THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT MÔ HÌNH HÓA VÀ THIẾT KẾ CÁC MẠCH VÒNG ĐIỀU CHỈNH

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI

VIỆN ĐIỆN – BM. TỰ ĐỘNG HÓA XNCN




Trần Trọng Minh, Vũ Hoàng Phương









THI
ẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI
ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

MÔ HÌNH HÓA VÀ THIẾT KẾ CÁC MẠCH VÒNG ĐIỀU CHỈNH






















Hà N
ội – Năm 2014

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 1
MỤC LỤC

MỤC LỤC 1

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT 4

DANH MỤC BẢNG 5

DANH MỤC HÌNH VẼ 6

MỞ ĐẦU 11

1

GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12

1.1

Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 12

1.2

Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 13

1.2.1

Quá trình mở Tiristor 14

1.2.2

Quá trình khóa tiristor 15

1.2.3

Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor 15

1.2.4

Mạch khuếch đại xung mở Tiristor 16

1.3

Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 17

1.3.1

Phân tích quá trình mở/ khóa đối với MOSFET 17

1.3.2

Phân tích quá trình mở/ khóa đối với IGBT 19

1.3.3

Mạch driver cho MOSFET và IGBT 20

2

HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ
THUỘCEquation Chapter (Next) Section 1 24

2.1

Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 24

2.1.1

Khối đồng pha và tạo điện áp tựa 25

2.1.2

Khâu so sánh 27

2.1.3

Khâu tạo xung 28

2.1.3.1

Khâu tạo xung kép 28

2.1.3.2

Khâu tạo xung chùm 29

2.1.4

Khâu khuếch đại xung 30

2.1.5

Ví dụ về mạch driver cho hệ thống điều khiển nhiều kênh 30

2.1.6

Sử dụng IC chuyên dụng làm driver cho chỉnh lưu phụ thuộc 32

2.2

Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor 35

2.2.1

Mô hình hóa khối điều chế độ rộng xung 35

2.3

Kết quả mô phỏng 38

2.3.1

Chỉnh lưu cầu một pha 38

2.3.2

Chỉnh lưu cầu ba pha 39

2.3.2.1

Điều khiển vòng hở 39

2.3.2.2

Điều khiển vòng kín 40

2.4

Bài tập 41

3Equation Chapter 1 Section 1

HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC . 44

3.1

Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC 44

3.1.1

Phương pháp trung bình không gian trạng thái 44

3.1.2

Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 46

3.2

Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck 49

3.2.1

Phương pháp trung bình không gian trạng thái 49

3.2.2

Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 52

3.3

Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost 53

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 2
3.3.1

Phương pháp trung bình không gian trạng thái 53

3.3.2

Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 55

3.4

Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck – boost 57

3.4.1

Phương pháp trung bình không gian trạng thái 57

3.4.2

Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 59

3.5

Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện gián đoạn (DCM)
59

3.5.1

Mô hình trung bình 59

3.6

Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC 63

3.6.1

Nguyên lý điều khiển điện áp (Voltage mode) 63

3.6.2

Nguyên lý điều khiển dòng điện (Current mode) 63

3.6.2.1

Mô hình bộ biến đổi DC/DC điều khiển theo nguyên lý dòng điện 64

3.6.3

Nhắc lại một số kiến thức về lý thuyết điều khiển tự động 66

3.6.4

Một số bộ bù sử dụng trong cấu trúc điều khiển DC/DC converter 68

3.6.5

Tuyến tính hóa khâu điều chế độ rộng xung 73

3.7

Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck 74

3.7.1

Điều khiển trực tiếp 74

3.7.2

Điều khiển gián tiếp 80

3.7.2.1

Điều khiển theo nguyên lý dòng điện trung bình 80

3.7.2.2

Điều khiển theo nguyên lý dòng điện đỉnh 83

3.8

Bộ biến đổi kiểu boost 83

3.8.1

Điều khiển trực tiếp 83

3.8.2

Điều khiển gián tiếp 86

3.9

Bài tập 89

3.10

Bộ biến đổi PFC 90

3.10.1

Sơ đồ mạch lực 90

3.10.2

Cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC 91

3.10.2.1

Thiết kế mạch vòng dòng điện 91

3.10.2.2

Thiết kề mạch vòng điện áp 92

3.10.3

Bài tập 92

4Equation Chapter (Next) Section 1

HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC
LẬP 94

4.1

Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi nghịch lưu độc lập 94

4.2

Mô tả toán học nghịch lưu áp 94

4.2.1

Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp một pha 94

4.2.2

Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp ba pha 96

4.3

Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha 98

4.3.1

Phương pháp điều chế hai cực 98

4.3.2

Phương pháp điều chế đơn cực 99

4.3.3

Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một
pha 102

4.4

Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 104

4.4.1

Phương pháp Sin PWM 104

4.4.2

Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) 105

4.4.2.1

Khái niệm vector không gian 105

4.4.2.2

Phương pháp điều chế vector không gian 106

4.4.3

Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba
pha 114

4.5

Bù thơi gian chết deadtime trong nghịch lưu nguồn áp 116

4.6

Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 116

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 3
4.6.1

Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 116

4.6.2

Ví dụ về thiết kế mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha
118

4.7

Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 118

4.7.1

Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 118

4.7.1.1

Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ 119

4.7.1.2

Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ quay dq 119

4.8

Bài tập 121

5

HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG
SUẤTEquation Chapter (Next) Section 1 123

5.1

Nhắc lại kiến thức về điều khiển số 123

5.1.1

Mô hình đối tượng trên miền gián đoạn z 123

5.2

Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất 125

5.3

Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng xung 126

5.3.1

Độ phân giải của A/D 126

5.3.2

Yêu cầu độ phân giải DPWM 127

5.3.3

Đồng bộ giữa thời điểm trích mẫu ADC và khung thời gian điều chế độ
rộng xung 128

5.4

Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung 129

5.5

Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số 130

5.5.1

Phương pháp thiết kế gián tiếp 130

5.5.1.1

Bộ biến đổi kiểu Buck 131

5.5.1.2

Nghịch lưu nguồn áp một pha 132

5.5.2

Phương pháp thiết kế trực tiếp 133

5.5.2.1

Bộ biến đổi kiểu Buck 133

5.5.2.2

Mạch vòng điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha 135

5.5.2.3

Bộ điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha kiểu deadbeat
136

5.6

Chuẩn hóa bộ điều chỉnh 137

TÀI LIỆU THAM KHẢO 140

PHỤ LỤC 141


1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 4
DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT
Các chữ viết tắt
Chữ viết tắt Ý nghĩa
PWM
ĐCX Điều chế xung cho chỉnh lưu Tisitor

