KHẢ NĂNG ỨNG DỤNG CÔNG NGHỆ VDSL CHƯƠNG 2_2 ppt

ĐỒ ÁN HỆ THỐNG MẠNG
Đề tài:
KHẢ NĂNG ỨNG DỤNG CÔNG
NGHỆ VDSL
CHƯƠNG II CÔNG NGHỆ VDSL

Công suất cực đại được ETSI và ANSI cho phép đều là 11,5 dBm. Tuy nhiên,
ETSI và ANSS lại khác nhau trong cách năng lượng phân bố theo tần số. Cả hai tổ
chức tiêu chuẩn này đều đưa ra đường bao xác định đường bao xác định phổ công suất
phát tối đa và cả hai đều buộc modem đều có khả năng giảm mật độ công suất đến –
80dBm/Hz trong giải tần vô tuyến nghiệp dư.
ANSI xác định mật độ phổ công suất cực đại bao gồm ba lựa chọn cho nhà
điều hành hệ thống VDSL như sau:
 PSD enhancement (on/off):
 Off: mật độ phổ công suất phát bị giới hạn ở giá trị lớn nhất
là –60dB/Hz.
 On: mật độ phổ công suất phát có thể tăng trên –60dB/Hz. Việc
tăng mật độ công suất phát được giám sát bởi một đường bao mật
độ phổ công suất phát và bị kiềm giữ ở tổng công suất 11,5 dBm.
 ADSL compatibility (on/ off):
 On: mật độ công suất phát ở dải tần dưới 1,104 MHz bị giới hạn
ở -90dBm/Hz.
 Off: mật độ phổ công suất phát trong giải tần này có thể đạt được
trạng thái PSD enhancement.
 RF emission notching (on/off):
 On: mật độ phổ công suất phát trong giải tần vô tuyến nghiệp dư bị
giới hạn ở -80dBm/Hz.
 Off: mật độ phổ công suất phát trong giải tần vô tuyến nghiệp dư có
thể đạt được trạng thái PSD enhancement.
ETSI cũng xác dịnh một số các đường bao mật độ phổ công suất phát (PSD
mash) tuỳ theo tình huống sử dụng. Khi VDSL được ONU sử dụng (trong cấu hình

FTTcab) thì cả hai chiều chiều lên và chiều xuống đều có chung một đường bao
mật độ phổ công suất phát. Khi VDSL được tổng đài nội hạt sử dụng thì hai chiều
chiều lên và chiều xuống có hai đường bao khác nhau. Sự khác nhau giữa các
đường bao cũng có thể thấy được trong tầm tần số từ 0 đến 176 kHz tuỳ theo có
hay không có POST/ISDN bên cạnh các hệ thống VDSL. Các đường bao mật độ
phổ công suất phát mạnh mẽ hơn cũng được định nghĩa cho việc sử dụng các mạng
mà hầu hết hay đối khi tất cả các đều được chôn ngầm và sự bức xạ vào dải tần vô
tuyến nghiệp dư không khí là không đáng kể. Cuối cùng, ETSI cũng yêu cầu các
modem phải có khả năng giảm mật độ phổ công suất không quá –80dBm/Hz trong
các dải tần vô tuyến nghiệp dư.
Nếu có thể phát triển được VDSL thì các hệ thống VDSL phải tương hợp với
các tín hiệu của các dịch vụ khác trong cùng một chảo cáp. Hệ thống DSL bị
VDSL ảnh hưởng nhiều nhất là ADSL. Trong một vài cấu hình, VDSL có thể ảnh
hưởng mạnh đến ADSL trừ khi được thiết kế cẩn thận. Trong một số cấu hình khác
VDSL lại bị ADSL ảnh hưởng ngược lại.
Trong cấu hình FTTEx nhiều đôi dây xoắn tỏa ra từ một tổng đài nội hạt có
thể mang tín hiệu ADSL, truyền với mật độ phổ công suất phát –40dBm/Hz trong
khi các đường dây khác có thể mang tín hiệu VDSL với mật độ phổ công suất phát từ -
60dBm/Hz cho các thuê bao gần tổng đài hơn như minh hoạ ở hình 2.13. Trong
cấu hình này, ảnh hưởng của VDSL lên ADSL là không đáng kể.




