Nghiên cứu các kỹ thuật điều rộng xung cho bộ nghịch lưu áp 3 bậc dạng DIODE kềm và xét ảnh hưởng đến sự thay đổi áp DC

1

Đại Học Quốc Gia Tp.Hồ Chí Minh
TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA
-----------------------

KIỀU QUANG ĐĂNG

NGHIÊN CỨU CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU RỘNG XUNG CHO
BỘ NGHỊCH LƯU ÁP 3 BẬC DẠNG DIODE KỀM VÀ XÉT
ẢNH HƯỞNG ĐẾN SỰ THAY ĐỔI ÁP DC.
Chuyên ngành: Thiết bị, Mạng và Nhà máy điện.

LUẬN VĂN THẠC SĨ

TP. HỒ CHÍ MINH, tháng 7 năm 2009


2

CƠNG TRÌNH ĐƯỢC HỒN THÀNH TẠI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA
ĐẠI HỌC QUỐC GIA THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH
Cán bộ hướng dẫn khoa học: Phó Giáo Sư_Tiến Sĩ Nguyễn Văn Nhờ
Ký Tên

Cán bộ chấm nhận xét 1: ………………………………………………

Cán bộ chấm nhận xét 2: ……………………………………………….

Luận văn thạc sĩ được bảo vệ tại HỘI ĐỒNG CHẤM BẢO VỆ LUẬN VĂN

THẠC SĨ
TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA, ngày……….tháng…….. năm 2009.


3

TRƯỜNG ĐH BÁCH KHOA TP.HCM
PHÒNG ĐÀO TẠO SĐH

CỘNG HÒA XÃ HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM
Độc lập-Tự do-Hạnh phúc

Tp. HCM, ngày……..tháng…….năm 2009.
NHIỆM VỤ LUẬN VĂN THẠC SĨ
Họ tên học viên: Kiều Quang Đăng

Phái: Nam

Ngày, tháng, năm sinh: 10-4-1977

Nơi sinh: Tp.Hồ Chí Minh

Chuyên ngành: Thiết bị, Mạng và Nhà máy điện

MSHV: 01807268

I- TÊN ĐỀ TÀI:
NGHIÊN CỨU CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU RỘNG XUNG CHO BỘ NGHỊCH LƯU
ÁP 3 BẬC DẠNG DIODE KỀM VÀ XÉT ẢNH HƯỞNG ĐẾN SỰ THAY ĐỔI
ÁP DC.

II- NHIỆM VỤ VÀ NỘI DUNG:
1.Nghiên cứu trường hợp nguồn DC gồm hai bậc E1, E2 không bằng nhau. Nghiên
cứu các phương pháp điều chế sóng điều khiển trong kỹ thuật Carrier Based PWM
nhằm đạt được điện áp ngõ ra (phase leg voltage, phase-phase voltage) có chất
lượng sóng hài tốt nhất, chỉ số THD thấp nhất. Mô phỏng các thuật giải bằng
Matlab.
2.Khảo sát nguyên nhân gây ra dao động điện áp của trung điểm nguồn DC khi
dùng tụ phân áp_DC link Capacitor. Nghiên cứu cách làm giảm dao động tại bậc
thứ hai của điện áp ngõ ra bằng các phương pháp PWM. Mô phỏng các thuật giải
bằng Matlab.
III-NGÀY GIAO NHIỆM VỤ: ngày 02 tháng 02 năm 2009.
IV- NGÀY HOÀN THÀNH NHIỆM VỤ: ngày 03 tháng 7 năm 2009.
V- CÁN BỘ HƯỚNG DẪN: Phó Giáo Sư-Tiến Sĩ Nguyễn Văn Nhờ.
CÁN BỘ HƯỚNG DẪN
Phó Giáo Sư-Tiến Sĩ Nguyễn Văn Nhờ.

CN BỘ MÔN
QL CHUYÊN NGÀNH


4

LỜI CẢM ƠN
Trong suốt thời gian nghiên cứu thực hiện luận văn này, học viên Kiều Quang Đăng
đã nhận được sự hướng dẫn hết sức tận tình, tỉ mỉ của thầy PGS-TS Nguyễn Văn
Nhờ. Ngoài các hướng dẫn nghiên cứu lý thuyết, mơ phỏng, thầy cịn tạo điều kiện
hết sức thuận lợi về thời gian và thiết bị để học viên có thể thực hiện các thí nghiệm
tại phịng thí nghiệm Hệ Thống Năng Lượng 107 B3.
Học viên Kiều Quang Đăng xin được chân thành cảm ơn thầy.
Ngoài ra học viên Kiều Quang Đăng còn nhận được những sự hỗ trợ giúp đỡ và

hướng dẫn rất quí từ các thầy phụ trách hướng dẫn tại các phịng thí nghiệm, thầy
Nguyễn Xuân Bắc, thầy Lê Đình Khoa. Học viên Kiều Quang Đăng xin được cảm
ơn các thầy.