Các ký hiệu
Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa
u
o
, U
o
V Điện áp trung bình và xác lập đầu ra bộ biến đổi DC/DC
*
o
u

V Lượng đặt điện áp đầu ra bộ biến đổi DC/DC
u
in
, U

in
V Điện áp trung bình và xác lập đầu vào bộ biến đổi DC/DC
u
C
, U
C
V Điện áp trung bình và xác lập trên tụ C
i
L
, I
L
V Dòng điện trung bình và xác lập chảy qua cuộn cảm L
*
L
i

A Lượng đặt dòng điện qua cuộn cảm bộ biến đổi DC/DC
d, D Hệ số điều chế và giá trị xác lập của nó
ˆ
i

A Biến thiên tín hiệu nhỏ dòng điện quanh điểm làm việc xác lập
ˆ
u

V Biế
n thiên tín hi
ệ
u nh
ỏ

đ
i
ệ
n áp quanh
đ
i
ể
m làm vi
ệ
c xác l
ậ
p
ˆ
d

A Bi
ế
n thiên tín hi
ệ
u nh
ỏ
h
ệ
s
ố

đ
i
ề

u ch
ế
quanh
đ
i
ể
m làm vi
ệ
c xác l
ậ
p
T
x
s Chu k
ỳ

đ
i
ề
u ch
ế

T s Chu k
ỳ

đ
i
ệ
n áp l
ướ

i
s Toán t
ử
Laplace
p H
ệ
s
ố

đậ
p m
ạ
ch
đ
i
ệ
n áp ra c
ủ
a b
ộ
ch
ỉ
nh l
ư
u
α
Rad Góc m
ở
Tiristor
L H Giá tr

ị
cu
ộ
n c
ả
m
C F Giá tr
ị
t
ụ

đ
i
ệ
n
u
d
V Giá tr
ị
trung bình
đ
i
ệ
n áp
đầ
u ra c
ủ
a b
ộ
ch

ỉ
nh l
ư
u Tiristor
u
dk
V
Đ
i
ệ
n áp
đ
i
ề
u khi
ể
n b
ộ
ch
ỉ
nh l
ư
u Tiristor


1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 5
DANH MỤC BẢNG
B
BB
B


ng 5.1
ng 5.1ng 5.1
ng 5.1

Các phương pháp gián đoạn 131


1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 6
DANH MỤC HÌNH VẼ
Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu 12
Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn 13
Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor 13
Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt 15
Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng
IC cách ly 16
Hình 1.6 Mạch điều khiển mở MOSFET 17
Hình 1.7 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển
mở, (b) Quá trình điều khiển khóa 18
Hình 1.8 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT 19
Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc 24
Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển α. 24
Hình 2.3 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống 26
Hình 2.4 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên 26
Hình 2.5 Điện áp tựa dạng cosin 27
Hình 3.1 Mô tả bộ biến đổi DC/DC, a) mạch lực bộ biến đổi DC/DC, b) Mô hình bộ
biến đổi DC/DC tại điểm xác lập, c) Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC 47
Hình 3.2 Mạng điện hai cửa, a) tín hiệu trung bình, b) Mạch điện điện tương đương
được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng 48
Hình 3.3 Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC, a)Bộ biến đổi Buck, b)Bộ biến đổi

Boost 49
Hình 3.4 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu
buck trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 2 (c) 49
Hình 3.5 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ 52
Hình 3.6 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu
boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 2 (c) 53
Hình 3.7 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ. 56
Hình 3.8 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến
đổi kiểu buck - boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong
thái 2 (c) 57
Hình 3.9 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck 60
Hình 3.10 Dạng điện áp và dòng điện bộ biến đổi Buck trong chế độ DCM 60
Hình 3.11 M
ạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) với tín hiệu trung bình 62
1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 7
Hình 3.12 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) ở trạng thái xác lập 62
Hình 3.13 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC, a) điều khiển trực tiếp
(direct mode), b) điều khiển gián tiếp (indirect mode). 64
Hình 3.14 Minh họa đồ thị Bode của
(
)
G j
ω
[6] 67
Hình 3.15 Đồ thị bode của bộ bù Lead có cấu trúc (3.94) 69
Hình 3.16 Đồ thị bode của bộ bù có cấu trúc (3.105) 71
Hình 3.17 Đồ thị bode của hàm bộ bù (3.108) 72
Hình 3.18 Cấu trúc điều khiển trực tiếp bộ biến đổi kiểu buck 74
Hình 3.19 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) 75
Hình 3.20 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.94) 76

Hình 3.21 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.124) 77
Hình 3.22 Cấu trúc để đánh giá ảnh hưởng điện áp đầu vào và đầu ra bộ biên đổi kiểu
Buck 77
Hình 3.23 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.94) 78
Hình 3.24 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có
đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz 78
Hình 3.25 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) 79
Hình 3.26 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có
đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz 79
Hình 3.27 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện trung bình bộ biến đổi
kiểu buck 80
Hình 3.28 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.129) 81
Hình 3.29 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.131) 82
Hình 3.30 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện trung
bình 82
Hình 3.31 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu
buck 83
Hình 3.32 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh`
83
Hình 3.33 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.138) 84
Hình 3.34 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt vòng hở (Gvd.Gc) 85
Hình 3.35 Kết quả mô phỏng bộ Boost theo nguyên lý điều khiển điện áp 86
Hình 3.36 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu
Boost 86
Hình 3.37 Đồ thị bode của hàm truyền đạt
(
)
ui
G s
biến đổi kiểu Boost 87

Hình 3.38 Đồ thị bode của hàm truyền đạt
(
)
ui
G s
và bộ bù (3.103) biến đổi kiểu Boost 88
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 8
Hình 3.39 Kết quả mô phỏng bộ biến đổi Boost theo nguyên lý điều khiển dòng điện
đỉnh` 88