Hình 2.13 Ảnh hưởng lẫn nhau giữa ADSL và VDSL trong cấu hình FTTEx
2.3.1 Các phương pháp điều chế cho VDSL
Trong các hệ thống truyền dẫn để có thể truyền được tín hiệu đi xa và để tăng
tốc độ truyền dẫn tín hiệu người ta sử dụng các phương pháp điều chế tín hiệu.
Điều chế là một khái niệm dùng để chỉ một phương pháp sử dụng một sóng mang
để truyền tín hiệu. Tín hiệu sóng mang có tần số cao và công suất đủ lớn để điều

chế tín hiệu. Tín hiệu gốc sẽ làm thay đổi tần số, pha, biên độ hoặc đồng thời các
tham số đó. Mỗi kiểu thay đổi các tham số khác nhau sẽ có một loại điều chế riêng.
Tín hiệu điều chế có thể là tín hiệu số hay tương tự. Trong hệ thống VDSL, người
ta cũng sử dụng các phương pháp điều chế chính đó là QAM, DMT và CAP.
2.3.1.1 Phương pháp điều chế biên độ cầu phương QAM
QAM sử dụng sóng hàm sin và sóng hàm cos với cùng tần số tần số cấu thành
để chuyển đổi thông tin. Sóng chuyển đồng thời qua một kênh đơn. Và biên độ
CO
VDSL
ADSL

(bao gồm tín hiệu và cường độ) của mỗi sóng được sử dụng để truyền thông tin
(dưới dạng các bít). Ít nhất một chu kì (và hơn thế) của sóng được gửi để chuyển
đổi một tập hợp bít trước khi một tập hợp bít mới được gửi. Điều chế QAM đã
dùng trong nhiều năm và cơ sở cho nhiều phát minh modem băng tần thoại.
Một ví dụ đơn giản:

Hình 2.14 Sơ đồ ví dụ minh hoạ phương pháp điều chế QAM-16 trạng thái
Một ví dụ của một hệ thống điều chế QAM cái có thể gửi 4 bit thông tin cho
mỗi kí hiệu QAM xuất hiện trong hình 2.14.
4 bít thông tin được phát để ánh xạ tới một trong 16 điểm trên một chòm điểm
QAM. Chú ý rằng 4 bít thông tin, 16 điểm cho phép 1 điểm duy nhất cho bất cứ sự
kết hợp nào của các bít. x và y cấu thành điểm để các bít mà nó được ánh xạ chỉ rõ
biên độ của sóng hàm sin và hàm cos để truyền qua kênh truyền. Tức là giá trị x và
y của mỗi điểm tương ứng với biên độ của sóng sin và sóng cos được truyền trên

Since magnitude

Since magnitude

y y
       
       

     x   
       

gửi qua kênh
và nhận
4 bít vào
4 bít
đầu ra
Xác định
chòm điểm
Xác định
dạng sóng
chiếu xạ lên chòm
điểm
Tìm điểm
gần nhất
Cos

x
Cos

x
kênh. Máy thu và máy phát cả hai biết được trước phép ánh xạ ánh xạ giữa tổ hợp
các bít và một điểm.
Sau đó sóng hàm sin và cos được truyền qua kênh, máy thu khôi phục và ước
lượng được biên độ của mỗi sóng (thường, sử dụng quá trình cân bằng và xử lí tín
hiệu). Biên độ của các tín hiệu này được chiếu lên chùm điểm đồng nhất với chùm
điểm phía phát. 1 lần nữa biên độ sóng hàm cos hợp thành x, và cường độ sin hợp
thành y. Thường tạp âm và sự méo mó trên kênh và thiết bị điện tử hợp thành trong
máy phát và máy thu làm cho các điểm bị chiếu sai lệch so với vị trí của các điểm
trên chùm điểm. Tuy nhiên, Máy thu sẽ lựa chọn điểm nào trên chùm điểm có vị trí
gần nhất với điểm vừa thu được. Điểm này sau đó được ánh xạ sang 4 bít sử dụng
cùng phương pháp ánh xạ sử dụng trong máy phát (nhưng ánh xạ trong hướng
ngược nhau ). Nếu quá nhiều tạp âm có mặp ở máy thu, điểm chiếu xạ trên chòm
điểm có thể gần điểm sai hơn điểm nhận biết chính xác, cho kết quả lỗi.
Ví dụ này thường gọi là 16-QAM vì chòm điểm có 16 điểm. Tuỳ thuộc số bít
thông tin trên mỗi kí hiệu. Ví dụ, nếu 2 bít cho mỗi kí hiệu truyền dẫn, một chòm
điểm 4 điểm có thể là cần thiết và bộ điều chế có thể được gọi là 4-QAM. Hình
2.15 chỉ ra một chòm điểm 4-QAM che phủ trên một chòm điểm 16-QAM. Năng
lượng trung bình của mỗi kí hiệu là gần như nhau . Chú ý rằng khoảng cách giữa
các điểm trong chòm điểm 4-QAM (được ghi là d
4
) là lớn hơn khoảng cách giữa
các điểm trong chòm điểm 16-QAM (được ghi là d
16
). Vì vậy trên cùng 1 kênh
nhiễu nhiều hơn tất yếu gây ra lỗi nhiều hơn
khi sử dụng 4-QAM hơn là sử dụng 16-
QAM nói khác đi, 16- QAM cần SNR lớn
hơn 4-QAM.

































