được đưa ra trong hình 1.2.
Với phương pháp điều khiển FOC, các thành phần từ thông được giả thiết như
sau: r=rd; rq=0. Mômen điện từ được biểu diễn trong hệ qui chiếu dq:
3

Lm

2

Lr

Te = P

ψrdisq

(1.4)

Các phương trình của hệ SPIM trong một hệ tham chiếu dq được viết như sau:


5

 di sd
 Ls dt = -ai sd + Ls ωei sq + bR r ψ rd + cu sd

 L di sq = -ai + L ω i +b ω ψ + cu
s
sq
s e sd
r e rd
sq

dt


 dω r = 3 P δσLs (ψ rd i sq ) - TL - Bω r
 dt 2
J
J
 dψ

L
1
 rd = m i sd ψ rd
dt
τ
τ


r
r

(1.5)

Vd/2

DC Link
Vd

O

a

b

A

B

c

C

Vd/2

+

+
VAs

Vas

_

+
Vbs

_

Vcs
_

+

+

+
VBs

_

_

VCs

_

N1
N2

Hình 1. 1: Sơ đồ tổng quan của một hệ SPIM VSI

1.2 Vấn đề tồn tại trong điều khiển vector của hệ truyền động SPIM truyền
thống và hướng nghiên cứu
Như đã phân tích, tính hiệu quả của chiến lược FOC truyền thống sử
dụng các bộ điều khiển PID bị suy giảm do sự không chắc chắn về tham số của
SPIM và nhiễu tải. Các kỹ thuật phi tuyến được nghiên cứu, phát triển và sử dụng
trong các chiến lược FOC để thay thế cho điều khiển PID truyền thống.
Các kỹ thuật điều khiển không cảm biến cho các hệ truyền động SPIM
đã được nghiên cứu và phát triển rộng rãi trong hai thập kỷ qua. Tuy nhiên, chất
lượng ước lượng tốc độ ở vùng tốc độ thấp vẫn là một thách thức lớn.
Bên cạnh đó, các phương pháp điều chế PWM truyền thống cho biến tần
nguồn áp sáu pha sử dụng trong hệ truyền động SPIM thường gây ra xung điện
áp common mode cao trong hệ thống. Do đó, hướng nghiên cứu phát triển các
giải pháp giảm điện áp common mode là một hướng nghiên cứu khả thi và thu
hút được nhiều sự quan tâm của các nhà khoa học trong thời gian gần đây.
1.3 Kết luận
Mô hình toán của SPIM được xây dựng dựa trên phân rã không gian
vector để phù hợp với các kỹ thuật điều khiển được đề xuất và phát triển trong
luận án. Chi tiết về các kỹ thuật điều khiển vector và các phương pháp ước lượng
tốc độ và tham số của SPIM, những vấn đề còn tồn tại cũng được trình bày.

6

CHƯƠNG 2: KỸ THUẬT GIẢM ĐIỆN ÁP COMMON MODE CHO BIẾN
TẦN NGUỒN ÁP SÁU PHA
2.1 Giới thiệu tổng quan
Trong chương này đề xuất một kỹ thuật điều rộng xung sóng mang mới
làm giảm điện áp common mode (RCMV) áp dụng cho hệ truyền động động cơ
không đồng bộ sáu pha không đối xứng. Sự giảm áp common mode tức thời,
cũng như giảm độ lớn common mode trung bình sẽ thực hiện dễ dàng bởi kỹ
thuật PWM sóng mang. Các kết quả nghiên cứu trong phần này đã được tác giả
công bố trong các bài báo [6], [7], [15] thuộc Danh mục các công trình nghiên
cứu đã công bố.
2.2 Kỹ thuật điều khiển PWM giảm CMV cho BNL 6 pha
Sơ đồ Hình 2.1 mô tả nguyên lý thực hiện CBPWM cho BNL 6 pha. Do
cấu trúc BNL 6 pha đối xứng với hai điểm trung tính của hai BNL 3 pha cách ly.
Điện áp common mode cho hệ BNL 6 pha được xác định theo hệ thức sau:
v +v +v
V

v
= a0 b0 c0 - d

 comI
3
2

vA0 + v B0 + vC0 Vd
v

comII =

3
2


(2.1)

Điện áp common mode hệ biến tần có thể tính bằng trị trung bình sau [136]:
v
+ vcomII va0 + vb0 + vc0 + vA0 + vB0 + vC0 Vd
vcom = comI
=
2
6
2
Vref

Vrefa

2
3

e-jπ/6

3

sa sb sc
CBPWM GENERATOR I

Vrefb
Vrefc

VrefA

2

(2.2)

VrefB
VrefC

sA sB sC
CBPWM GENERATOR II

Hình 2. 1: Kỹ thuật CBPWM cho biến tần nguồn áp sáu pha

2.3 Các kỹ thuật RCMV 4S-CBPWM cho biến tần nguồn áp sáu pha
2.3.1 Kỹ thuật RCMV4S-CBPWM với CMV trung bình VcomMid
Mọi giá trị hàm common mode thiết lập riêng lẻ VcomI,II đều cho phép giảm
common mode. Hàm common mode cho hai BNL I và II, thực hiện điều khiển
giảm common mode theo công thức:
V
V
vcomI = vcomMidI = MidI d ; vcomII = vcomMidII = MidII d
2
2

(2.3)

Trị trung bình điện áp common mode của BNL 6 pha:
V
vcom = vcomMid =  MidI+MidII  d
4

(2.4)


7

2.3.2 Kỹ thuật 4S-CBPWM với điện áp common mode tối ưu trị trung
bình điện áp commen mode VComOpt
Ta có thể chọn hàm điện áp common mode tối ưu, cực tiểu về giá trị độ
lớn như sau: VcomOpt=Min(Vcom). SPVSI sử dụng kỹ thuật RCMV PWM sử dụng
VcomOpt đạt giá trị common mode trung bình cực tiểu. Tìm hàm common mode
cho BNL I và II khi hàm VcomOpt =0 có thể thực hiện bằng cách đưa ra tham số k,
0 < k < 1, như sau:
vcomI = (1- k) ecomMinI + k e comMaxI

(2.5)

vcomII = (1- k) ecomMinII + k ecomMaxII

Giá trị k được xác định theo điều kiện:
ecomMinI + ecomMinII
ecomMaxI + ecomMaxII - ecomMinI - ecomMinII

k=-

=-

ecomMin
ecomMax - ecomMin

(2.6)

2.3.3 Kỹ thuật RCMV POD-CBPWM
Kỹ thuật POD CBPWM cho SPVSI có thể định nghĩa như kỹ thuật SIN
PD-CBPWM thông thường. Điểm khác biệt là khối CBPWM khi áp dụng cho
BNL II sẽ sử dụng sóng mang dịch pha 180 độ so với sóng mang sử dụng cho
khối CBPWM của BNL I.
2.4 Kết quả nghiên cứu