Hình 4.1
Hình 4.1Hình 4.1
Hình 4.1

Sơ đồ mạch lực nghịch lưu độc lập kiểu nguồn áp, a) Một pha, b) Ba
pha 94

Hình 4.2
Hình 4.2Hình 4.2
Hình 4.2

Mô hình nghịch lưu nguồn áp một pha được mô tả bởi khóa chuyển
mạch 95

Hình 4.3
Hình 4.3Hình 4.3
Hình 4.3

Mô hình nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi khóa chuyển
mạch 96

Hình 4.4
Hình 4.4Hình 4.4
Hình 4.4

Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha, a) Điều
chế lưỡng cực, b) Điều chế đơn cực 98

Hình 4.5
Hình 4.5Hình 4.5
Hình 4.5

Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế hai cực, a) Sóng mang
và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 99

Hình 4.6
Hình 4.6Hình 4.6
Hình 4.6

Trạng thái mạch nghịch lưu theo phương pháp điều chế hai cưc 99

Hình 4.7
Hình 4.7Hình 4.7
Hình 4.7

Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế đơn cực, a) Sóng
mang và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 100

Hình 4.8
Hình 4.8Hình 4.8

Hình 4.8

Trạng thái mạch nghịch lưu trong phương pháp điều chế đơn cực 100

Hình 4.9
Hình 4.9Hình 4.9
Hình 4.9

Biểu đồ vector của kỹ thuật điều chế vector đơn cực 101

Hình 4.10
Hình 4.10Hình 4.10
Hình 4.10

Mẫu xung chuẩn đưa ra nghịch lưu một pha, a) nửa chu kỳ dương, b)
nưa chu kỳ âm 102

Hình 4.11
Hình 4.11Hình 4.11
Hình 4.11

Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế lưỡng cực 103

Hình 4.12
Hình 4.12Hình 4.12
Hình 4.12

Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế đơn cực 104

Hình 4.13

Hình 4.13Hình 4.13
Hình 4.13

Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 104

Hình 4.14
Hình 4.14Hình 4.14
Hình 4.14

Quỹ đạo vector không gian trên mặt phẳng αβ 106

Hình 4.15
Hình 4.15Hình 4.15
Hình 4.15

Trạng thái mạch nghịch lưu nguồn áp tương ứng vector chuẩn 108

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 9
Hình 4.16
Hình 4.16Hình 4.16
Hình 4.16

Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ tĩnh αβ 109

Hình 4.17
Hình 4.17Hình 4.17
Hình 4.17

Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời u
sa

, u
sb
, u
sc
109

Hình 4.18
Hình 4.18Hình 4.18
Hình 4.18

Thuật toán xác định vector điện áp đặt trong mỗi sector 110

Hình 4.19
Hình 4.19Hình 4.19
Hình 4.19

Vector điện áp được điều chế trong Sector 1 110

Hình 4.20
Hình 4.20Hình 4.20
Hình 4.20

Trạng thái logic của vector chuẩn trong Sector 1 111

Hình 4.21
Hình 4.21Hình 4.21
Hình 4.21

Mẫu xung chuẩn trong Sector 1 112

Hình 4.22
Hình 4.22Hình 4.22
Hình 4.22

Các mẫu xung chuẩn đưa ra trong mỗi sector 113

Hình 4.23
Hình 4.23Hình 4.23
Hình 4.23

Quĩ đạo vector điện áp theo phương pháp điều chế độ rộng xung cho
nghịch lưu ba pha nguồn áp 114

Hình 4.24
Hình 4.24Hình 4.24
Hình 4.24

Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế sinPWM 115

Hình 4.25
Hình 4.25Hình 4.25
Hình 4.25

Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế vector không gian 115

Hìn
HìnHìn
Hình 4.26
h 4.26h 4.26
h 4.26

Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp
một pha 116

Hình 4.27
Hình 4.27Hình 4.27
Hình 4.27

Mô tả toán học mạch vòng điều khiển dòng điện 116

Hình 4.28
Hình 4.28Hình 4.28
Hình 4.28

Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp
ba pha 118

Hình 4.29
Hình 4.29Hình 4.29
Hình 4.29

Biểu điện vector điện áp và dòng điện trên các hệ trục tọa độ 119

Hình 4.30
Hình 4.30Hình 4.30
Hình 4.30

Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ 119

Hình 4.31

Hình 4.31Hình 4.31
Hình 4.31

Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ quay dq 121


Hình 5.1
Hình 5.1Hình 5.1
Hình 5.1

Hê thống điều khiển số 126

Hình 5.2
Hình 5.2Hình 5.2
Hình 5.2

Biểu diễn dữ liệu vào ADC 126

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 10

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 11

MỞ ĐẦU
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI
ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT
Như đã biết, các bộ biến đổi bán dẫn sử dụng các phần tử bán dẫn công suất như các
khoá điện tử, dùng để nối tải vào nguồn theo những quy luật nhất định, trong những
khoảng thời gian nhất định, nhờ đó mà biến đổi được các thông số của nguồn điện, đáp ứng
các yêu cầu khác nhau của phụ tải cũng như các yêu cầu về điều chỉnh khác nhau. Các

phần tử công suất đóng cắt các dòng điện, có thể rất lớn, hàng trăm đến hàng nghìn A, dưới
điện áp có thể rất cao, từ vài chục đến vài trăm V, tuy nhiên lại được điều khiển bởi những
dòng điện, điện áp rất nhỏ, tạo ra bởi những mạch điện tử công suất nhỏ thông thường.
Ngoài ra quy luật đóng cắt của các phần tử công suất trong bộ biến đổi cũng hoàn toàn do
các mạch điện tử xử lý tín hiệu tạo ra. Gọi là xử lý tín hiệu vì ở đây công suất hoàn toàn
không có ý nghĩa gì, chỉ có giá trị, mức tín hiệu và hình dạng là cần thiết mà thôi. Vì vậy,
hệ thống điều khiển đóng vai trò hết sức quan trọng trong đảm bảo sự hoạt động của các bộ
biến đổi.
1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất
Một hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất ứng dụng trong các lĩnh vực: bộ
biến đổi nối lưới, bộ biến đổi làm việc với tải độc lập được chỉ ra trên Hình 1.1 bao gồm:
+ Mạch phát xung mở van bán dẫn (driver).
+ Thực hiện chức năng điều chế, phân phối xung.
+ Thực hiện các bộ điều chỉnh trong mạch vòng kín.
+ Mạch đo lường và bảo vệ.
+ Hệ thống điều khiển cấp trên: Giám sát, đưa ra lượng đặt điều khiển.


Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu
1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 13

Các van bán đẫn được sử dụng chia thành 2 loại chính:
+ Van bán dẫn chỉ điều khiển được quá trình đóng mà không điều khiển được quá trình
ngắt (Tiristor).
+ Van bán dẫn điều khiển được cả quá trình đóng và quá trình ngắt: MOSFET, IGBT
Phạm vi ứng dụng của các van bán dẫn này cũng rất khác nhau phụ thuộc vào khả năng
chịu điện áp và dòng điên.

Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn
1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor

Tiristor là phần tử bán dẫn cấu tạo từ bốn lớp bán dẫn p-n-p-n, tạo ra ba tiếp giáp p-n J
1
,
J
2
, J
3.
Tiristor có ba cực : anôt A, catôt K, cực điều khiển G.
Đặc tính vôn-ămpe của một tiristor gồm hai phần Hình 1.3. Phần thứ nhất nằm trong
góc phần thứ tư thứ I là đặc tính thuận tương ứng với trường hợp điện áp U
AK
>0, phần thứ
hai nằm trong góc phần tư thứ III, gọi là đặc tính ngược, tương ứng với trường hợp U
AK
<0.

Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor
Trường hợp dòng điện vào cực điều khiển bằng không (I
G
=0).
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 14
Khi dòng vào cực điều khiển của tiristor bằng 0 hay khi hở mạch cực điều khiển tiristor
sẽ cản trở dòng điện ứng với cả hai trường hợp phân cực điện áp giữa anôt-catôt. Khi điện
áp U
AK
<0 theo cấu tạo bán dẫn của tiristor hai tiếp giáp J1, J3 đều phân cực ngược, lớp J2
phân cực thuận, như vậy tiristor sẽ giống như hai điôt mắc nối tiếp bị phân cực ngược. Qua
tiristor sẽ chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Khi U
AK
tăng đạt đến một

giá trị điện áp lớn nhất U
ng,max
sẽ xảy ra hiện tượng tiristor bị đánh thủng, dòng điện có thể
tăng lên rất lớn. Giống như ở đoạn đặc tính ngược của điôt quá trình bị đánh thủng là quá
trình không thể đảo ngược được, nghĩa là nếu có giảm điện áp UAK xuống dưới mức
Ung,max thì dòng điện cũng không giảm được về mức dòng rò. Tiristor đã bị hỏng.
Khi tăng điện áp anôt-catôt theo chiều thuận, U
AK
>0, lúc đầu cũng chỉ có một dòng điện
rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Điện trở tương đương mạch anôt-catôt vẫn có giá trị rất
lớn. Khi đó tiếp giáp J
1
, J
3
phân cực thuận, J
2
phân cực ngược. Cho đến khi U
AK
tăng đạt
đến giá trị điện áp thuận lớn nhất, U
th,max
, sẽ xảy ra hiện tượng điện trở tương đương mạch
anôt-catôt đột ngột giảm, dòng điện chạy qua tiristor sẽ chỉ bị giới hạn bởi điện trở mạch
ngoài. Nếu khi đó dòng qua tiristor có giá trị lớn hơn một mức dòng tối thiểu, gọi là dòng
duy trì I
dt
, thì khi đó tiristor sẽ dẫn dòng trên đường đặc tính thuận, giống như đường đặc
tính thuận ở điôt. Đoạn đặc tính thuận được đặc trưng bởi tính chất dòng có thể có giá trị
lớn nhưng điện áp rơi trên anôt-catôt thì nhỏ và hầu như không phụ thuộc vào giá trị của
dòng điện.

Trường hợp có dòng điện vào cực điều khiển (I
G
>0)
Nếu có dòng điều khiển đưa vào giữa cực điều khiển và catôt quá trình chuyển điểm làm
việc trên đường đặc tính thuận sẽ xảy ra sớm hơn, trước khi điện áp thuận đạt đến giá trị
lớn nhất, Uth.max. Điều này được mô tả trên Hình 1.3 bằng những đường nét đứt, ứng với
các giá trị dòng điều khiển khác nhau, I
G1
, I
G2
, I
G3
, Nói chung nếu dòng điều khiển lớn
hơn thì điểm chuyển đặc tính làm việc sẽ xảy ra với U
AK
nhỏ hơn.
Tình hình xảy ra trên đường đặc tính ngược sẽ không có gì khác so với trường hợp dòng
điều khiển bằng 0.
Tiristor có đặc tính giống như điôt, nghĩa là chỉ cho phép dòng chạy qua theo một chiều, từ
anôt đến catôt và cản trở dòng chạy theo chiều ngược lại. Tuy nhiên khác với điôt, để
tiristor có thể dẫn dòng ngoài điều kiện phải có điện áp U
AK
>0 còn cần thêm một số điều
kiện khác. Do đó tiristor được coi là phần tử bán dẫn có điều khiển để phân biệt với điôt là
phần tử không điều khiển được.
1.2.1 Quá trình mở Tiristor
Khi được phân cực thuận, UAK>0, tiristor có thể mở bằng hai cách. Thứ nhất, có thể
tăng điện áp anôt-catôt cho đến khi đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất , Uth,max. Khi đó
điện trở tương đương trong mạch anôt-catôt sẽ giảm đột ngột và dòng qua tiristor sẽ hoàn
toàn do mạch ngoài xác định. Phương pháp này trong thực tế không được áp dụng do

nguyên nhân mở không mong muốn và không phải lúc nào cũng có thể tăng được điện áp
đến giá trị Uth,max. Vả lại như vậy sẽ xảy ra trường hợp tiristor tự mở ra dưới tác dụng
của các xung điện áp tại một thời điểm ngẫu nhiên, không định trước.
Phương pháp thứ hai, phương pháp được áp dụng thực tế, là đưa một xung dòng điện có
giá trị nhất định vào giữa cực điều khiển và catôt. Xung dòng điện điều khiển sẽ chuyển
trạng thái của tiristor từ trở kháng cao sang trở kháng thấp ở mức điện áp anôt-catôt nhỏ.
Khi đó nếu dòng qua anôt-catôt lớn hơn một giá trị nhất định, gọi là dòng duy trì (Idt) thì
tiristor sẽ tiếp tục ở trong trạng thái mở dẫn dòng mà không cần đến sự tồn tại của xung
dòng
điều khiển nữa. Điều này nghĩa là có thể điều khiển mở các tiristor bằng các xung
1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 15