d
16
d
4


điểm 16 QAM
điểm 4 QAM








Hình 2.15 Chòm điểm 4-QAM che phủ lên một chòm điểm 16-QAM
Một sơ đồ khối của một bộ điều chế QAM chỉ ra trên hình 2.16. Dòng dữ liệu
từ người sử dụng đi vào bộ điều chế. Tại đây dữ liệu được chia thành hai nữa, điều
điều chế thành hai phần trực giao với nhau rồi tổ hợp thanh tín hiệu cầu phương và
truyền trên kênh truyền dẫn. Nhánh của bộ điều chế cái mà mang biên độ sóng hàm
cos thường được gọi là nhánh pha. Biên độ hàm cos được gọi là pha, hay thành
phần I. Nhánh của bộ điều chế mà dùng để mang biên độ sóng hàm sin được gọi là
nhánh cầu phương. Biên độ hàm sin được gọi là cầu phương, hay thành phần Q.

Nhánh Q
dạng sóng
đầu ra
tập
hợp
các
bít
đầu
vào

Tìm
giá trị
( x,y)
Máy phát
sóng hàm
cos
Máy phát
sóng hàm
sin

Giá trị
x
Giá trị
y
Nhánh I

Hình 2.16 Sơ đồ khối bộ điều chế QAM
 Cơ sở toán học của QAM
Tính trực giao giữa 1 sóng hàm sin và hàm cos cho phép chúng ta truyền dữ
liệu đồng thời qua một kênh truyền dẫn. Tính toán chu kì đơn của mỗi sóng,
nguyên lí trực giao có thể minh hoạ bởi phương trình 2.1.





0
0)
2
cos()
2
sin( dt
t
t
(2.1)
Trong phương trình 2.1


là chu kì của sóng hàm sin hay hàm cos. Vì thuôc
tính cầu phương, hàm sin và hàm cos đôi khi được gọi là hàm cơ bản.
M
ột
ví
dụ
củ
a
bộ giải điều chế QAM chỉ ra trong hình 2.17 và 2.18.







Hình 2.17 Cấu trúc logic của một bộ điều chế QAM







Lấy
dạng
sóng
đầu
vào

Tách
ra
thành
sin +
cos
Tìm
biên độ
Tìm
biên độ
Tìm
điểm
gần
nhất
phần
cos
ước
lượng x
phần
sin
ước
lượng y

Máy phát
sóng hàm
cos
Máy phát
sóng hàm
sin
Trộn
Trộn

Tìm
điểm
gần
nhất
dạng sóng
nhận
B
Nhánh I
C
Nhánh Q
D ước
lượng x
E ước
lượng y
x
x










Hình 2.18 Quá trình xử lý tín hiệu của một bộ điều chế QAM
Đầu vào của khối này đến từ kênh truyền và đầu ra chiếu xạ lên chòm điểm
của bộ nhận. Nếu nó thừa nhận rằng kênh là không bị mất mát và đầu nhận tách

pha là hoàn hảo, khi đó nó không khó để viết phương trình cho mỗi điểm trong
hình 2.17 và 3.18 cho mỗi kí hiệu i. Trong phương trình 2.2 đưa tín hiệu đầu vào
tại điểm A.
)sin()cos()( tYtXtV
i
i
A