5

TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ
I.Nghiên cứu trường hợp nguồn DC gồm hai bậc E1, E2 không bằng nhau. Nghiên
cứu các phương pháp điều chế sóng điều khiển trong kỹ thuật Carrier Based
Pulse Width Modulation nhằm đạt được điện áp ngõ ra (phase leg voltage,
phase-phase voltage) có chất lượng sóng hài tốt nhất, chỉ số THD thấp nhất:
- Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier PWM Algorithms
áp dụng biến tần đa bậc có các nguồn DC khơng bằng nhau.
- Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier PWM Algorithms
với các điều chế biến đổi cộng thêm: Discontinuous PWM, Space Vector
PWM.
- Phương pháp điều biên sóng mang tam giác khi các nguồn DC không bằng
nhau.
Mô phỏng các thuật giải bằng Matlab.
II.Khảo sát nguyên nhân gây ra dao động điện áp của trung điểm nguồn DC khi
dùng tụ phân áp_DC link Capacitor.
- Nghiên cứu cách làm giảm dao động tại bậc thứ hai của điện áp ngõ ra bằng kỹ
thuật Space Vector Pulse Width Modulation.
- Nghiên cứu kỹ thuật cộng thêm tín hiệu hài bội 3 vào sóng điều khiển trong kỹ
thuật Carrier Based Pulse Width Modulation.
Mô phỏng các thuật giải bằng Matlab.


1

MỤC LỤC
I. MỞ ĐẦU...................................................................................................3
I.1. Tổng quan................................................................................................3
I.2 Tính cần thiết của đề tài............................................................................8
I.3 Mục tiêu và nội dung của luận văn...........................................................8
I.4. Phương pháp nghiên cứu .......................................................................10
I.5 Ý nghĩa khoa học, ý nghĩa thực tiễn của luận văn. ................................10
CHƯƠNG 1: GIỚI THIỆU CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ SÓNG
ĐIỀU KHIỂN TRONG KỸ THUẬT CARRIER BASED PWM.........11
1.1 Chỉ tiêu đánh giá chất lượng điện áp ngõ ra theo hệ số công suất_Power
Factor ...........................................................................................................11
1.2 Phân tích Fourier, chỉ số DF, THD........................................................13
1.3 Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier Pulse Width
Modulation Algorithms áp dụng biến tần đa bậc có các nguồn DC khơng bằng
nhau..............................................................................................................17
1.4 Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier PWM
Algorithms với các điều chế biến đổi cộng thêm: Discontinuous PWM, Space
Vector PWM. ...............................................................................................20
1.5 Phương pháp điều biên sóng mang tam giác khi các nguồn DC khơng bằng
nhau..............................................................................................................26
CHƯƠNG 2: MƠ PHỎNG TỪNG THUẬT GIẢI VÀ XEM XÉT CHẤT
LƯỢNG ĐIỆN ÁP NGÕ RA CHO TRƯỜNG HỢP 2 NGUỒN DC
KHƠNG BẰNG NHAU.............................................................................27
2.1. Mơ phỏng với “giải thuật điều chế đơn giản” và giải thuật điều chế tổng
quát Generalized Carrier PWM Algorithms chế độ Average Additional
Common Mode ............................................................................................27
2.2 Mô phỏng với giải thuật điều chế tổng quát Generalized Carrier PWM
Algorithms chế độ Discontinuous PWM.....................................................37
2.3 Mơ phỏng phương pháp điều biên sóng mang tam giác khi các nguồn DC

không bằng nhau..........................................................................................41
2.4 Thống kê kết quả, nhận xét...................................................................54


2

CHƯƠNG 3: KHẢO SÁT DAO ĐỘNG ĐIỆN ÁP TẠI TRUNG ĐIỂM
NGUỒN DC KHI PHÂN ÁP BẰNG TỤ DC LINK. ..............................59
3.1. Nghiên cứu phương pháp làm giảm dao động điện áp trung điểm nguồn
DC dùng kỹ thuật Space Vector PWM........................................................59
3.2 Nghiên cứu tác dụng của việc cộng thêm điện áp offset hàm sin bội 3 vào
sóng điều khiển trong kỹ thuật Carrier based PWM. .................................76
CHƯƠNG 4: MÔ PHỎNG BẰNG MATLAB CHO CÁC TRƯỜNG
HỢP ĐIỀU KHIỂN CÂN BẰNG ĐIỆN ÁP TRUNG ĐIỂM NGUỒN DC
DÙNG KỸ THUẬT PWM ........................................................................84
4.1. Mô phỏng cho kỹ thuật SV PWM ........................................................84
4.2. Mô phỏng cho kỹ thuật Carrier based PWM có cộng thêm điện áp offset
hàm sin bội 3 vào sóng điều khiển.............................................................101
CHƯƠNG 5 : KẾT LUẬN......................................................................125
TÀI LIỆU THAM KHẢO ......................................................................126
PHỤ LỤC .................................................................................................127