dòng có độ rộng xung nhất định, do đó công suất của mạch điều khiển có thể là rất nhỏ, so
với công suất của mạch lực mà tiristor là một phần tử đóng cắt, khống chế dòng điện.
1.2.2 Quá trình khóa tiristor
Một tiristor đang dẫn dòng sẽ trở về trạng thái khóa (điện trở tương đương mạch anôt-
catôt tăng cao) nếu dòng điện giảm xuống, nhỏ hơn giá trị dòng duy trì, Idt. Tuy nhiên để
tiristor vẫn ở trạng thái khóa, với trở kháng cao, khi điện áp anôt-catôt lại dương (U
AK
> 0)
cần phải có một thời gian nhất định để các lớp tiếp giáp phục hồi hoàn toàn tính chất cản
trở dòng điện của mình.
Khi tiristor dẫn dòng theo chiều thuận, UAK > 0, hai lớp tiếp giáp J
1
, J
3
phân cực
thuận, các điện tích đi qua hai lớp này dễ dàng và lấp đầy tiếp giáp J2 đang bị phân cực
ngược. Vì vậy mà dòng điện có thể chảy qua ba lớp tiếp giáp J
1

, J
2
, J
3
. Để khóa tiristor lại
cần giảm dòng anôt-catôt về dưới mức dòng duy trì (I
dt
) bằng cách hoặc là đổi chiều dòng
điện hoặc áp một điện áp ngược lên giữa anôt và catôt của tiristor. Sau khi dòng về bằng
không phải đặt một điện áp ngược lên anôt-catôt (U
AK
< 0) trong một khoảng thời gian tối
thiểu, gọi là thời gian phục hồi (t
rr
), chỉ sau đó tiristor mới có thể cản trở dòng điện theo cả
hai chiều. Trong thời gian phục hồi có một dòng điện ngược chạy giữa catôt và anôt. Dòng
điện ngược này di tản các điện tích ra khỏi tiếp giáp J
2
và nạp điện cho tụ điện tương
đương của hai tiếp giáp J
1
, J
3
được phục hồi. Thời gian phục hồi phụ thuộc vào lượng điện
tích cần được di tản ra ngoài cấu trúc bán dẫn của tiristor và nạp điện cho tiếp giáp J
1
, J
3

đến điện áp ngược tại thời điểm đó.

Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt
1.2.3 Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor
Quan hệ giữa điện áp trên cực điều khiển và catôt (U
GK
) với dòng điện đi vào cực điều
khiển (I
G
) xác định các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor. Với cùng một loại
tiristor nhà sản xuất sẽ cung cấp một họ đặc tính điều khiển, ví dụ như ở trên Error!
Reference source not found., trên đó có thể thấy được các đặc tính giới hạn về điện áp và
dòng
điện nhỏ nhất, ứng với một nhiệt độ môi trường nhất định mà tín hiệu điều khiển phải
đảm bảo để mở được chắc chắn một tiristor. Dòng điều khiển đi qua tiếp giáp p-n giữa cực
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 16
điều khiển và catôt cũng làm phát nóng tiếp giáp này. Vì vậy tín hiệu điều khiển cũng phải
bị hạn chế về công suất. Công suất giới hạn của tín hiệu điều khiển phụ thuộc độ rộng của
xung điều khiển. Nếu tín hiệu điều khiển là một xung có độ rộng càng ngắn thì công suất
cho phép có thể càng lớn.
Yêu cầu về tín hiệu điều khiển tiristor [2]:
+ Đủ công suất thể hiện biên độ điện áp (U
GK
), dòng điện (I
GK
).
+ Độ rộng xung là một yêu cầu quan trọng để đảm bảo dòng I
V
vượt qua giá trị dòng
duy trì I
h

, để khi ngắt xung van vẫn giữ được trạng thái dẫn. Thực tế, độ rộng xung điều
khiển chỉ cần cỡ 500µs là đảm bảo mở van với các dạng tải.
+ Có sườn xung dốc đứng để mở van chính xác vào thời điểm qui định, thường tốc độ
tăng điện áp điều khiển phải đạt 10V/µs, tốc độ tăng dòng điều khiển 0,1A/µs.
1.2.4 Mạch khuếch đại xung mở Tiristor

Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC
cách ly
Sơ đồ tiêu biểu của một mạch khuếch đại xung điều khiển tiristor được cho trên Hình
1.5. Sơ đồ Hình 1.5a được giải thích như sau: Khóa transistor T được điều khiển bởi một
xung có độ rộng nhất định, đóng cắt điện áp phía sơ cấp biến áp xung. Xung điều khiển
đưa đến cực điều khiển của tiristor ở phía bên cuộn thứ cấp. Như vậy mạch lực được cách
ly hoàn toàn với mạch điều khiển bởi biến áp xung. Điện trở R hạn chế dòng qua transistor
và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển. Điôt D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến áp
xung khi transistor T khóa lại để chống quá áp trên T. Điôt D2 ngăn xung âm vào cực điều
khiển. Điôt D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng
giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi tiristor bị phân cực ngược.
R2
120R_2W
K1
G1
R1
1k
D2
FR107
T1
EI_20
1 6
10 5
R3

1k
D1
FR107
C1
102_2kV
+E
D3
Q1
ULN2803
Rb
Vb

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 17

Hình 1.6 Ví dụ một mạch khuếch đại xung thực tế mở Tiristor
Bài tập: Tính chọn phần tử mạch KĐX Hình 1.5a cho một Tiristor với yêu cầu: I
G
=
0,2A; U
GK
= 5V; độ rộng xung là 100µs.
1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT
1.3.1 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với MOSFET
Giả sử ta xét quá trình mở MOSFET, làm việc với tải trở cảm, có điôt không. Đây là
chế độ làm việc tiêu biểu của các khóa bán dẫn. Sơ đồ và đồ thị dạng dòng điện, điện áp
của quá trình mở MOSFET được thể hiện trên Hình 1.7. Tải cảm trong sơ đồ thể hiện bằng
nguồn dòng nối song song ngược với điôt dưới điện áp một chiều V
DD
. MOSFET được
điều khiển bởi đầu ra của vi mạch DRIVER dưới nguồn nuôi V

CC
, nối tiếp qua điện trở
R
Gext
. Cực điều khiển có điện trở nội R
Gin
. Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVER ở
đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ V
P
đưa đến trở R
Gext
.