(2.2)
Trong phương trình 2.2, X
i
là biên độ ( tín hiệu và cường độ ) của sóng hàm
cos được mã hoá ở bộ định máy phát, và Y
i
là biên độ ( tín hiệu và cường độ ) của
hàm sin được mã hoá tại bộ máy phát. Sau khi qua những khối nhân ở điểm B và
C, tín hiệu có dạng như phương trình 2.3 và 2.4.
)cos()sin()cos()(
2
ttYtXtV
iiB

 (2.3)

2
)sin()sin()cos()( tYttXtV
iiC


 (2.4)
Tín hiệu tại điểm B và C sau đó không phụ thuộc vào qua những khối trộn.
Những khối này trộn qua một chu kì đơn và xác lập lại sau mỗi kí hiệu. Những
chuyển đổi trong hình 2.17 và 2.18 ví dụ tiêu biểu đầu ra của bộ trộn cuối của mỗi
chu kì trộn. Tín hiệu tại điểm D và điểm E vì vậy có thể đựoc viết như phương
trình 2.5 và 2.6.



0
)()( dttVtV
BD
=
dtttYtX
ii
)cos()sin()(cos
0
2





=



0
2

)(cos dttX
i
+
dtttY
i



0
)cos()sin(

=
2
0
2
ii
XX


 (2.5)

dttVtV
cE
)()(
0




=

dttYttX
ii
)(sin)sin()cos(
2
0





=
 




0 0
2
)(sin)sin()cos( dttYdtttX
ii
(2.6)
Chú ý rằng giới hạn sẽ tới 0 trong phương trình 2.5 và phương trình 2.6 được
là vì đặc tính cầu phương của hàm sin và hàm cos.
Phân tích bày cho rằng những xung băng tần cơ sở trong bộ điều chế thường
tạo thành các kí hiệu trước khi nhân bởi các sóng hình sin và cos là các xung đơn
giản với biên độ đồng nhất trong suốt toàn bộ chu kì kí hiệu. Nói chung, một bộ lọc
cụ thể có thể được sử dụng để tạo thành xung trước hàm trộn. Nếu bộ lọc cụ thể có
một đáp ứng của p(t), sau đó tín hiệu được truyền cho kí hiệu i sẽ là dạng được chỉ
trong phương trình.
)sin()()cos()()( titpYtitpXtV

ii








(2.7)
2.3.1.2 Điều chế CAP
Tương tự như một bộ điều chế QAM, một bộ điều chế biên độ và pha không
sóng mang (CAP) sử dụng một chùm điểm để mã hoá các bít tại máy phát và giải
mã các bít tại máy thu. Giá trị x và y kết quả từ quá trình mã hoá được sử dụng để
kích hoạt một bộ lọc số. Một bộ điều chế CAP xuất hiện trong hình 2.19.





Hình 2.19 Bộ điều chế CAP
Bộ điều chế có hai nhánh - một là nhánh pha và một là nhánh cầu phương.
Xung đáp ứng các bộ lọc số là đôi biến đổi hilbert hay đơn giản, một đôi hilbert.
Hai chức năng đó cái tạo ra một đôi hilbert là trực giao tới cái khác. Nói chung, bất
cứ đôi hilbert nào hợp lí có thể được dùng để tạo ra một bộ điều chế CAP; Tuy
nhiên, sự bổ sung ngày nay của CAP sử dụng một sóng hình sin và cos với một
xung truyền dẫn. Đặc biệt, bộ giải điều chế CAP được thực hiện với một bộ lọc số
thay vì các bộ nhân pha và cầu phương.
Khi so sánh một bộ điều chế CAP và bộ điều chế QAM, xem xét các điện áp
tại các điểm khác nhau trong hình 2.19. Cho rằng bộ điều chế này sử dụng phương

pháp mã hoá cùng chòm sao, cùng cỡ chòm sao, cùng tốc độ kí hiệu như điều chế
QAM trên đây. Tín hiệu tại mỗi điểm có thể được viết như phương trình 2.8 và 2.9
Dạng sóng
đầu ra
Nhận
các bit
đầu
vào
Tìm
các giá
trị
(x,y)
Xung giá
trị X
i
Xung giá
trị Y
i
h(t)
h(t)
C nhánh i