-500
0.51

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

500

0

0.515

0.52

isa

2

0.525

0.53
0.535
Time (s)

isb

isc

0.54

isA

0.545

0.55

isB

0.555

Stator current (A)

-500
0.51

isC

0
-2
0.51

0.515

0.52

0.525

0.53 0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

is anpha
is beta

5
0
-5
0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5
0.6
Time (s)

0.7

0.8

0.9

Va phase voltage (V)

0

Vab line voltage (V)

500

Stator current (A)

Stator current (A)

Stator current (A)

Vab line voltage (V)

Va phase voltage (V)

2.4.1 Kỹ thuật SIN PD_ CBPWM
Kỹ thuật SIN PD_CBPWM sử dụng các sóng mang cùng pha cho BNL
I và II. Kết quả mô phỏng Hình 2.10, cho thấy điện áp common mode Vcom thay
đổi đến các giá trị đỉnh lớn nhất  Vd/2.
2.4.2 Kỹ thuật SIN POD CBPWM

1

500

0

-500
0.51

0.515

0.52

0.525

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

500

0

-500
0.51

isa

2

0.53
0.535
Time (s)

isb

isc

0.54

isA

0.545

0.55

isB

0.555

isC

0
-2
0.51

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

is anpha
is beta

5
0
-5

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5
0.6
Time (s)

0.7

0.8

0.9

1


Stator current (A)

Stator current (A)

8
10

isd
isq

5
0
0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5
Time (s)

0.6

0.7

0.8

0.9

0

Vcom1 (V)

Vcom1 (V)
0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

Vcom2 (V)

Vcom2 (V)

0.2

0.3

0.4

0.5

Time (s)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

0.515

0.52

0.525

0.53 0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

500

0

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0

-500
0.51

0.555

500

500

Vcom (V)

Vcom (V)

0.1

0

-500
0.51

500

0

-500
0.51

0

500

0

-500
0.51

isq
5

1

500

-500
0.51

10

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

Hình 2. 10: Kỹ thuật Sin
PD_CBPWM: Đồ thị điện áp Va, Vab và
Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn trên hệ
tọa độ αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom

0

-500
0.51

Hình 2. 11: Kỹ thuật Sin POD
CBPWM: Đồ thị điện áp Va, Vab và Dòng
stator sáu pha, dòng biểu diễn trên hệ tọa độ
αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom

0

0.515

0.52

0.525

0.53 0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

Vab line voltage (V)

-500
0.51

500

0

-500
0.51

0.515

0.52

0.525

0.53 0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

2
0
-2
0.51

Va phase voltage (V)

500

Stator current (A)

Stator current (A)

Vab line voltage (V)

Va phase voltage (V)

Kỹ thuật SIN POD CBPWM sử dụng các sóng mang cho BNL II dịch pha
1800 so với BNL I. Kết quả cho thấy trên Hình 2.11 giá trị điện áp common
mode tức thời của kỹ thuật SIN POD_CBPWM giảm trong giới hạn Vcom(peak) =
± Vd /6, mặc dù các điện áp common mode thành phần đạt giá trị đỉnh Vcom(peak)=
± Vd /2.
2.4.3 Kỹ thuật RCMV 4S-PWM với VcomMid
Kết quả Hình 2.12 cho thấy, giá trị CMV tức thời của kỹ thuật RCMV 4SCBPWM giảm trong giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6. Khác với kỹ thuật RCMV POD

CBPWM, phương pháp này đồng thời khống chế các điện áp common mode
thành phần trong giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6.
2.4.4 Kỹ thuật RCMV4S-CBPWM với VcomOpt
Kết quả trên Hình 2.13 cho thấy, giá trị điện áp common mode tức thời
của kỹ thuật RCMV 4S-PWM với VcomOpt giảm trong giới hạn vcom (peak) = ±Vd /6

0.515

0.52

0.525

0.53 0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

500

0

-500
0.51

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

500

0

-500
0.51

2
0
-2
0.51


0
-5

Stator current (A)

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5
Time (s)

0.6

0.7

0.8

0.9

10

1

isd
isq

5
0
0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5
Time (s)

0.6

0.7

0.8

0.9

Stator current (A)

5

Vcom1 (V)

Vcom1 (V)
0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.3

0.4

0.5
0.6
Time (s)

0.7

0.8

0.9

1

isd
isq

0
0.1

0.2

0.3

0.4

0.5
0.6
Time (s)

0.7

0.8

0.9

1

0

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

0.515

0.52

0.525

0.53 0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

500

Vcom2 (V)

Vcom2 (V)

0.2

5

-500
0.51

0.555

0

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0

-500
0.51

0.555

500

Vcom (V)

500

Vcom (V)

0.1

10

0

500

0

-500

0.51

-5

500

0

-500
0.51

0

1

500

-500
0.51

is anpha
is beta

5

0

Stator current (A)

Stator current (A)

9
is anpha
is beta

0.515

0.52

0.525

0.53
0.535
Time (s)

0.54

0.545

0.55

0.555

Hình 2. 12: Kỹ thuật RCMV4SCBPWM Vcommid: Đồ thị điện áp Va, Vab
và Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn trên hệ
tọa độ αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom

0

-500

0.51

Hình 2. 11: Kỹ thuật RCMV4SCBPWM VcomOpt:
Đồ thị điện áp Va, Vab
và Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn trên
hệ tọa độ αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII ,
Vcom

2.5 Kết luận
Trong chương này, kỹ thuật điều chế sóng mang mới giảm điện áp
common mode được thực hiện điều khiển PWM riêng lẻ điện áp 2 BNL ba pha.
Phạm vi kiểm soát thành phần áp common mode trung bình cũng được dẫn giải.
Các kỹ thuật CBPWM giảm điện áp common mode trong phạm vi Vd/6. So với
những kỹ thuật giảm CMV khác, kỹ thuật mới đề xuất giảm/ triệt tiêu CMV hiệu
quả, giải thuật đơn giản, khối lượng tính toán ít, chi phí cho bộ điều khiển thấp,
dễ thực hiện và dụng khi mở rộng kỹ thuật PWM cho các bộ biến đổi công suất.