3

I. MỞ ĐẦU
I.1. Tổng quan
Bộ nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc dạng Diode Kềm_Neutral Point Clamped (NPC) đã
và đang được ứng dụng rộng rãi trong công nghiệp, và trong lĩnh vực năng lượng.
Với cấu trúc mạch công suất đơn giản, ít linh kiện hơn các bộ nghịch lưu áp đa bậc

khác, cho đáp ứng đầu ra đạt các yêu cầu về chất lượng điện năng mong muốn, bộ
nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc trở thành một ứng viên sáng giá đạt các yêu cầu cao về kỹ
thuật, và tính kinh tế cao.
Nguồn áp DC cấp cho bộ nghịch lưu áp ba bậc tổng quát được mô tả như hình vẽ
I.1.1

Hình I.1.1
Nguồn DC cấp cho bộ nghịch lưu trên có thể là nguồn ac-qui hoặc nguồn chỉnh lưu
từ bộ chỉnh lưu Diode. Để tạo ra hai bậc điện áp DC bằng nhau và bằng E, trên thực
tế vì tính kinh tế, đặc biệt đối với các bộ nghịch lưu công suất lớn (MVA), người ta
không dùng hai nguồn DC độc lập giống nhau. Các nguồn DC (bậc điện áp DC) có
thể nhận được từ việc dùng tụ phân áp được nạp điện bởi bộ chỉnh lưu điện áp
AC/DC, như hình vẽ I.1.2 và hình I.1.3.


4

Hình I.1.2
Hay là:

Hình I.1.3
Việc sử dụng tụ phân áp DC như trên sẽ dẫn đến một kết quả không mong muốn là
trong q trình đóng cắt của linh kiện cung cấp áp ba pha cho tải, sẽ có dịng điện
nạp và xả qua tụ, như hình vẽ dưới đây (hình I.1.4 a,b,c,d,e,f).

(a)

(b)

(d)

(e)

Hình I.1.4

(c)

(f)


5

Kết quả là điện áp trung điểm O nguồn DC là Vn (Neutral Point Voltage_NPV) sẽ
bị dao động bậc 3. Điện áp trên các tụ đương nhiên sẽ bị dao động theo. Tùy theo
độ lớn của tụ phân áp, công suất tải và cách điều chế sóng điều khiển trong kỹ thuật
Carrier Based Pulse Width Modulation (Pulse Width Modulation_PWD), mà biên
độ dao động của điện áp Vn là lớn hay nhỏ và điện áp trên các tụ có bị mất đối xứng
qua giá trị Vd/2 hay khơng. Hình I.1.5 kèm theo cho thấy giao động điện áp trên tụ
mất đối xứng qua điểm Vd/2=100V.

Hình I.1.5
Hệ quả là dạng điện áp ngõ ra sẽ bị méo dạng như hình I.1.6:

Hình I.1.6
Điện áp ngõ ra sẽ bị suy giảm về chất lượng. Độ méo dạng tổng sóng hài (THD) sẽ
tăng. Điện áp dao động trên các tụ là điều không thể tránh khỏi. Nhưng bằng các
phương pháp điều chế PWM thích hợp, có thể tìm cách cân đối các q trình nạp,
xả của tụ, khắc phục hậu quả của hiện tượng này nhằm đạt được chỉ số THD tốt
nhất có thể.
Các hướng nghiên cứu có thể thực hiện là:

6

(1). Khảo sát mạch với 2 nguồn E1minh hoạ:

=>
Hình I.1.7
Việc cân bằng điện áp 2 bậc DC để có được các bậc của điện áp ngõ ra bằng nhau
và = 100V trong trường hợp này là khơng thể. Ta có thể khảo sát các phương pháp
điều chế sóng điều khiển dùng kỹ thuật Carrier based PWM hoặc dùng kỹ thuật SV
PWM, nhằm đạt được điện áp ngõ ra có chỉ số THD tốt nhất.
(2) .Sử dụng kỹ thuật Carrier based PWM hoặc Space Vector PWM tìm cách giảm
nhấp nhơ bậc 3 ở bậc thứ hai của điện áp ngõ ra. Hình I.1.8

=>
Hình I.1.8
Hiện nay, ngoài các ứng dụng mạnh trong việc truyền động điện, điều khiển động
cơ, các bộ nghịch lưu áp 3 bậc còn được ứng dụng rộng khắp trong lĩnh vực năng
lượng. Như là ứng dụng làm các bộ biến đổi công suất dùng trong năng lượng mới
(Windenergy, Photovoltaic cell), các bộ cấp nguồn không gián đoạn (UPS), và các
thiết bị truyền tải xoay chiều linh hoạt (FACTS) điển hình là STATCOM. Cơng
suất sử dụng có thể lên đến 10 MVA và hơn nữa. Với các ứng dụng trong ngành
năng lượng thì chất lượng điện năng của đáp ứng ngõ ra phải được đặc biệt quan


7

tâm. Nghĩa là chất lượng sóng hài của điện áp, và dòng điện cấp cho tải phải đạt yêu

cầu.
Kỹ thuật Điều chế Độ rộng xung (PWM) cho các bộ nghịch lưu áp đa bậc đã và
đang được phát triển một cách mạnh mẽ trong những năm gần đây. Một vài thế
mạnh của kỹ thuật Điều chế Vectơ không gian (SVPWM) có thể được kể ra như là:
-

Dễ dàng thực hiện bằng cách dùng công nghệ kỹ thuật số.