D nhánh i

B


A



)()(


iXtV
iA

(2.8)
)()(


iYtV
iB

(2.9)
Chú ý rằng cả hai lượng là các xung đa tần đơn giản, cái sẽ kích hoạt bộ lọc
số trong bộ điều chế.
Đưa ra xung đáp ứng lại các bộ lọc trong bộ điều chế, đầu ra của hai bộ lọc được
tìm thấy bởi sự xoắn lại đơn giản nhờ đầu vào được chỉ ra bởi phương trình 2.10 và
2.11.
)()( thiXV
iC





= )()()(
0


ithXdthiX
ii



(2.10)

)()( thiYV
iD






=



0
)()()(

ithYdthiY
ii

(2.11)

Trong các phương trình này, đặc tính bộ sàng lọc được sử dụng để đạt được
cả hai kết quả đầu ra của bộ điều chế tuỳ kí hiệu i được đưa ra trong phương trình

2.12
)()()(


ithYithXtV
iiE





(2.12)

So sánh phương trình 2.12 tới đầu ra của bộ điều chế QAM với hình dạng
được chỉ ra trong phương trình 2.7, chú ý rằng cả hai có thể đồng nhất nhau nếu
phương trình 2.13 và 2.14 hiểu rằng.

)
cos(
)
(
)
(



i
t
p
i

t
h



(2.13)
)sin()()(

itpith 
(2.14)
Nếu một hệ thống được thiết kế xa hơn như

 , khi đó phương trình
2.13 và 2.14 có thể được như phương trình 2.15 và 2.16.
))(cos)()(

ititpith  (2.15)
))(sin)()(

ititpith  (2.16)
Cả hai phương trình này là đúng vì i là một số nguyên. Các xung thời gian
đáp ứng của các bộ lọc với không tuỳ thuộc vào i khi đó trở thành phương trình
2.17 và phương trình 2.18.
)cos()()( ttpth

 (2.17)
)sin()()( ttpth

 (2.18)
Những kết quả này quan trọng vì chúng chỉ ra một cách hợp lí quan hệ tốc độ

kí hiệu và tần số trung tâm của một hệ thống CAP và QAM cho phép miền thời
gian dạng sóng là giống hệt. Cho mối quan hệ khác của w và t - Thừa nhận rằng
chúng là cùng qua một hệ thống CAP và QAM - Nó có thể được chỉ rằng hệ thống
điều chế không giống bởi một sự luân phiên. Đó là, dạng sóng sẽ giống nhau nếu
một tập hợp chùm sao được sử dụng cho mã hoá và giải mã là luân phiên nhau về
nguồn gốc của mặt phẳng.


Hình 2.20 Sơ đồ máy phát sử dụng CAP
Hình 2.20 đưa ra một sơ đồ máy phát cụ thể dùng cho điều chế CAP.
2.3.1.3 Điều chế xung đa tần rời rạc DMT
DMT được xây dựng dựa trên cơ sở ý tưởng của QAM. Hình dung có hơn 1
bộ mã hoá chòm điểm. Mỗi bộ mã hoá thu 1 tập hợp bít mà được mã hoá sử dụng 1
bộ mã hoá chòm điểm như đựoc miêu tả trong phần QAM. Giá trị đầu ra từ bộ mã
hoá chòm điểm tạo lại những biên độ sóng hàm sin và hàm cos. Tuy nhiên, 1 sự
khác nhau là tần số của hàm sin và hàm cos thường sử dụng cho mỗi bộ mã hoá
chòm điểm. Tất cả các sóng hàm sin và hàm cos sau đó tổng hợp lại và được cùng
nhau và được gửi qua kênh truyền . Dạng sóng này là 1 kí hiệu đơn giản DMT,
diễn tả bởi biểu đồ như hình 2.21.

Hình 2.21 Nguyên lí một bộ điều chế DMT
Thừa nhận rằng nó có thể tách rời hàm sin và hàm cos tại các tần số khác
nhau tại bộ thu, mối tập hợp các sóng có thể được giải mã độc lập trong cùng
phương pháp vì vậy một tín hiệu QAM có thể được giải mã và cho kết quả các bít
ra bởi bộ các bộ giải mã chòm điểm.














































bộ mã hoá 1
Các bít
đầu vào
Biên độ
Phát các sóng
hình sin và
hình cos tại
tần số =f
1
Bin 1
dạng sóng