10

CHƯƠNG 3: THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN CHO HỆ
TRUYỀN ĐỘNG SPIM
3.1 Giới thiệu sơ lược tình hình nghiên cứu
Để cải thiện chất lượng của bộ điều khiển, gần đây các phương pháp điều
khiển phi tuyến được nghiên cứu phát triển thay thế cho các bộ điều khiển PID
truyền thống. Luận án này đề xuất một cấu trúc điều khiển mới trong đó bộ điều
khiển BS được ứng dụng trong điều khiển vòng kín tốc độ và từ thông rotor
ngoài, điều khiển PCH được đề xuất cho điều khiển dòng vòng trong để cải thiện
chất lượng điều khiển và đảm bảo tính ổn định, độ chính xác và tốc độ đáp ứng
của hệ thống truyền động, nâng cao tính bền vững trước sự nhạy cảm của những

thay đổi của tham số máy điện, nhiễu tải. Các kết quả nghiên cứu liên quan đến
phần này đã được tác giả công bố trong các bài báo [14], [16], [17] thuộc Danh
mục các công trình nghiên cứu đã công bố.
3.2 Cấu trúc điều khiển phi tuyến BS_PCH
3.2.1 Điều khiển BS đề xuất cho bộ điều khiển tốc độ và từ thông rotor vòng
ngoài
Sai số theo dõi được định nghĩa:





t







'
*
εω = ω*r - ωr +k ω
 ωr - ωr dt;



t





ε ψ = ψ*rd - ψrd +k 'ψ  ψ*rd - ψrd dt

0

(3.1)

0

Hàm Lyapunov được chọn là:



1
V ω,ψ  = ε ω2 + ε ψ2
2



(3.2)

Để đáp ứng V' <0, luật điều khiển BS được thiết kế như sau:
i*sq =

dω*r Tl
1 
+ + Bωr + k ω' ω*r - ωr
 k ωε ω +

k t ψrd 
dt
J

i*sd =

dψ*rd 1
τr 
+ ψrd + k 'ψ ψ*rd - ψrd
k ψε ψ +
Lm 
dt
τr







 ;








Trong đó kω, kѰ là hằng số dương. Ta có đạo hàm của hàm Lyapunov:

dV ω,ψ 
= - k ωε ω2 - k ψε ψ2 < 0
dt

(3.3)

(3.5)

3.2.2 Bộ điều khiển PCH đề xuất cho điều khiển dòng vòng trong
Mô hình hệ thống Hamiltonia:
dH
 dx
=  J  x  - R  x  
x+ g xu

 dt 
dx

 y=g T  x  dH  x 

dx


Hàm dự trữ năng lượng của hệ thống:

(3.6)


11

Hx =



 

1 T -1
1 1 2 2 1
2
2
x D x=
x1 + x 2 = Lsisd
+ Lsisq
2
2 Ls
2



(3.7)

Giả sử hệ thống ổn định xung quanh trạng thái cân bằng mong muốn, hàm năng
lượng vòng kín Hd(x) được gán cho hệ thống đạt cực tiểu tại x0. Có thể tìm thấy
một điều khiển phản hồi u=α(x), Ma trận: Ra (x), Ja (x) và K (x) thỏa mãn:
dH
 J d  x  - R d  x  K  x  = -  J a  x  - R a  x 
x + g x u
dx
Hệ kín Hamiltonia thỏa mãn điều kiện: dx = J  x  - R  x  dHd  x 
d

d
 dx
dt 

(3.8)

sẽ trở thành một

hệ PCH tiêu tán năng lượng. Ta có:
K(x)=

dHa
; Ha (x)=Hd (x)-H(x)
dx

(3.9)

Với Ha là hàm được thêm vào để hệ thống điều khiển vòng kín dòng đạt trạng
thái cân bằng ổn định tại xo.
Từ các phương trình trên, điều khiển dòng vòng trong của điều khiển vector FOC
được xác định:




 
 




u* = σ ai* + r i* - i
- J1 i*sq -isq - Ls ωs i*sq - bR r ψrd 
 sd
 sd 1 sd sd


*
*
*
*
*


u sq = σ aisq + r2 isq - isq + J1 isd -isd + Ls ωs isd + bωr ψrd




(3.10)

3.3 Kết quả nghiên cứu
Các khảo sát được thực hiện dựa trên các thử nghiệm trong [45], [47].
SPVSI

DC link

BCL

SPIM

Phần Động Lực

Nguồn AC
3P

ĐKTĐ

ĐKD isdq

*

ψr

*
isd

+

-

Điều Khiển BS_PCH ( IFOC)

*

ωr

BS

PCH

isq*

+

-1

*

usd

+

-

-

θe

ωr
Eq.(4.4)

Eq.(3.8)

isq*

ωsl

ωe

+

+

T2

isd
isq

^ rd
ψ

usα

*
usd

+

-1

T6

usβ
isα

T2

T6

isβ

ʃ

ωr

Hình 3. 1: Điều khiển BS_PCH cho hệ truyền động SPIM

Trường hợp 1: Khảo sát chất lượng ở chế độ quá độ được thực hiện. So sánh
với kết quả thu được khi sử dụng điều khiển PI, có thể thấy rằng chất lượng điều
khiển ở chế độ quá độ của hệ truyền động SPIM được cải thiện đáng kể khi sử
dụng bộ điều khiển BS -PCH.
0
-500
-1000
0

1002
1000
998
996
994
992
0.292

1000

Speed (rpm)

Speed (rpm)

500

0.294
0.5

1
Time (s)

1.5

2

1000
0.102
0.168s

500

0
0

Reference
Measured (PI)
Measured (BS-PCH)

0.1

0.2
Time (s)

0.3

Speed (rpm)

Reference
Measured (PI)
Measured (BS-PCH)

1000

Reference
Measured (PI)
Measured (BS-PCH)

500
0
0.135s
-500 0.1025s

-1000
1

1.2
Time (s)

1.4


10

0
-10
0

0.5

1
Time (s)

1.5

2

5
0

Rotor Flux (Wb)

Torque (Nm)

20

Stator current isdq (A)

Stator current isa (A)

12
TL
Te (PI)
Te (BS-PCH)

isq (PI)
isq (BS-PCH)
isd (PI)
isd (BS-PCH)

-5
0

0.5

1
Time (s)

1.5

isa (PI)
isa (BS-PCH)

5

0

-5
0

0.5

1.5

2

1
Phi rd (PI)
Phi rd (BS-PCH)

0.5

0
0

2

1
Time (s)

0.5

1
Time (s)

1.5

2

Hình 3. 2: Đáp ứng tốc độ, mô men trong quá trình đảo chiều

Bảng 3.1 Các thông số chất lượng điều khiển với tải định mức
Giải thuật ĐK
Thời gian khởi động (s)

Thời gian đạt giá trị xác lập (s)
Thời gian đảo chiều (s)
Sai số xác lập (Vòng/phút)

BS_PCH
0.102
0.103
0.1025
0.1

PI
0.168
0.176
0.135
6

Rotor Flux (Wb)

Speed (rad/s)