Hình 1.7 Mạch điều khiển mở MOSFET
Như vậy U
GS
sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi T
1
= (R
dr
+ R
Gext
+ R
Gin
).(C
GS
+
C
GDl
), trong đó tụ C

GD
đang ở mức thấp C
GDl
do điện áp U
DS
đang ở mức cao.
Theo đồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 đến t
1
, tụ (C
GS
+ C
DSl
) được nạp theo quy luật
hàm mũ tới giá trị ngưỡng U
GS(th)
. Trong khoảng này cả điện áp U
DS
lẫn dòng I
D
đều chưa
thay đổi. t
d(on)
= t
1
gọi là thời gian trễ khi mở. Bắt đầu từ thời điểm t
1
khi U
GS
đã vượt qua
giá trị ngưỡng, dòng cực máng I

D
bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp U
DS
vẫn giữ nguyên ở giá
trị điện áp nguồn V
DD
.
Trong khoảng t
1
đến t
2
dòng I
D
tăng tuyến tính rất nhanh, đạt đến giá trị dòng tải. Từ t
2

trở đi, khi U
GS
đạt đến mức, gọi là mức Miller, điện áp U
DS
bắt đầu giảm rất nhanh. Trong
khoảng từ t
2
đến t
4
điện áp U
GS
bị găm ở mức Miller, do đó dòng I
G
cũng có giá trị không

đổi. Khoảng này gọi là khoảng Miller. Trong khoảng thời gian này dòng điều khiển là
dòng phóng cho tụ C
GD
để giảm nhanh điện áp giữa cực máng và cực gốc U
DS
.
Sau thời điểm t
4
V
GS
lại tăng tiếp tục với hằng số thời gian T
2
= (R
dr
+ R
Gext
+ R
Gin
).(C
GS

+ C
GDh
) vì lúc này tụ C
GD
đã tăng đến giá trị cao C
GDh
. V
GS
sẽ tăng đến giá trị cuối cùng,

xác định giá trị thấp nhất của điện áp giữa cực gốc và cực máng, V
DS
= I
DS
.R
DS(on)
.
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 18
Trên đồ thị Hình 1.8a, A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (C
GS
+ C
GD
) trong khoảng
t
1
đến

t
2
, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ C
GD
trong khoảng t
2
đến t
4
.
Nếu coi điôt không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của điôt sẽ ảnh
hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như được chỉ ra trong Hình 1.8a, theo đó dòng I
D
có đỉnh

nhô cao ở thời điểm t
2
tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi điôt D.
Dạng sóng của quá trình khóa thể hiện trên Hình 1.8b. Khi đầu ra của vi mạch điều
khiển DRIVER xuống đến mức không V
GS
bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời
gian T
2
= (R
dr
+ R
Gext
+ R
Gin
).(C
GS
+ C
GDh
) từ 0 đến t
1
, tuy nhiên sau thời điểm t
3
thì hằng
số thời gian lại là T
1
= (R
dr
+ R
Gext

+ R
Gin
).(C
GS
+ C
GDl
). Từ 0 đến t
1
là thời gian trễ khi
khóa t
d(off)
, dòng điều khiển phóng điện cho tụ C
GS
và tụ C
GD
. Sau thời điểm t
1
điện áp V
SD

bắt đầu tăng từ I
D
.R
DS(on)
đến giá trị cuối cùng tại t
3
, trong khi đó dòng I
D
vẫn giữ nguyên
mức cũ. Khoảng thời gian từ t

2
đến t
3
tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện
áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá trị không đổi. Sau thời điểm t
3
dòng I
D
bắt đầu giảm
về đến không ở thời điểm t
4
. Từ t
4
MOSFET bị khóa hẳn.


Hình 1.8 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở,
(b) Quá trình điều khiển khóa
Khi dẫn MOSFET thể hiện bởi tham số R
DS(on)
(điện trở DS khi dẫn).
1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 19

1.3.2 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với IGBT
Ta sẽ khảo sát quá trình mở và khóa một IGBT theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình
1.30. Trên sơ đồ IGBT đóng cắt một tải cảm có điôt không D0 mắc song song. IGBT được
điều khiển bởi nguồn tín hiệu với biên độ V
G
, nối với cực điều khiển G qua điện trở R
G

.
Trên sơ đồ C
gc
, C
ge
thể hiện các tụ ký sinh giũa cực điều khiển và collector, emitter.

Hình 1.9 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT
Quá trình mở IGBT diến ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều
khiển đầu vào tăng từ không đến giá trị V
G
. Trong thời gian trễ khi mở t
d(on)
tín hiều điều
khiển nạp điện cho tụ C
ge
làm điện áp giữa cực điều khiển và emitter tăng theo quy luật
hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng V
GE(th)
(khoảng 3 – 5V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET
trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra. Dòng điện giữa collector-emitter tăng theo
quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I
0
trong thời gian t
r
. Trong thời gian t
r
điện áp
gữa cực điều khiển và emitter tăng đến giá trị V
GE,Io

, xác định giá trị dòng I
0
qua collector.
Do điôt D0 còn đang dẫn dòng tải I
0
nên điện áp V
CE
vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn
một chiều V
dc
. Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai đoạn, t
fv1
và t
fv2
. Trong suốt hai
giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiển giữ nguyên ở mức V
GE,Io
(mức Miller), để duy trì
dòng I
0
, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ C
gc
. IGBT vẫn làm việc trong
chế độ tuyến tính. Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của điôt D0.
Dòng phục hồi của điôt D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I
0
của IGBT. Điện áp V
CE

bắt đầu giảm. IGBT chuyển điểm làm việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang vùng bão

hòa. Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm điện trở trong vùng thuần trở của collector, dẫn
đến điện trở giữa collector-emitter về đến giá trị R
on
khi khóa bão hòa hoàn toàn, V
CE,on
=
I
0
R
on
.
Sau thời gian mở t
on
, khi tụ C
gc
đã phóng điện xong điện áp giữa cực điều khiển và
emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng C
ge
R
G
, đến giá trị
cuối cùng V
G
.
Tổn hao năng lượng khi mở được tính gần đúng bằng
0
2
dc
on on
V I