đầu ra



Bin 2

bộ mã hoá 2
Các bít
đầu vào
Biên độ
Phát các sóng
hình sin và
hình cos tại
tần số =f
2












bộ mã hoá n
Các bít
đầu vào
Biên độ
Phát các sóng
hình sin và
hình cos tại
tần số =f
n













Bin n
Chú ý rằng ý tưởng sử dụng những tần số khác nhau để truyền thông tin là
không duy nhất với DMT. Truyền hình và truyền thanh đã sử dụng như là những kĩ
thuật. Sự khác nhau ở đây là DMT có 1 bộ thu điều chỉnh tới tất cả các kênh ngay
lập tức cái khác chỉ điều chỉnh chỉ tới 1 kênh duy nhất. Một số tên sử dụng kênh
tần số trong DMT là tần số các bin (hay các bin), tín hiệu hay là tín hiệu DMT, và
những kênh phụ.
Có lẽ sự không rõ ràng trong thảo luận trước đó là không chắc chắn vì vậy
dạng sóng trong mỗi bin là tách hoàn toàn từ cái khác. Nếu trường hợp này không
thoả mãn, tiếp đấy việc giải mã cho mỗi bin là khác vì các sóng hàm sin và cos
trong mỗi bin là có thể bị sai lạc đi từ những bin khác. Một chìa khoá DMT là cái
mà những tần số hàm sin và cos dùng trong mỗi bin nên là số nguyên lần một tần
số chung và chu kì kí hiệu đó,

, số nghịch đảo của tần số chung đó.
Tần số dùng chung này sẽ được đề cập tới như là những tần số cơ sở. Từ sự
phân tích cho QAM xong, người ta có thể đã khẳng định rằng các sóng hàm sin và
cos tại các tần số cơ sở tạo ra các hàm cơ sở. Để bảo đảm rằng nhiễu không thoát

ra giữa các bin người ta phải chỉ ra được rằng sóng hàm sin và hàm cos từ bất cứ
bin nào là trực giao tới sóng hàm sin và cos của bất cứ bin khác, về toán học, tính
trực giao có thể được viết như phương trình 2.19.
0)cos()cos(
0


tmtn
ff


(2.19)
0)sin()cos(
0


tmtn
ff


(2.20)
0)sin()sin(
0


tmtn
ff


(2.21)

ở đây n và m là các số nguyên khác nhau, và
f

là tần số cơ sở radian sự phân
tích tiếp công thức 2.19 cho phương trình 2.22.
Chú ý rằng nếu n = m, khi đó chu kì thứ nhất sẽ hội tụ về 1/2T, khi đó nó tiếp
theo như phương trình 2.5. Quan hệ trong phương trình 2.20 và phương trình 2.21
có thể tương như vậy chỉ ra được hoàn toàn điều đó trong phương trình 2.20 sự
trực giao được giữ ngay cả lúc n = m, tương tự để xem xét theo hướng phương
trình 2.1. Vì vậy bộ giải điều chế của một kí hiệu DMT dựa trên sự trực giao của
sóng hàm sin và hàm cos tại các tần số khác nhau cũng như giữa sóng hàm sin và
cos tại cùng tần số.
Qui trình điều chế và giải điều chế trong hình 2.20 là những phương pháp lặp
của việc tạo và tách sóng 1 kí hiệu DMT. Những phương pháp này có thể rất đơn
điệu dựa trên 1 sự thực hiện thực tế, và thực tế không phải là phương pháp hệ
thống DMT thực hiện. Để hiểu rỏ hơn, cách mà một sự thực hiện được đơn giản
hoá, xem xét tổng của 1 hàm sin và cos trong khoảng thời gian t. Như là dạng sóng
có thể được viết như phương trình 2.23.
)cos()cos(
0
tmtn
ff




=
dttmntmn
ff
))sin(

2
1
)cos((
2
1
0





= [





0
]
)(2
))sin((
)(2
))sin((
mn
tmn
mn
tmn
f
f
f

f






=
)(2
)
2
)sin((
)(2
)
2
)sin((
mn
tmn
mn
tmn
ff












(2.22)
= 0 cho các số nguyên n, m và n = m.
)sin()cos( tnYtnX
fnfn



cho 0< t



s(t) = (2.23)
0 cho các trường hợp khác
Như một tín hiệu biểu diễn sự có mặt của một bin đơn, hay một cách dễ hiểu
bin n đơn, tới một kí hiệu DMT đơn. Nếu s(t) lấy mẫu tại một tốc độ 2*N*f
f
, kết
quả khác không của tín hiệu được đưa ra trong phương trình 2.24.
)
2
sin(Y )
2
cos(
n
f
f
f
fnk