1000
1000

500
0
0

500
0
0

0.1 0.2

Reference
Measured

2

4

6

8

1
Phi rd
Phi rq

0.5
0
0

10

2

4

0
-10

2

4

6

8

Current isq (A)

Torque (Nm)

TL
Te

10

0

6

10

0
-5
0

2

4

500

Vcom (V)

Current isa (A)

6

8

10

0.508

0.51

Time (s)

2
0
-2
2

10
Reference
Actual

5

Time (s)

0

8

Time (s)

Time (s)

4

6

8

Reference
Actual

0

-500
0.5

10

Time (s)

0.502

0.504
0.506
Time (s)

Hình 3. 3: Các đáp ứng trong trường hợp không tải
6

1000

1000

0
0

500
0
0

Current isq (A)

Speed (rad/s)

1500

0.1 0.2

Reference
Actual

2

4

6

8

4
2
0
isq
isd

-2

10

0

2

Time (s)
TL
Te

10
0
-10
0

2

4

6
Time (s)

4

6

8

10

Time (s)

Current isa (A)

Torque (Nm)

Speed (rad/s)

Trường hợp 2: Khảo sát hệ truyền động SPIM khi tốc độ động cơ và mô men
tải thay đổi. Các kết qủa mô phỏng cho thấy không có sự dao động tốc độ và
dòng, giá trị được điều khiển hội tụ rất nhanh với bám theo sát giá trị tham chiếu
trong suốt thời gian khảo sát (Hình 3.3; Hình 3.4). Thời gian hội tụ tốc độ được
cải thiện đáng kể so với bộ điều khiển được đề xuất trong [47].

8

10

2
0
2
0
-2

-2
-4
0

2

4

8

Time (s)

6

8.05

8

10

13
500

Vcom (V)

Rotor Flux (Wb)

1
Phi rq
Phi rd

0.5

0
0

2

4

6

8

0

-500
8.5

10

8.502

8.504

Time (s)

8.506
Time (s)

8.508

8.51

Hình 3. 4: Các đáp ứng trong trường hợp tải định mức

Để kiểm chứng và xác nhận rõ ràng hơn tính bền vững của bộ điều
khiển BS_PCH trước nhiễu tải, một khảo sát khác được thực hiện với cả hai
bộ điều khiển PI và BS -PCH cho điều khiển vector hệ truyền động SPIM.

0
0

0.5

1
Time (s)

1.5

30
Torque (Nm)

500

Reference
PI
BS-PCH

0
0

0.05
0.1
Time (s)

2

10
0

1380

1.5

2
isa (PI)
isa (BS-PCH)

5

Rotor Flux (Wb)

Stator current isa (A)

1
Time (s)

0

-5
0

0.5

1
Time (s)

1.5

800
1.5

1.55
Time (s)

0.5

0.55
Time (s)

1.6

1400

1360

0.5

1000

0.15

1400

Reference
PI
BS-PCH

-10
0

1200

1420

TL
Te (PI)
Te (BS-PCH)

20

Reference
PI
BS-PCH

2

1

1.05
Time (s)

Speed (rpm)

500

Speed (rpm)

Speed (rpm)

1000

Reference
PI
BS-PCH

1400

1000

Speed (rpm)

Speed (rpm)

1500

1200
Reference
PI
BS-PCH

1000

1.1

0.6

1

0.5

0
0

Phi rd (PI)
Phi rd (BS-PCH)

0.5

1
Time (s)

1.5

2

Hình 3. 5: Đáp ứng tốc độ, mô men trong trường hợp có nhiễu tải
của bộ điều khiển PI và BS_PCH.

Bảng 3.2 Các thông số chất lượng điều khiển với tải định mức
Giải thuật ĐK
Thời gian tăng tốc (s) (0 đến 1000 vòng/phút)
Thời gian xác lập (s)
Thời gian giảm tốc (s) (0 đến 1000 vòng/phút)
Thời gian xác lập (s)
Sụt tốc khi đóng tải định mức (Vòng/phút)
Thời gian đóng tải định mức (s)
Thời gian xác lập khi đóng tải định mức (s)
Sai số xác lập (Vòng/phút)

BS_PCH
0.085
0.087
0.535
0.538
4.5
0.005
0.005
0.1

PI
0.101
0.125
0.554
0.581
22
0.025
0.088
6

Trường hợp 3: Trường hợp 3 được thực hiện dựa theo khảo sát trong [45] và
được biểu diễn trong Hình 3.6a. Kết quả mô phỏng cho thấy hệ truyền động
SPIM bộ điều khiển sử dụng BS_PCH cho đáp ứng động rất tốt, thời gian khởi
động nhanh hơn, vọt lố thấp hơn và khả năng bám theo tốc độ tham chiếu tốt hơn
so với bộ điều khiển trong [45].
Trường hợp 4: Khảo sát giá trị điện trở của rotor tăng 3 lần so với giá trị danh
định như trong [45] và được biểu diễn trong Hình 3.6b. Bộ BS_PCH hoạt động
hiệu quả, tốc độ thực hội tụ rất nhanh với tốc độ tham chiếu, sai số dõi theo chính
xác khi đóng tải và gần như không bị ảnh hưởng bởi sự thay đổi Rr.


80

80

60

60

Speed (rad/s)

Speed (rad/s)

14

40
20
Reference
Measured

0
0

2

4

6

40
20
Reference
Measured

0

8

0

2

0

2

4
Time (s)

6

isd
isq

Current isdq (A)

4
2
0
-2
2

4

6

TL
Te

0

2

4
Time (s)

6

8
isd
isq

6

8

4
2
0
-2
0

Time (s)

a.

8

10

-10
0

8

6

0

Torque (Nm)

TL
Te

10

-10
0

6

Time (s)

Current isdq (A)

Torque (Nm)

Time (s)

4

2

4

6

8

Time (s)

b.

Hình 3. 6: Điều khiển BSC_PSH a. Rr danh định; b. Rr=3Rr danh định

3.5 Kết luận
Trong chương này, tác giả đã đề xuất một cấu trúc mới kết hợp giữa kỹ
thuật điều khiển BS và PCH cho điều khiển vector của hệ truyền động SPIM.
Giải thuật RCMV_4S_CBPWM VcomMid giảm điện áp common mode cho SPVSI
cũng được áp dụng khi khảo sát hệ truyền động đề xuất này. Điều khiển BS-PCH
được đề xuất để cải thiện và nâng cao chất lượng của bộ điều khiển, đảm bảo:
Tính ổn định, theo dõi tham chiếu tốc độ chính xác và tốc độ đáp ứng của hệ
thống truyền động, tính bền vững trước sự nhạy cảm của những thay đổi không
biết trước của các tham số hệ thống, nhiễu và các yếu tố phi tuyến.