Q t
= (3.1)
N
ế
u tính thêm
ả
nh h
ưở
ng c
ủ
a quá trình ph
ụ
c h
ồ
i c
ủ
a
đ
iôt D0 thì t
ổ
n hao n
ă
ng l
ượ
ng s
ẽ

l
ớ
n h

ơ
n do xung dòng trên dòng collector.
D
ạ
ng
đ
i
ệ
n áp, dòng
đ
i
ệ
n c
ủ
a quá trình khóa th
ể
hi
ệ
n trên hình 1.32. Quá trình khóa b
ắ
t
đầ
u khi
đ
i
ệ
n áp
đ
i
ề

u khi
ể
n gi
ả
m t
ừ
V
G
xu
ố
ng –V
G
. Trong th
ờ
i gian th
ờ
i gian tr
ễ
khi khóa
t
d(off)
, ch
ỉ
có t
ụ

đầ
u vào C
ge
phóng

đ
i
ệ
n qua dòng
đ
i
ề
u khi
ể
n
đầ
u vào v
ớ
i h
ằ
ng s
ố
th
ờ
i gian
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 20
bằng C
ge
R
G
, tới mức điện áp Miller. Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và
emitter bị giữ không đổi do điện áp V
ce
bắt đầu tăng lên và do đó tụ C
gc

bắt đầu được nạp
điện. Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho tụ C
gc
nên điện áp V
GE
được
giữ không đổi.
Điện áp V
ce
tăng từ giá trị bão hòa V
ce,on
tới giá trị điện áp nguồn V
dc
sau khoảng thời
gian t
rV
. Từ cuối khoảng t
rV
điôt D0 bắt đầu mở ra cho dòng tải I
0
ngắn mạch qua, do đó
dòng collector bắt đầu giảm. Quá trình giảm dòng diễn ra theo hai giai đoạn, t
fi1
và t
fi2
.
Trong giai đoạn đầu, thành phần dòng i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT suy
giảm nhanh chóng về không. Điện áp V
ge
ra khỏi mức Miller và giảm về mức điện áp điều

khiển ở đầu vào –V
G
với hằng số thời gian R
G
(C
ge
+ C
gc
). Ở cuối khoảng t
fi1
, V
ge
đạt mức

ngưỡng khóa của MOSFET, V
GE(th)
, tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn.
Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của transistor p-n-p bắt đầu suy giảm. Quá trình
giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp n
-
chỉ bị mất đi do quá trình tự
trung hòa điện tích tại chỗ. Đó là vấn đề đuôi dòng điện đã nói đến ở trên.
Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần đúng bằng:
off
dc
off
t
IV
Q
2

0
= (3.2)
L
ớ
p n
-
trong c
ấ
u trúc bán d
ẫ
n c
ủ
a IGBT giúp gi
ả
m
đ
i
ệ
n áp r
ơ
i khi d
ẫ
n vì khi
đ
ó s
ố

l
ượ
ng các

đ
i
ệ
n tích thi
ể
u s
ố
(các l
ỗ
) tích t
ụ
trong l
ớ
p này làm gi
ả
m
đ
i
ệ
n tr
ở

đ
áng k
ể
. Tuy
nhiên các
đ
i
ệ

n tích tích t
ụ
này l
ạ
i không có cách gì di t
ả
n ra ngoài m
ộ
t cách ch
ủ

độ
ng
đượ
c, làm t
ă
ng th
ờ
i gian khóa c
ủ
a ph
ầ
n t
ử
.
Ở

đ
ây công ngh
ệ

ch
ế
t
ạ
o b
ắ
t bu
ộ
c ph
ả
i th
ỏ
a
hi
ệ
p. So v
ớ
i MOSFET, IGBT có th
ờ
i gian m
ở
t
ươ
ng
đươ
ng nh
ư
ng th
ờ
i gian khóa thì dài

h
ơ
n.
Khi d
ẫ
n IGBT d
ẫ
n dùng tham s
ố
U
CE(sat)
t
ươ
ng t
ự
nh
ư

ở
transitor. C
ũ
ng có hãng ch
ế
t
ạ
o
đư
a ra
đ
i

ệ
n áp trên IGBT khi d
ẫ
n bão hòa, bao g
ồ
m c
ả
hai thành ph
ầ
n c
ấ
u t
ạ
o transitor và
MOS trong bóng IGBT là:
( ) ( ) ( )
CE sat CE p n CE on c
U U R I
−
= +
(3.3)
Đ
i
ệ
n áp
( )
CE sat
U
c
ủ

a IGBT th
ườ
ng nh
ỏ
h
ơ
n MOSFET, và
đ
ây c
ũ
ng là
ư
u
đ
i
ể
m IGBT so
v
ớ
i MOSFET.
Tóm l
ạ
i:
Đối với MOSFET, xung điều khiern mở U
GS-on
= 6÷10V, xung khóa thường chỉ
yêu cầu U
GS-off
=0V. Đối với IGBT, xung mở U
GE-on

=15V, xung khóa phải có giá trị âm
U
GE-off
=-5V.
1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT
IGBT và MOSFET là các ph
ầ
n t
ử
bán d
ẫ
n v
ớ
i các tính n
ă
ng
ư
u vi
ệ
t nh
ư
kh
ả
n
ă
ng
đ
óng
c
ắ

t nhanh, công su
ấ
t
đ
i
ề
u khi
ể
n c
ự
c nh
ỏ
, là nh
ữ
ng ph
ầ
n t
ử
s
ẽ
thay th
ế
các tranzito công
su
ấ
t thông th
ườ
ng.
Đ
i

ề
u khi
ể
n khoá, m
ở
các ph
ầ
n t
ử
này có nh
ữ
ng yêu c
ầ
u
đặ
c bi
ệ
t.
Nh
ữ
ng khó kh
ă
n trong
đ
i
ề
u khi
ể
n IGBT và MOSFET ch
ủ

y
ế
u là t
ạ
o
đượ
c các xung
đ
i
ề
u
khi
ể
n v
ớ
i s
ườ
n xung d
ự
ng
đứ
ng, th
ờ
i gian t
ạ
o s
ườ
n xung ch
ỉ
c