-

Điều khiển linh hoạt do khả năng truy cập vào bất kỳ trạng thái đóng cắt nào
mong muốn.

-

Dễ dàng diễn giải bằng trực quan, giản đồ vectơ cho trường hợp tải ba pha đối
xứng và các nguồn DC cân bằng.

Tuy nhiên, khi nguồn áp DC không cân bằng (E1>E2), giản đồ vectơ không gian
của bộ nghịch lưu áp 3 bậc bị thay đổi nhiều. Xem hình I.1.9.

E1 = E2 = E = 100V.
Hình I.1.9

E1 = 125 V; E2 = 75 V.

Nếu dùng phương pháp SV PWM sẽ gặp khó khăn trong trường hợp này do các
vectơ trạng thái đã bị xê dịch. Phương pháp truyền thống là xác định vùng tam giác
chứa vectơ không gian yêu cầu và xác định 3 vectơ gần nhất (nearest-three-vector_
NTV) sẽ gặp nhiều khó khăn.

Đối với việc giảm dao động điện áp trên tụ DC-link, đã có nhiều nghiên cứu đưa ra
các giải pháp sử dụng SV PWM với việc phân loại thành từng nhóm vectơ tương
ứng với từng trạng thái nạp và xả của tụ điện nhằm cân bằng điện áp trên tụ DClink. Tuy nhiên giải thuật khá phức tạp.


8

Kỹ thuật Carrier based PWM có nhiều lợi thế hơn với các thế mạnh:
- Dễ dàng thực hiện cộng thêm các điện áp Common Mode Voltage và Extra
Common Mode Voltage cho nhiều mục đích khác nhau.
- Có thể thực hiện các phương pháp điều chế cải tiến (Modified PWM) khác nhau
dựa trên việc điều chỉnh điện áp offset hay là extra common mode.
- Có thể đưa thêm vào sóng điều khiển điện áp offset bậc 3, 5… như là thành phần
thứ tự không, nhằm thực hiện nhiều mục tiêu khác nhau.
- Phương pháp Điều Chế Sóng Mang Tổng Quát (General Carrier based PWM)
không phụ thuộc vào số bậc của điện áp leg-voltage, mức độ không cân bằng
của các bậc điện áp DC và các chế độ điều chế (vùng điều chế tuyến tính, vùng
quá điều chế).
- Dễ dàng thực hiện hơn, thuật giải đơn giản hơn phương pháp SV PWM.
I.2 Tính cần thiết của đề tài
Cho đến nay, các cơng trình nghiên cứu đều tập trung vào việc dùng kỹ thuật điều
chế độ rộng xung_PWM để đạt được đáp ứng điện áp ngõ ra có các chỉ số đánh giá
là tốt nhất có thể khi nguồn DC biến đổi.
Đối với trường hợp hai nguồn DC không cân bằng, vẫn chưa có đề xuất phương
pháp điều chế PWM tốt nhất có thể.
Đối với trường hợp điện áp trung điểm nguồn DC dao động, các nghiên cứu căn bản
dựa trên phương pháp điều chế vectơ không gian. Nghiên cứu phân loại các vectơ
trạng thái đóng cắt tương ứng với trạng thái nạp và xả của tụ DC-link.
Xuất phát từ các nhu cầu thực tiễn trên, đề tài tập trung nghiên cứu các phương
pháp điều chế PWM nhằm đạt được điện áp ngõ ra với chỉ số THD thấp nhất có thể

đối với các trường hợp khác nhau của điện áp DC cấp cho bộ nghịch lưu như đã nêu
ở trên.
I.3 Mục tiêu và nội dung của luận văn.
I.3.1. Mục tiêu của luận văn


9

[1] Nghiên cứu trường hợp nguồn DC gồm hai bậc E1, E2 không bằng nhau.
Nghiên cứu các phương pháp điều chế sóng điều khiển trong kỹ thuật Carrier
Based PWM nhằm đạt được điện áp ngõ ra (leg voltage, phase-phase voltage) có
chất lượng sóng hài tốt nhất, chỉ số THD thấp nhất. Từ đó xác định phương pháp
điều chế tối ưu cho biến tần 3 bậc với 2 nguồn DC là E1, E2 khơng cân bằng.
(hình I.3.1)