15

CHƯƠNG 4: THIẾT KẾ BỘ QUAN SÁT TỐC ĐỘ THÍCH NGHI CHO

HỆ TRUYỀN ĐỘNG SPIM KHÔNG CẢM BIẾN TỐC ĐỘ
4.1 Giới thiệu sơ lược tình hình nghiên cứu
Các bộ quan sát tốc độ dựa trên MRAS đã được áp dụng thành công ở
khu vực tốc độ trung bình và cao. Tuy nhiên, hoạt động tốc độ thấp và bằng
không vẫn là một thách thức lớn.... Trong luận án này tác giả đề xuất một bộ
quan sát tốc độ dựa trên mô hình tham chiếu dòng stator (SC_MRAS) cải tiến
nhằm nâng cao hơn nữa chất lượng của bộ quan sát tốc độ và của hệ truyền động,
đặc biệt trong phạm vi tốc độ thấp và gần không. Các kết quả nghiên cứu liên
quan đã được tác giả công bố trong các bài báo [1-5], [8-14] thuộc Danh mục các
công trình nghiên cứu đã công bố.
4.2 Bộ quan sát tốc độ NN SM_SC_MRAS
Từ mô hình điện áp VM và mô hình dòng CM, biến đổi lại ta có:
x =  Ax  x  + Bx  u 

X k = e

A x Ts

X  k-1 + e

A x Ts

(4.1)

- I 

A -1x

Bx u s  k-1

(4.2)

Phương trình toán mô tả NN sử dụng Euler cải tiến được biểu diễn như sau:
ˆisα  k  = w1isα  k-1 + w 2 u sα  k-1 + w 3 ψ
ˆ rd  k-1 + w 4 ψ
ˆ rq  k-1

ˆ
+
w
i
k-2
w
u
k-2
w
ψ

 6 sα   7 rd  k-2  - w 8 ψˆ rq  k-2 
5 sα 


ˆ rq  k-1 - w 4 ψ
ˆ rd  k-1
ˆisβ  k  = w1isβ  k-1 + w 2 u sβ  k-1 + w 3 ψ

ˆ rq  k-2  +w 8 ψ
ˆ rd  k-2 
+ w 5isβ  k-2  - w 6 u sβ  k-2  -w 7 ψ



(4.3)
Trong đó:
w1 =1-

3Ts Rs 3Ts L2m
3T
3T L
3T L
3T R
T
TL
TL2m
TLm
; w 2 = s ; w3 = s m ; w 4 = s m ωˆ r ;w5 = s s +
; w6 = s ; w7 =
; w8 = s m ωˆ r
2σLs 2στr Lr Ls
2σLs
2στr Lr Ls
2σLr Ls
2σLs 2στr Lr Ls
2σLs
2στr Lr Ls
2σLr Ls

Dựa vào phương trình trên ta có thể xây dựng được một NN. Trong đó, các trọng
số w1, w2, w3, w5, w6, w7 được tính offline, trong khi w4, w8 được cập nhật online.
is

us

SPIM

Z-1

Z-1

(MHTC)
^r
ω

NN

Giải thuật

w1

LS
w2

w1

Z-1

Z-1

w3 w2
w4

w7

Z-1

w8

^
i sα

s

w3

w5 w 4
w5
w6

^
i

^
isβ

w6

w7
w8

(MHTN)
^

ω
r
^
ψ
r

Z-1

SM
Nhận dạng từ thông

^
Rs

Ước lượng Rs

Z-1

Hình 4. 1: Bộ quan sát tốc độ SMNN_ SC_ MRAS
Sắp xếp lại ta có phương trình ma trận của mô hình thích nghi thu được ở chế độ
dự báo như sau:


16

ˆ r  k-1 = B
Aω

(4.4)

4.2.1 Giải thuật ước lượng tốc độ
Trên cơ sở (4. 4), giải thuật LS thu được bằng cách cực tiểu hàm năng lượng:
 Ax-b T  Ax-b 
EX =

(4. 5)

1- ξ + ξx T x

Có thể tìm lời giải cho bài toán tìm cực trị (4.14) bằng thuật toán suy giảm độ
dốc (gradient descent):
ˆ r  k+1 =ω
ˆ r  k  - βγ  k  a  k  + ξ βγ 2  k  ω
ˆ r  k 
ω



(4.6)

4.2.2 Nhận dạng từ thông rotor và ước lượng điện trở
4.2.2.1 Nhận dạng từ thông rotor
Từ các giá trị đo lường đầu vào u, đầu ra y, bộ nhận dạng từ thông
rotor được địng nghĩa bởi cấu trúc như sau:
ˆ r )zˆ + G(u,ω
ˆ r ,z)
ˆ + ΛIs
zˆ = F(ω

(4.7)

Trong đó: Ʌ là ma trận hệ số và Is là vector được định nghĩa:
Is = sat(s1 ) sat(s 2 )

T

(4.8)

Từ phương trình mô hình dòng, giải thuật ước lượng từ thông rotor dựa trên
SM được định nghĩa:

L 
1
ˆ rd =  m  isα -   ψ
ˆ rd - ω
ˆ rψ
ˆ rq + Λ ψ Is
ψ
τ

 r 
 τr 

 Lm 
1
ψ
ˆ
ˆ
ˆ ˆ
 rq =  τ  isβ -  τ  ψ rq + ωr ψ rd + Λ ψ Is

 r 
 r


(4.9)

Để v’<0,  được chọn:
 Λψrd
Λψ = 
 0

0  δ ε ε
0 
= 1 1 3
Λ ψrq   0
δ2ε 2ε 4 


(4.10)

4.2.2.2 Ước lượng điện trở stator
Trong trình luận án này, phương pháp ước tính Rs trực tuyến được ước tính trên
cơ sở các thành phần dòng stato isα, isβ đo được và ước tính:
ˆ
dR
s
= -μ  isα -iˆsα ˆisα + isβ -iˆsβ ˆisβ 


dt









(4.11)

4.3 Kết quả nghiên cứu
Các khảo sát đánh giá trong phần này được thực hiện dựa trên các thử
nghiệm chuẩn (benchmark) được đưa ra trong [58], [120], [128131]. Mô hình
hệ truyền động SPIM được trình bày trong Hình 4.2.
Trường hợp 1: Khảo sát hệ truyền động SPIM vận hành ở dải tốc độ thấp:


17

Kết quả khảo sát trong Hình 4.3, Hình 4.4 cho thấy chất lượng của bộ
điều khiển và quan sát trong các trường hợp này rất tốt. Từ thông rotor và tốc độ
ước lượng bám theo các giá trị thực tế khá chính xác cả ở tham chiếu tốc độ dạng
nấc và đường dốc tam giác.