Nf
k
n
Nf
k
nXs


=
)sin()cos(
N
nk
Y
N
nk
X
nn



cho 0< k

2N (2.24)
Trong một hệ thống DMT, N có thể hiện diện cho 1 bin lớn nhất truyền dẫn 1
tín hiệu. Tín hiệu này tại 1 tần số của Nf
f
. Vì định lý Nyquist phát biểu rằng tần số
mẫu cho một hệ thống phải bằng 2 lần tần số lớn nhất của hệ thống, khi đó 2Nf
f

được chọn. Nếu chúng ta sử dụng biến đổi Fourier rời rạc (DFT) của s
k
sử dụng 2N
điểm trong biến đổi, kết quả như phương trình 2.25.



N
N
kmj
nnm
e
N
nk
Y
N
nk
XS
2
0
2
))sin()cos((


(2.25)
)(
nn
jYXN

cho m = n

)(
nn
jYXN

cho m = 2N – n
=
0 cho các trường hợp khác
Bởi vì DFT phân tích 1 tín hiệu sang những thành phần vùng tần số của nó,
cho kết quả như là phương trình 2.25 không là ngạc nhiên. Đánh giá 1 cách đơn
giản qua 2N điểm đã biến đổi, tín hiệu chỉ có năng lượng tại duy nhất một tần số.
Giá trị khác 0 tại 2 điểm xuất hiện trong vùng tần số là vì, trong vùng tần số tần số
là kết quả sau khi biến đổi 1 quang phổ 2 mặt. Tất cả các giá trị thực trong miền
thời gian (phù hợp với s
k
), 2N điểm sẽ biểu lộ sự đối xứng liên hợp phức về trung
tâm của các điểm. Đây là tương tự để có được thành phần những tần số dương và
tần số âm kết quả từ 1 biến đổi fourier. Giá trị 0 trong phương trình 2.25 là kết quả
từ không năng lượng được có mặt tại những tần số được miêu tả bởi những điểm
này. Thực chất, phương trình 2.25 trình bày sự trực giao của hàm sin và hàm cos
tại những tần số khác nhau, cũng như tại những tần số giông nhau.
Kết quả của phương trình 2.25 gợi ý ra 1 phương pháp khác để đem lại một kí
hiệu DMT. Thay vì ánh xạ đầu ra của bộ mã hoá chùm điểm sang biên độ của một
hàm sin và cos, đầu ra có thể ánh sang số phức trong một véctơ. Giá trị từ X hay là
trục cos có thể miêu tả phần thực của số phức, và giá trị Y, hay cường độ sin có thể
miêu tả phần ảo của véctơ. Nếu đầu ra của tất cả các bộ mã hoá đựơc mã hoá sang
véc tơ. Khi đó mỗi điểm véc tơ trình bày 1 bin DMT. Nếu N bin ra khỏi hệ thống
DMT, véctơ phức hợp có thể có N nhập vào. Bao gồm cả liên hợp phức của gốc
véctơ nhập vào để véctơ này như là véctơ mới có sự đối xứng liên hợp phức. Một
sự biến đổi fourier ngược (IDFT) trên vectơ này sau đó có thể tạo ra 1 miền thời
gian thực tương đương tới bộ điều chế DMT gốc như trong hình 2.21. Hình 2.22

chỉ ra phương pháp mới này của quá trình điều chế DMT.
Hình 2.22 cũng chỉ ra một phương pháp giải điều chế DMT. Chú ý rằng nó
dựa trên cơ sở hoạt động ngược của bộ điều chế khi đó 1 DFT được dùng thay vì 1
IDFT. Cách tiếp cận này trở nên có hướng bởi vì DFT đi từ miền thời gian đến
miền tần số. Vì giá trị miền thời gian là thực, đầu ra của khối DFT có sự đối xứng
liên hợp phức. Chỉ có một nữa đầu ra là cần thiết để đưa vào giải mã chùm sao.
Việc thực hiện đầy đủ thường dùng biến đổi fourier nhanh (FFT) và biến đổi
fourier ngược nhanh (IFFT) để thu được bộ điều chế và giải điều chế.