Hình I.3.1
[2] Khảo sát dao động điện áp của trung điểm nguồn DC khi dùng tụ phân áp_DC
link Capacitor. Nghiên cứu cách làm giảm dao động tại bậc thứ hai của điện áp
ngõ ra bằng các phương pháp điều chế PWM. (hình I.3.2)

=>
Hình I.3.2
I.3.2 Nội dung của luận văn
[1].Nghiên cứu trường hợp nguồn DC gồm hai bậc E1, E2 không bằng nhau.
Nghiên cứu các phương pháp điều chế sóng điều khiển trong kỹ thuật Carrier Based
PWM nhằm đạt được điện áp ngõ ra (leg voltage, phase-phase voltage) có chất
lượng sóng hài tốt nhất, chỉ số THD thấp nhất:


10

- Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier PWM Algorithms áp
dụng biến tần đa bậc có các nguồn DC không bằng nhau.
- Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier PWM Algorithms với
các điều chế biến đổi cộng thêm: Discontinuous PWM, Space Vector PWM.
- Phương pháp điều biên sóng mang tam giác khi các nguồn DC khơng bằng nhau.
Mô phỏng các thuật giải bằng Matlab.
2.Khảo sát nguyên nhân gây ra dao động điện áp của trung điểm nguồn DC khi
dùng tụ phân áp_DC link Capacitor.
Nghiên cứu cách làm giảm dao động tại bậc thứ hai của điện áp ngõ ra bằng các
phương pháp PWM.
Mô phỏng các thuật giải bằng Matlab.
I.4. Phương pháp nghiên cứu
− Thực hiện nghiên cứu lý thuyết các phương pháp điều khiển dùng kỹ thuật
PWM giáo khoa cơ bản, đến các phương pháp cải biến.
− Xây dựng các mơ hình mơ phỏng bằng MatLab cụ thể cho từng phương pháp.
− Không nghiên cứu thực hiện mạch mơ hình.
I.5 Ý nghĩa khoa học, ý nghĩa thực tiễn của luận văn.
I.5.1 Ý nghĩa khoa học
− Đánh giá tác động của các phương pháp điều chế PWM đối với các trường hợp
điện áp nguồn DC biến đổi.
− Nghiên cứu phương pháp điều chế PWM để có được chất lượng điện áp ngõ ra
tối ưu nhất có thể đối với các trường hợp điện áp nguồn DC biến đổi.
I.5.2 Ý nghĩa thực tiển
Do cấu trúc đơn giản, chất lượng điều khiển đạt yêu cầu, bộ nghịch lưu áp 3 bậc
dạng Diode kềm_NPC được ứng dụng rộng rãi trong truyền động điện, điều khiển
động cơ, cũng như trong lĩnh vực năng lượng điện.


11

Các bộ nghịch lưu áp 3 bậc được thiết kế và chế tạo đến cấp điện áp 35kV, công
suất đến 32MVA, như là các thiết bị bù tĩnh STATCOM, hay là các bộ biến tần
truyền động cho các động cơ cơng suất lớn làm động cơ đẩy chính cho xe lửa điện
hoặc tàu thủy. Wind Power Generator hay Photovoltaic cells dùng các các bộ biến
tần 3 bậc cấp trung, hạ thế, công suất đến 10MVA, vận hành độc lập hoặc hịa lưới.
Do đó việc nghiên cứu để đạt được chất lượng điện năng yêu cầu của đáp ứng ngõ
ra bộ nghịch lưu là điều thiết yếu.

CHƯƠNG 1: GIỚI THIỆU CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ SÓNG ĐIỀU
KHIỂN TRONG KỸ THUẬT CARRIER BASED PWM.

1.1 Chỉ tiêu đánh giá chất lượng điện áp ngõ ra theo hệ số công suất_Power
Factor
Hệ số công suất λ hoặc PF (Power Factor) đối với một tải được định nghĩa bằng tỉ
số giữa công suất tiêu thụ P và công suất biểu kiến S mà nguồn cấp cho tải đó:

λ = PF =

P
S

Trong trường hợp đặc biệt của nguồn áp dạng sin và tải tuyến tính chứa các phần tử
như R, L, C không đổi và sức điện động dạng sin, dịng điện qua tải sẽ có dạng sin
cùng tần số của nguồn áp với góc lệch pha có độ lớn bằng φ. Ta có hệ thức tính hệ
số cơng suất như sau:
P
= cos ϕ
S
Trong đó: U, I_là các trị hiệu dụng của điện áp và dòng điện qua tải.