1.5

1
Hình
4. 2: Hệ truyền động SPIM phương pháp FOC sử dụng bộ điều khiển BS_PCH

0.5
0
-0.5
và bộ quan sát NNSM_SC_MRAS
0.8
1
1.2

Speed (rad/s)

4
2

6

1

1.2
2.3
1.9

0

2.4

2.5

2

-2

Reference
Measured
Estimated

2.1
2.3
1.9

-4
0

2.4

2.5

2

2

Speed (rad/s)

1.5
1
0.5
0
-0.5
0.8

6

4

4
2
0
-2

1.5
1
0.5
0
-0.5
0.8

1

1.2

1.5
1
0.5
0
-0.5
0.8

1

1.2
5.2

1.2
2
4.2

Reference
Measured
Estimated

9.1
3.2
1.2

6

Time (s)

-4
0

2

2
5.2

9.1
4.2
3.2
Time
(s)

4

6

a. Bộ quan sát NNSM_SC_MRAS
b. Bộ quan sát BPN_NN_SC_MRAS
Hình 4. 3: Đáp ứng tốc độ và từ thông của SPIM ở tốc độ tham chiếu dạng nấc
2.1

16
15
14
13

0.7

Reference
Measured
Estimation

0.8

0

Stator current (A)

Speed (rad/s)

20

-20
0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

is anpha real

is anpha ets

3.5

2

2.2

2.4

2.6

-10
0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

2.8

3

isq Real
isq Est
isd Real
isd Ets

-5
2

2.5

3

Time (s)

3.5

3.6

3.8

4

PhirD Real
PhirD Est

2
1

PhirQ Real
PhirQ Est

0
-1

3.5

0

Rotor flux (Wb)

Stator current (A)

0

3.4

3

0.5

1

1.5

Time (s)
5

3.2

Time (s)
Rotor flux (Wb)

Speed error (rad/s)

0

is beta est

0
-5

Time (s)

10

is beta real

5

2

2.5

3

Phird real
Phird est
Phirq real
Phirq est

0
0.5

1

1.5

2

2.5

3

Time (s)

Hình 4. 2: Đáp ứng tốc độ của SPIM ở tốc độ tham chiếu dạng tam giác đảo chiều
Time (s)

3.5

1
0.5

0

4

Time (s)

Trường hợp 2: Khảo sát chất lượng động của hệ truyền động SPIM

3.5


18

Từ kết quả mô phỏng trong Hình 4.4 cho thấy, các đáp ứng tốc độ và từ thông
rất tốt, tốc độ thực bám sát tốc độ tham chiếu.
M easured

M easured

Speed (rad/s)

Speed (rad/s)

Reference

100

Reference

10

Est imat ion

0

Est imat ed

50
0
-50

-10
-100

0.5

1
Time (s)

1.5

0

2

2
0
-2
0

0.5

1

1

2

1.5

4
2
0
-2
-4
0

2

1

Real
Est
Real
Est

0
-2

0

0.5

1
Time (s)

1.5

1
Time (s)

Rotor flux (Wb)

Rotor flux (Wb)

isd Est

0

Real

Est
Real
Est

0
0.5

isq Real
isq Est
isd Real

-5
1

2

3

Time (s)

Phird
Phird
Phirq
Phirq

0

0

2

1
0.5

3

5

Stator current (A)

Stator current (A)

isq
isq
isd
isd

2

2
Time (s)

Time (s)
4

3

Time (s)

Stator curren (A)

Stator curren (A)

0

1.5

1
Phirq Real
Phirq Est

0.5

Phirs Read
Phirq Est

0
0

2

1

2

3

Time (s)

(a) Đảo chiều tốc độ thấp,

(b) Đảo chiều tốc độ cao
Hình 4. 3: Đáp ứng tốc độ và từ thông rotor

Hình 4.5, Hình 4.6 và Hình 4.7 cho thấy tính hiệu quả của chiến lược điều khiển
và quan sát mới được đề xuất trong quá trình đảo chiều.
0.197s

Reference
Measured
Estimated

0
-100

0.1s

Reference
Measured
Estimated

0
-100

0.9

1

1.1
1.2
Time (s)

1.3

1.4

10

Error (rad/s)

Error (rad/s)

100

Speed (rad/s)

Speed (rad/s)

100

0
-10
0.9

1

1.1
1.2
Time (s)

1.3

1

1.1
1.2
Time (s)

1.3

1.4

0.9

1

1.1
1.2
Time (s)

1.3

1.4

0
-10

1.4

a.

0.9
10

b.

Hình 4. 4: Đáp ứng tốc độ, mô men tốc độ cao
a. Bộ quan sát sử dụng BPN_NN_SC_MRAS; b. Bộ quan sát sử dụng OLS_NNSM_SC_MRAS
Speed (rad/s)

Reference
Measured
Estimated

0
-50

a.

Error (rad/s)

1

1.1
1.2
Time (s)

1.3

1.4

10

Error (rad/s)

Error (rad/s)

0.9

0
-10
10
0
-10

0.9

1

1.1
1.2
Time (s)

1.3

1.4

Reference
Measured
Estimated

0.052s

50

ErrorSpeed
(rad/s)(rad/s)

0.101s

50

10
0
0
-50
-10

0.9
0.9

1
1

1.1
1.2
1.1
1.2
Time
Time (s)
(s)

1.3
1.3

1.4
1.4

0.9

1

1.1
1.2
Time (s)

1.3

1.4

10
0
-10

b.

Hình 4. 5: Đáp ứng tốc độ, mô men tốc độ trung bình

1
1.1
1.2

1.3
1.4 b. Bộ quan sát sử dụng OLS_NNSM_SC_MRAS
a. Bộ quan0.9
sát sử dụng
BPN_NN_SC_MRAS;
Time (s)


19
15

5
0
-5
-10

5
0
-5
-10

-15
0

0.5

1
Time (s)

1.5

-15
0

2

10

0.5

1
Time (s)

1.5

2

1

1.5

2

10

Speed error (rad/s)

Speed error (rad/s)

Reference

Measured
Estimated

10

Speed (rad/s)

10

Speed (rad/s)

15

Reference
Measured
Estimated

5
0
-5
-10
0

0.5

1

1.5

5

0
-5
-10
0

2

0.5

Time (s)

Time (s)

a.

b.