Hình 2.22 Điều chế DMT sử dụng một IDFT

Hình 2.23 Máy phát VDSL sử dụng cho phương pháp DMT
2.3.1.4 Vấn đề ISI
Kênh truyền làm méo tín hiệu truyền đi và làm cho các kí hiệu liên tiếp uyên
nhiễu lẫn nhau bằng một hiện tượng gọi là ISI (Intersymbol Interference). Ở máy
thu sử dụng một bộ phân đoạn (equalizer) để giảm ISI và vì vậy cải thiện được việc
Các
bit ra

Các bít
vào
Gán bin
và mã
hoá
Thêm sau
với liên
hợp phức
2N
điểm
IFFT
Song
song tới
bộ
chuyển
nối tiếp

Kênh
2N
đầu ra
thực
tới
kênh
2N
đầu ra
thực
từ
kênh
nối tiếp
tới bộ

chuyển
song
song
2N
điểm
FFT
Tách
liên hợp
phức
Gán bin
và mã
hoá
Bộ điều chế
N 2N 2N







N 2N 2N



Giải điều chế

thực hiện của hệ thống trong khi vẫn giứ thiết bị ở mức không quá phức tạp. Khả
năng của bộ phân đoạn trong việc phục hồi tín hiệu đã truyền phụ thuộc vào nhiều
yếu tố như kiểu bộ phân đoạn, chiều dài các mạch lọc của nó. Nhìn chung, các bộ

phân đoạn phi tuyến thực hiện tốt hơn các bộ phân đoạn tuyến tính và các mạch lọc
dài thực hiện tốt hơn các mạch lọc ngắn.
Bộ phân đoạn tốt nhất là bộ phân đoạn hồi tiếp quyết định (DFE), là một loại
mạch phân đoạn phi tuyến sử dụng 2 mạch lọc và một thiết bị ra quyết định để hồi
phục lại tín hiệu đã truyền đi. Hình 2.24 minh hoạ sơ đồ khối đơn giản của một
DFE. Bộ rời mức (Slicer) quyết định điểm nào trong các điểm trong chùm sao điều
chế là gần với tín hiệu nhận được nhất. Sau đó bộ rời mức hồi tiếp lại độ lệch tín
hiệu hồi phục so với tín hiệu nhận được để trừ vào tín hiệu nhận được kế tiếp. Về
lý thuyết cách này có thể loại trừ một phần ISI. Sau đó bộ lọc hồi tiếp lại đánh giá
lượng ISI còn lại. Sau đó bộ lọc hồi tiếp đánh giá lại lượng ISI còn lại. Khi một lần
nữa ngõ ra của bộ lọc hồi tiếp được trừ khỏi ngõ ra của bộ lọc nhận được tín hiệu
thì lượng ISI còn lại cũng triệt tiêu.
Mặc dù DFE là một bộ phân đoạn tốt nhất nhưng nó có một vài nhược điểm.
Trước tiên, mọi sai lầm của bộ rời mức đều được hồi tiếp và dùng để phát ra sự
đánh giá sau này của ISI còn lại. Như vậy lỗi một bit có thể dẫn đến nhiều quyết
định lỗi liên tiếp làm giảm đi sự phòng kháng nhiễu của cả hệ thống. Khi càng
nhiều lỗi được hồi tiếp về hệ thống càng tồi tệ . Điều này người ta gọi là sự lan
truyền lỗi.




Feedforward
Filter

Feedback
Filter

Slicer

Hình 2.24 Sơ đồ khối DFE
Để giảm bớt sự lan truyền lỗi của DFE, người ta sử dụng một kĩ thuật gọi là
precoding. Precoding loại trừ được sự lan truyền lỗi nhưng lại đòi hỏi phải thay đổi
máy phát dẫn đến tăng công suất phát. Precoding cũng loại trừ cả khả năng của
một kĩ thuật cho phép DFE tự cấu hình nhanh chóng khi khởi động mà không cần
liên hệ với máy phát gọi là kĩ thuật Blind training. Trong phương pháp điều chế
nhiều sóng mang, Một kênh truyền được chia thành nhiều kênh độc lập nhau, mỗi
kênh có một sóng mang riêng lẽ. DMT là điều chế nhiều sóng mang thực hiện
truyền dẫn rất tốt với độ phức tạp tương đối.