P = m.U .I . cos ϕ ; S = m.U .I ; λ =

m_là tổng số pha.
Các bộ biến đổi cơng suất là những thiết bị có tính phi tuyến. Giả sử nguồn điện áp
cung cấp có dạng sin và dịng điện qua nó có dạng tuần hồn khơng sin. Dựa vào
phân tích Fourier áp dụng cho dịng điện i, ta có thể tách dịng điện thành các thành
phần sóng hài cơ bản I(1) cùng tần số với nguồn áp và các sóng hài bậc cao I(2),


12

I(3),…Dễ dàng thấy rằng, sóng điện áp nguồn và sóng hài cơ bản của dịng điện tạo
nên cơng suất tiêu thụ của tải:
P = P1 = m.U .I (1) . cos ϕ1

φ1 _ góc lệch pha giữa điện áp và dịng điện sóng hài cơ bản.
Các sóng hài cịn lại (bậc cao) tạo nên cơng suất ảo.
Ta có :

S 2 = (m.U .I ) 2 = m 2 .U 2 .( I (21) + I (22) + I (23) + ...)
S = m .U .I
2

2

2

2
(1)

∞

+ m .U .∑ I (2j )
2

2

j =2

∞

S 2 = m 2 .U 2 .I (21) . cos2 ϕ1 + m 2 .U 2 .I (21) . sin 2 ϕ1 + m 2 .U 2 .∑ I (2j )
j =2

S = P +Q + D
2

Với:

2
1

2
1

2

P=P1=m.U.I(1).cosφ1_Công suất tiêu thụ của tải.
Q=Q1=m.U.I(1).sinφ1_Công suất phản kháng. (công suất ảo do sóng hài cơ bản của
dịng điện tạo nên).

∞

D = m .U .∑ I (2j )
2

2

_Công suất biến dạng. (công suất ảo do các sóng hài bậc cao

j =2

của dịng điện tạo nên).

Khái niệm biến dạng (deformative) xuất hiện từ ý nghĩa tác dụng gây ra biến dạng
điện áp nguồn của các thành phần dịng điện này vì khi đi vào lưới điện chúng tạo
nên sụt áp tổng không sin trên trở kháng trong của nguồn, từ đó sóng điện áp thực tế
cấp cho tải bị méo dạng.
Từ đó ta rút ra biểu thức tính hệ số cơng suất theo các thành phần công suất như
sau:

λ = PF =

P
=
S

P1
P + Q12 + D 2
2
1

Ngồi ra có thể biểu diễn hệ số công suất theo hệ thức sau:
I
λ = PF = (1) . cos ϕ1
I
Muốn tăng hệ số công suất, ta có thể:


13

-Giảm Q1_cơng suất ảo của sóng hài cơ bản, tức thực hiện bù công suất phản kháng.
-Giảm D_công suất ảo của các sóng hài bậc cao. Tùy theo phạm vi hoạt động của
dãy tần số của sóng hài bậc cao được bù, ta phân biệt các biện pháp sau đây:
* Lọc sóng hài: Áp dụng cho các sóng hài bậc cao lớn hơn song hài cơ bản đến giá
trị khoảng kHz. Có thể sử dụng các mạch lọc cộng hưởng LC.
* Khử nhiễu: Áp dụng cho các sóng bậc cao có tần số khoảng kHz đến hàng MHz.
1.2 Phân tích Fourier, chỉ số DF, THD.
1.2.1 Phân tích Fourier cho đại lượng tuần hồn khơng sin.
Đại lượng i(t) tuần hồn theo chu kỳ Tp nhưng khơng sin có thể triển khai thành
tổng các đại lượng dạng sin theo hệ thức:
X=ω.t
∞

i( X ) = I AV + ∑ An . sin(n. X ) + Bn . cos(n. X )
n =1

Với
Biên độ sóng hài bậc n của đại lượng i được xác định theo hệ thức:
I AV =

1
2π

2π

∫ i.dX ;

An =

0

1

π

2π

∫ i. sin(n.X ).dX ; Bn =
0

1

π

2π

∫ i. cos(n.X ).dX ;
0

I ( n ) p = An2 + Bn2

Sử dụng hệ thức biên độ vừa tìm được, đại lượng i có thể viết dưới dạng:
∞

i( X ) = I AV + ∑ I ( n ) p . sin(n. X − ϕ n )
n =1

ϕ n = arctan

Với góc pha φn được xác định:
IAV là trị trung bình của đại lượng i.

Trị hiệu dụng của đại lượng i cho bởi hệ thức:

I rms = I

2
AV

∞

I (2n ) p

n=1

2

+∑

∞

2
= I AV
+ ∑ I (2n )
n=1

Với I(n) : trị hiệu dụng của thành phần thứ (n).
1.2.2 Chỉ số DF, THD.