Hình 4. 6: Đáp ứng tốc độ, mô men tốc độ thấp
a. Bộ quan sát sử dụng BPN_NN_SC_MRAS; b. Bộ quan sát sử dụng OLS_NNSM_SC_MRAS

Trường hợp 3: Khảo sát ảnh hưởng của sự thay đổi điện trở đến hệ truyền động
SPIM sử dụng bộ quan sát NNSM_SC_MRAS

Các khảo sát dựa trên thử nghiệm chuẩn trong [128] nhưng mở rộng
khảo sát tăng các giá trị điện trở từ 150-200%. Hệ thống hoạt động ổn định, khả
năng dõi theo tham chiếu và ước lượng tốc độ chính xác của bộ điều khiển
BS_PCH và bộ quan sát tốc độ NNSM_ SC_MRAS (Hình 4.8) thu được rất tốt.
25

15

22

10

20

14
18
1.45

1.5

1.55

12

5

10
3.75

3.8

3.85

0

Reference
Measured

6

Torque (Nm)

Speed (rad/s)

7

Reference
Measured
Estimates

20

5
4
3
2

-5
0

1

2

3

4

5

6

1
0

7

1

2

3

Time (s)

4

5

6

7

Time (s)

Rotor flux (Wb)

Speed error (rad/s)

5

0

-5

0

1

2

3

4

5

6

1
Phird
Phirq

0.5
0
0

7

1

2

Time (s)

Stator resistance Rs

Vcom (V)

2 Rs

20
1.5 Rs

15
10
5
0

3
4
Time (s)

5

6

7

500

25

Rs

Reference resistance various
Estimated resistance

1

2

3
4
Time (s)

5

6

0

-500
2.5

7

2.51

2.52

2.53
2.54
Time (s)

2.55

2.56

Hình 4. 7: Kết qủa mô phỏng của hệ khi tham số động cơ thay đổi (Rs)

Trường hợp 4: Ảnh hưởng của nhiễu tải và hoạt động ở chế độ hãm tái sinh

Từ kết quả mô phỏng, ta dễ dàng thấy rằng chất lượng hoạt động ở cả 4
góc phần tư (Hình 4.9) và chế độ hãm tái sinh (Hình 4.10) của hệ truyền động
SPIM sử dụng BS_PCH và NNSM_SC_MRAS rất tốt.

-10

Stator current (A)

Speed (rad/s)

Tl
Te

0

2

2.5

3
Time (s)

3.5

5
0

isq Real
isq Est
isd Real
isd Ets

-5
2

2.5

3
Time (s)

3.5

4

10

Reference
Measured
Estimation

0

-10

4

Rotor flux (Wb)

Torque (Nm)

10

2

2.5

3
Time (s)

3.5

4

1
Phird

Phird
Phirq
Phirq

0.5

real
ets
real
ets

0
2

2.5

3
Time (s)

Hình 4. 8: Hoạt động của hệ truyền động SPIM ở bốn góc phần tư

3.5

4


40

20

20

Speed (rad/s)

Speed (rad/s)

20
40

0
-20

Reference
Measured
Estimated

-40
-60
2

2.5

3

3.5
Time (s)

4

4.5

0
-20
Reference
Measured
Estimated

-40
-60
2

5

3

4

5

Time (s)

Hình 4. 9: Đáp ứng tốc độ trong chế độ động cơ và hãm tái sinh ở dải tốc độ thấp
a. Bộ quan sát NN_SC_MRAS sử dụng CM để ược lượng từ thông [130]
b. Bộ quan sát NN_SC_MRAS sử dụng SM để ược lượng từ thông

100
50

Torque (N.m)

Speed (rad/s)

Sự bền vững trước nhiễu tải thay đổi đột ngột cũng được khảo sát như trong Hình
4.11 để chứng minh tính bền vững của chiến lược đề xuất.
Reference
Measured
Estimated

0
0

2

4

6

8

15
10
5
0
-5
0

TL
Te

2

4

-5
0

Flux rotor (Wb)

Current isdq (A)

0

1

2

3

4
Time (s)

5

6

7

2

Phi

Phi
Phi
Phi

1
0
-1
0.85

0.9

0.95

1
Time (s)

1.05

1.1

8
rd real
rd est
rd real
rd est

Flux rotor (Wb)

Error (Rad/s)

5

6

8

Time (s)

Time (s)

isd Real
isd Est
isq Real
isq Est

6
4
2
0
-2
0

2

4

6

Time (s)

8

1
Phi rq
Phi rq
Phi rd
Phi rd

0.5
0
0

1

2

3

4
Time (s)

5

6

7

real
est
real

est

8

Hình 4. 10: Đáp ứng tốc độ, mô men ở tốc độ 100 rad/s khi có nhiễu tải

4.4 Kết luận
Trong chương 4, tác giả xây dựng thành công bộ quan sát tốc độ thích nghi
sử dụng mạng nơ ron, điều khiển trượt kết hợp với bộ điều khiển BS_PCH và giải
thuật giảm điện áp common mode RCMV_4S_CBPWM Vcommid cho điều khiển
không cảm biến hệ truyền động SPIM. Thông qua các kết qủa mô phỏng đã chứng
minh rằng bộ quan sát tốc độ NNSM SC_MRAS đã làm việc chính xác ở dải tốc độ
thấp dưới 2 rad/s và tốc độ bằng không, không xuất hiện hiện tượng mất ổn định
trong chế độ hãm tái sinh, hệ làm việc ổn định, bền vững, không chịu ảnh hưởng từ
thay đổi tham số của động cơ và nhiễu tải. Mạng NN được huấn luyện bằng giải
thuật OLS tránh được các vấn đề về hội tụ và cực tiểu cục bộ, vì vậy, bộ quan sát tốc
độ mới được có tốc độ hội tụ nhanh và sai số ước lượng tốc độ thấp. Sử dụng bộ
quan sát tốc độ đề xuất có độ nhạy thấp đối với thay đổi các thông số động cơ và có
chất lượng động tốt, độ chính xác cao ở cả chế độ quá độ qua và ổn định.


21

CHƯƠNG 5: ỨNG DỤNG KẾT QUẢ NGHIÊN CỨU TRONG HỆ
TRUYỀN ĐỘNG CỦA XE ĐIỆN
5.1 Giới thiệu
Ứng dụng hệ truyền động đề xuất kết hợp điều khiển BS_PCH, bộ quan
sát tốc độ NNSM_SC _MRAS và giải thuật giảm điện áp common mode cho hệ
thống đẩy trong xe điện cũng được thực hiện và được tác giả trình bày trong luận
án. Hình 5.2 trình bày chiến lược đề xuất cho EV sử dụng SPIM.