ỡ
0,1
µ
S ho
ặ
c nh
ỏ
h
ơ
n. Các
t
ụ

đ
i
ệ
n ký sinh gi
ữ
a c
ự
c
đ
i
ề
u khi
ể
n G v
ớ
i c
ự

c g
ố
c S (ho
ặ
c E
ở
IGBT), gi
ữ
a c
ự
c G v
ớ
i c
ự
c
máng D (ho
ặ
c collect
ơ
C), c
ả
n tr
ở
t
ố
c
độ
thay
đổ
i c

ủ
a tín hi
ệ
u
đ
i
ề
u khi
ể
n.
Đ
ã có nhi
ề
u vi
m
ạ
ch chuyên d
ụ
ng, ph
ụ
c v
ụ
cho khâu t
ạ
o xung
đ
i
ề
u khi
ể

n cu
ố
i cùng này, g
ọ
i là các driver.
1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 21


Hình 1.10 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver cho MOSFET, IGBT
Tính chọn điện trở ở cực điều khiển R
G
, thông thường được tính theo công thức sau:
GE GE
G g
GP
V V
R R
I
+ −
= −
(3.4)
Công suất tiêu tán lớn nhất trên điện trở R
G
là:
2
GP G
I R

Trong đó: R
g

là nội trở của cực điều khiển.
Về nguyên tắc các driver cho MOSFET và IGBT là giống nhau vì các phần tử này có
cấu trúc bán dẫn được điều khiển giống nhau. Tuy nhiên trong khi MOSFET có thể điều
khiển khóa lại dễ dàng nhờ đưa tín hiệu điều khiển giữa G và S về mức 0V thì ở IGBT thời
gian khóa bị kéo dài hơn do cấu trúc bán dẫn giống như tranzito thường. Ngoài ra việc
khóa IGBT không thể chủ động như ở MOSFET, khi quá tải IGBT có thể ra khỏi chế độ
bão hòa, tổn hao công suất trên phần tử có thể tăng vọt, phá hỏng phần tử. Chính vì vậy
driver cho IGBT thường là các mạch lai (hybrid), trong đó kết hợp một driver giống như ở
MOSFET với các mạch bảo vệ chống quá tải khác.

(a)

(b)
Hình 1.11 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 3120, (a) Sử dụng nguồn đơn cực cấp
cho driver, (b) Sử dụng nguồn lưỡng cực cấp cho driver []
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 22
Ngoài ra, driver cho IGBT có tích hợp quá tải bằng cách theo dõi điện áp giữa collectơ
và emitơ trong thời gian có tín hiệu mở, nếu điện áp này lớn hơn 5 đến 7V mạch sẽ tự động
phát tín hiệu quá tải và thực hiện khóa IGBT lại với thời gian khóa được kéo dài ra gấp 10
lần (tới 10µS). Như vậy IGBT sẽ khóa lại qua vùng tuyến tính, dòng tải không bị ngắt đột
ngột, tránh được xung quá điện áp đánh thủng van. Chức năng bảo vệ này gọi là
desaturation, nghĩa là khoá qua vùng không bão hoà.


Hình 1.12 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J
Khi sử dụng mạch driver tích hợp cần phải giải quyết một số vấn đề sau:
+ Thiết kế mạch nguồn cách ly cho mỗi driver.
+ Mặc dù là phần tử điều khiển bằng điện áp nhưng các tụ ký sinh yêu cầu dòng phóng,
nạp khi thay đổi mức điện áp, và dòng điện này phải do mạch driver đảm bảo. Do đó đối
với van IGBT công suất lớn thì bên cạnh việc sử driver truyền thống cần phải có thêm tầng

khuếch đại dòng điện đầu ra trước khi đưa vào cực điều khiển của IGBT.

Hình 1.13 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J và bộ khuếch đại dòng điện thêm.
1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 23


Hình 1.14 Ví dụ sơ đồ sử dụng driver HCPL316J mở IGBT công suất lớn





2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 24
2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ
THUỘC
Các bộ biến đổi phụ thuộc là lớp các bộ biến đổi trong đó các van chuyển mạch dưới
tác dụng của điện áp lưới, bao gồm các bộ chỉnh lưu, các bộ biến đổi xung áp xoay chiều
và biến tần trực tiếp. Nguyên lý xây dựng hệ thống điều khiển cho các bộ biến đổi này là
giống nhau.
2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc
Sơ đồ cấu trúc của hệ thống driver điều khiển cho các bộ biến đổi phụ thuộc theo
nguyên tắc điều khiển dọc chỉ trên Hình 2.1. Trong các bộ biến đổi phụ thuộc các tiristo
được điều khiển mở bởi các xung tại các thời điểm, chậm pha so với điểm chuyển mạch tự
nhiên một góc
α
, gọi là góc điều khiển. Điểm chuyển mạch tự nhiên có thể là các điểm
điện áp nguồn qua không (chỉnh lưu một pha) hoặc các điểm điện áp nguồn cắt nhau
(chinh lưu ba pha). Vì vậy khâu đầu tiên trong hệ thống điều khiển là khâu đồng pha, khâu
đồng pha có nhiệm vụ tạo ra hệ thống điện áp tựa, đồng bộ với điện áp lưới, nghĩa là cho
phép xác định giá trị đầu của góc điều khiển

α
.


Hình 2.1
Hình 2.1Hình 2.1
Hình 2.1
Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc
Đối với các chỉnh lưu có điều khiển thường yêu cầu góc điều khiển α thay đổi trong
toàn bộ dải 0÷180º. Tuy vậy do các chế độ làm việc hạn chế sự thay đổi góc điều khiển, sơ
đồ phải có khả năng áp đặt phạm vi điều chỉnh của góc
α
trong phạm vi cho phép,
α
min
÷α
max
, không phụ thuộc sự thay đổi của điện áp lưới. Điều này minh hoạ trên Hình
2.2.
min
α
max
α
α
180

θ

Hình 2.2
Hình 2.2Hình 2.2

Hình 2.2
Giới hạn góc điều khiển
α
.