Bn
An


14

1.2.2.1 Hệ số méo dạng (Distortion Factor_DF)
Được định nghĩa bằng tỉ số trị hiệu dụng thành phần hài cơ bản và trị hiệu dụng đại
lượng dòng điện (hay điện áp).
I
DF = (1)
I
Quan hệ giữa hệ số công suất và hệ số méo dạng vì thế liên hệ theo hệ thức:
PF = DF. cos ϕ1

1.2.2.2 Độ méo dạng tổng do sóng hài (Total Harmonic Distortion_THD)
Là đại lượng dùng để đánh giá tác dụng của các sóng hài bậc cao (2, 3,…) xuất hiện
∞

trong nguồn điện, cho bởi hệ thức:
THDI =

∑I
j ≠1

2
( j)

I (1)

Trong trường hợp đại lượng I không chứa thành phần DC, ta có:
∞

THDI =

∑I
j =2

I (1)

2
( j)

=

I 2 − I (21)
I (1)

Trong đó: I(j)_là trị hiệu dụng sóng hài bậc (j), j≥2.
I(1)_là trị hiệu dụng thành phần hài cơ bản dòng điện.
Quan hệ giữa DF và THD:
DF =

1
1 + (THD) 2

Ta xem mạch điện sau: Hình 1.2.1

Hình 1.2.1


15

Xét trường hợp Vd1=Vd2=E=200V.
Khảo sát điện áp pha giữa ngõ ra A, B, C của bộ nghịch lưu và điểm “N”.(Primitive
Phase to pole voltages).
Xem xét cho một pha A, với một sóng điều khiển udka xác định, khi so sánh với các
sóng mang tam giác “level shift” [0,1], và [1,2] dạng PD (Phase Disposition), ta sẽ
có được các xung kích s1g và s2g. Các xung này sẽ được đưa đi kích các khóa S1
và S2 tương ứng của mạch cơng suất. Xem hình 1.2.2

Hình 1.2.2
Kết quả là ở ngõ ra bộ nghịch lưu, ta sẽ thu được áp ngõ ra Va. Áp ngõ ra Va sẽ có
trị trung bình tương đương là một sóng sin đối xứng qua bậc 200V.
Khi hai điện áp Vd1 ≠ Vd2. Xét Vd1 = 100V, Vd2=300V.
Vẫn với cùng một sóng điều khiển như trên, ta sẽ thu được kết quả sau:
Xem hình 1.2.3


16

Hình 1.2.3

Ta nhận thấy, các xung kích s1g và s2g vẫn không thay đổi do udka không thay đổi,
nhưng do các bậc điện áp DC đã khơng cịn bằng nhau, nên áp ngõ ra bộ nghịch lưu
là Va đã bị mất cân đối, dẫn tới sóng sin trị trung bình tương đương của áp ngõ ra bị
méo dạng, chất lượng điện áp ngõ ra bị suy giảm do biên độ các sóng hài bậc chẵn
tăng mạnh. Chỉ số THD tăng.
Để có thể giảm chỉ số THD, tăng chất lượng điện áp ngõ ra bộ nghịch lưu trong
trường hợp này, ta cần phải làm cho sóng sin trị trung bình tương đương càng ít bị
méo dạng càng tốt. Muốn vậy, bằng trực quan, ta nhận thấy cần phải tăng thời gian
duy trì điều chế bậc điện áp mức cao (theo hình vẽ là bậc [100V-400V]), và cần
phải giảm thời gian điều chế bậc điện áp mức thấp (theo hình vẽ là bậc [0V-100V]).
Điều này tương ứng với việc cần tăng thời gian và số xung kích của xung kích s1g,
và cần phải giảm thời gian xung s2g khơng được kích.
Ta có thể thực hiện điều này bằng nhiều cách, ví dụ ta có thể nâng điện áp điều chế
udk lên một đoạn uoffset=hằng số: u’dk=udk+uoffset.
Xem hình1.2.4.


17

Hình 1.2.4
Có nhiều phương pháp đã được đưa ra nhằm tăng chất lượng điện áp ngõ ra. Các
phương pháp đều có một điểm giống nhau là cần làm giảm sự méo dạng của sóng
sin trị trung bình tương đương bằng cách hiệu chỉnh các thời gian, và số xung kích
s1g và s2g thích hợp.
1.3 Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier Pulse Width
Modulation Algorithms áp dụng biến tần đa bậc có các nguồn DC khơng
bằng nhau.
Từ các nghiên cứu (Tài liệu tham khảo [4], [5]) ta xem xét giải thuật điều chế tổng
quát_Generalized Carrier Pulse Width Modulation Algorithms áp dụng cụ thể cho
biến tần 3 bậc có các nguồn DC khơng bằng nhau.

Điện áp tích cực: Xét vec-tơ không gian điện áp yêu cầu

r
V = Vm .e j.θ .

Từ vec-tơ không gian điện áp yêu cầu, các điện áp tích cực 3 pha Va12, Vb12, Vc12
trong hệ trục abc được suy ra từ biên độ Vm và góc pha θ của vec-tơ không gian V
như sau:
Va12 = Vm . cosθ ; Vb12 = Vm . cos(θ − 2π / 3) ; Vc12 = Vm . cos(θ − 4π / 3)


18

Điện áp Common Mode ban đầu: Primitive Common Mode_V0p
Định nghĩa VMax và VMin là các giá trị lớn nhất và nhỏ nhất của các điện áp tích cực:
VMax= Max(Va12, Vb12, Vc12); VMin= Min(Va12, Vb12, Vc12).
Hai biên giới hạn của điện áp Common Mode ban đầu được định nghĩa như sau:
(Xem hình 1.3.1.a)
V0max= VS- VMax ; V0min= - VMin .
Như vậy: V0min ≤V0p ≤ V0max.
Có hai chế độ tính tốn thường được áp dụng cho V0p.
1_Medium Common Mode: V0p = (V0max+ V0min)/2.