+

ωref_left

Bộ quan sát tốc độ
NNSM _SC_MRAS

-

Vsd1, Vsq1
isd1, isq1
SPIM1

isd1, isq1
ω est1

Vô lăng
δ

Điều khiển Vector FOC
BS_PCH Control

Vdc

ω est2
isd2, isq2

+

SPIM2

-

ωref_right

Bộ quan sát tốc độ
NNSM SCMRAS

isd2, isq2
Vsd2, Vsq2

Hình 5. 1: Sơ đồ nguyên lý hệ thống điều khiển của hệ thống đẩy EV

Để đẩy xe điện, SPIM cung cấp mô men trực tiếp đến các bánh xe. Tải
của SPIM là sức cản trọng lực xe, độ dốc đường, khí động học,... Trong mô hình
động học của EV, các yếu tố cần được xem xét là tình trạng đường, khí động
học, độ dốc đường và tăng tốc, .v..v…, và một mô hình động xe có thể được
đưa ra theo [146-147]:
1
dv
(5.1)
2
F=μ rr mg + ρACd v + mgsin
2

T=

m

dt

+ FL

(5.2)

Fr
G

Trong đó m là khối lượng của EV; g là gia tốc trọng trường; µrr là hệ số sức cản
không khí; A là diện tích mặt trước của EV; Cd là hệ số lực cản; F là độ dốc; FL
nhiễu từ bên ngoài (bề mặt đường,..); r là bán kính lốp của EV; G là tỉ lệ bánh
răng ; T là mô men yêu cầu của EV; v là tốc độ động cơ trong bánh xe sử dụng
SPIM. Mô hình toán chi tiết của SPIM, được mô tả trong khung tham chiếu quay
đồng bộ, có thể được tìm thấy trong chương 2. Với phương pháp điều khiển tựa
theo từ thông rotor, mô men điện từ của động cơ có thể được viết như sau:
Te =K t isq
(5.3) (5.7)
Từ mô hình động xe được hiển thị trong (5.1) - (5.2), mô men cần thiết của một
bánh xe của động cơ có thể được hiển thị như sau:
T
(5.8)(5.4)
=T
=Ki
n

motor

t sq

Trong đó: n là số lượng hệ truyền động động cơ sử dụng trong EV. Phương trình
mô men của một động cơ trong bánh xe như sau:

22

dωr
dω
T
+ Bωr + Tmotor = J r + Bωr +
dt
dt
n

)(5.5)
(5.9)
Mô hình động lực học tổng thể của hệ thống EV bao gồm phương trình mô men
của SPIM có thể được viết như sau:
Te = J


r 2  dω
r 
1

2
Te =  J+m 2  r + Bωr +
 μ rr mg + ρACd v + mgsin +FL 
nG 
2
nG  dt



2

r  dω
=  J+m 2  r + Bωr + TL
nG  dt

+

)(5.6)
(5.10)

+

Nguồn
DC

Chopper

_

_

SPIM
Inverter

φ *rd

+-

26

62

PCH

θe

i sd*
BS

ω*ref

isc_z

PWM
Controller

isa_x
isb_y

Hệ thống động học xe điện

isq*

BQ S TỐC ĐỘ
NNSM_SC-MRAS

ʃ

ωe

ωr
+
+

ωsl

ωr

Lm /(1+sτ r)

÷

φ
rd

Lm /τ r

Hình 5. 2: Truyền động FOC sử dụng BS_PCH kết hợp bộ quan sát tốc độ NN_SM_
SCMRAS cho mô hình EV

5.2 Kết qủa mô phỏng và phân tích
Trường hợp thứ nhất:

+ Chu trình khảo sát thử nghiệm thứ nhất: Dựa theo thử nghiệm [148, H.5 a,b].
+ Chu trình khảo sát thử nghiệm thứ hai: là chu trình ECE-15 được cải tiến dựa
theo [148, H 5g,h]. Đây là thử nghiệm xe điện phù hợp trong khu vực đô thị.
+ Chu trình khảo sát thử nghiệm thứ ba: Khảo sát được thực hiện với chu trình
mẫu tương tự như trong chu trình khảo sát 2 nhưng dựa theo [149, H.8, H.10]

với thời gian khảo sát được kéo dài với 5 chu trình thử nghiệm như trong [148].

Hình 5. 3: Chu kỳ thử nghiệm lái tiêu chuẩn Châu Âu ECE-40 sửa đổi [148].
200
Reference

0

Estimated

-200

Speed (rpm)

Speed (rpm)

400

Measured

0

5

10
Time (s)

15

Estimated

0
0

5

10
Time (s)

15

20

5

Error (rpm)

Error (rpm)

Measured

200

20

400
200
0
-200

Reference

400

0

5

10
Time (s)

15

20

0

-5

0

5

10
Time (s)

15

20

20
0
-20

0

5

10
Time (s)

15

6
4
2
0
0

20

5

10
Time (s)

15

2.5

4

Current isdq (A)

Current isdq (A)

Torque (Nm)

Torque (Nm)

23

3
2
1
0
0

5

10

15

isd
isq

2
1.5

1
0.5

20

0

5

10
Time (s)

Time (s)

a.

20

15

20

b.

Hình 5. 4: Đáp ứng tốc độ, sai số ước lượng, dòng, mô men trong:
a. Chu trình khảo sát thử nghiệm thứ nhất: [148, Hình 5 a,b]).
b. Chu trình khảo sát thử nghiệm thứ hai: là chu trình ECE-15 được cải tiến (Hình 8) [148, hình 5 g,h].

Từ kết quả mô phỏng cho thấy đáp ứng theo dõi trạng ở cả khảo sát 1 và
2 trong trường hợp 1 đều rất tốt, sai số gần bằng không trong chế độ xác lập.

Điều khiển BS_PCH có thể cho đáp ứng động trong quá trình tăng tốc và giảm
tốc tốt, kiểm soát xe khi tăng và giảm tốc kịp thời.
Chu trình thử nghiệm thứ 3 theo chu trình mẫu được thực hiện trong
[149, hình 8]. Quan sát những kết quả mô phỏng cho thấy ước tính tốc độ của bộ
quan sát NNSM_SC_MRAS rất chính xác, tốc độ ước tính gần chính xác bằng
tốc độ đo được, trong cả trạng thái xác lập và quá độ, thậm chí ngay cả ở tốc độ
thấp và bằng không.

Torque (Nm)

Speed (rad/s)

150
100

Reference
Measured
Estimated

50
0
0

10

20

0

10

20

30
Time (s)

40

50

60

40

50

60

1
0
-1
30

1
1.04
Rotor flux (Wb)

Rotor flux (Wb)

Time (s)

0.5

Phird Act
Phird Est

1.02

Phird Act
Phird Est
Phirq Act
Phi irq Est

1
0.98
0.96

0

10

20

30
Time (s)

40

50

60

0
0

10

20

30
Time (s)

40

50

60

Hình 5. 5: Đáp ứng của hệ trong chu trình khảo sát thử nghiệm thứ ba [149, Hình 8,10]

Trường hợp 2:
Trường hợp 2 được thực hiện theo mô hình thử nghiệm trong [151, H.6].

Hình 5. 6: Mô tả đường trong quá trình vận hành EV thử nghiệm [151]