2_Minimum Common Mode: ⎧V0 p = V0 min

⎪
⎨V0 p = VS / 2
⎪
⎩V0 p = V0 max

if

V0 max > V0 min > VS / 2

if

V0 min ≤ VS / 2 ≤ V0 max

if

V0 min < V0 max < VS / 2

Chọn điểm trung tính nguồn DC là điểm N ở bậc DC thấp nhất như hình vẽ 1.3.2.
Định nghĩa điện áp Vref(a),Vref(b), Vref(c) là điện áp pha tính tốn ban đầu giữa ngõ ra
A, B, C của bộ nghịch lưu và điểm “N”.(Primitive Phase to pole voltages). (xem
hình 1.3.2)
Vref(x) = Vx12 + V0p. x=a, b, c.
Như vậy Vref(x) , x=a, b, c sẽ biến thiên trong đoạn: 0 ≤Vref(x) ≤ VS. Xem Hình
1.3.1.(b)

Hình 1.3.1


19

Hình 1.3.2
Định
r nghĩa vec-tơ điện áp yêu cầu

Vref = [Vref ( a ) ,Vref (b ) ,Vref ( c ) ]T .

Từ các giá trị điện áp Vref(x) , (x=a,b,c) này, ta cần tính ra được các điện áp điều chế.
Điện áp Vref(x) , (x=a,b,c) này sẽ được tính tốn với hai bậc gần nhất được gọi là bậc
tích cực mức thấp VL(x), và bậc tích cực mức cao VH(x) , (x=a,b,c), tương ứng với
các bậc L(x), và H(x), (x=a,b,c) ở phía DC và thỏa điều kiện:

0 ≤ VL ( x ) ≤ Vref ( x ) ≤ VH ( x ) ≤ V2

x = a, b, c.

VL ( x ) ≤ Vref ( x ) < VH ( x )

if Vref ( x ) < V2 .

VH ( x ) = V2

if Vref ( x ) = V2 .

H ( x ) = L( x ) + 1.

x = a, b, c.

Vec tơ điện áp điều chế:

r
vref = [vref ( a ) , vref (b ) , vref ( c ) ]T .

Trong kỹ thuật điều chế sóng mang (Carrier Based Pulse Width Modulation), các
thành phần pha của vectơ điện áp điều chế sẽ được so sánh với các sóng mang tam
giác dạng PD ( tất cả các sóng mang có cùng pha_Phase Disposition) để tạo ra

vectơ điện áp yêu cầu Vref.

r

Gọi bậc tích cực mức thấp: L = [ L , L , L ]T .
(a)
(b )
(c)
Tín hiệu điều chế:

r

ξ ref = [ξ ref ( a ) , ξ ref (b ) , ξ ref (c ) ]T


20

Vec-tơ điện áp điều chế vref có thể được xác định từ các bậc tích cực mức thấp và
các tín hiệu điều chế như sau:

r r
r
vref = L + ξ ref
r
r
r
v
ξ ref = [V Ad ]−1.(Vref − VL ) = [VAd ]−1.Eref .
Trong đó VAd(x), (x= pha a, b, c)_là điện áp DC giữa hai bậc điện áp tích cực mức
cao và tích cực mức thấp VH(x) và VL(x) như sau :

V Ad ( x ) = VH ( x ) − VL ( x ) ; x = a, b, c
⎡V Ad ( a ) 0
0 ⎤
⎢
⎥
[V Ad ] = ⎢0
V Ad (b ) 0 ⎥ ;
⎢0
0
V Ad ( c ) ⎥⎦
⎣

⎡1 / V Ad ( a )
0
0 ⎤
⎢
⎥
[V Ad ]−1 = ⎢0
1 / V Ad (b )
0 ⎥
⎢0
0 1 / V Ad ( c ) ⎥⎦
⎣

Ví dụ tính toán cho pha c sẽ là: v
ref ( c ) = L( c ) +

(Vref ( c ) − VL ( c ) )
V Ad ( c )

Xem hình 1.3.3

Hình 1.3.3
1.4 Xem xét giải thuật điều chế tổng quát_Generalized Carrier PWM
Algorithms với các điều chế biến đổi cộng thêm: Discontinuous PWM,
Space Vector PWM.
Kỹ thuật điều chế sóng mang cải biến có thể đạt được bằng việc cộng một điện áp
Common Mode “thêm“ V0add vào tất cả các điện áp pha Vref(x) , (x=a,b,c) bộ nghịch
lưu. Khi đó điện áp pha hiệu chỉnh của bộ nghịch lưu V’ref(x) và vec-tơ điện áp điều
chế v’ref tương ứng sẽ được tính tốn như sau: