Một số kỹ thuật giảm nhiễu đa đường và hạn chế sai lệch đồng bộ cho tín hiệu định vị điều chế dạng BOC

1

MỞ ĐẦU
1. Hệ thống định vị sử dụng vệ tinh và ảnh hƣởng của nhiễu đa đƣờng
Trong những năm gần đây, các ứng dụng liên quan đến các hệ thống định vị sử dụng vệ tinh
(GNSS) ngày càng phát triển rộng rãi. Nhằm đáp ứng nhu cầu ngày càng cao đó, các hệ thống
GNSS đã được hiện đại hóa hoặc triển khai mới với việc bổ sung thêm nhiều tính hiệu định vị mới.
Trong khi tín hiệu định vị của hệ thống GPS thế hệ I sử dụng phương thức điều chế BPSK, các tín
hiệu định vị mới sử dụng một phương thức điều chế mới gọi là điều chế sóng mang dịch nhị phân
(BOC). Trong quá trình lan truyền từ vệ tinh tới bộ thu định vị, các tín hiệu định vị phải chịu tác
động nhiều tác nhân gây sai số. Trong số đó, nhiễu đa đường có những đặc tính riêng biệt, khó khắc
phục triệt để và trở thành nguồn gây sai số chính trong hệ thống GNSS. Các nghiên cứu để tìm ra
các giải pháp kỹ thuật xử lý tín hiệu tại bộ thu đối với sai số do truyền dẫn đa đường được thực hiện
theo nhiều hướng khác nhau. Về cơ bản, các giải pháp đó có thể được chia thành 3 hướng chủ yếu:
o Giải pháp thực hiện trước bộ thu ứng với miền cao tần của tín hiệu.
o Giải pháp thực hiện tại khối xử lý tín hiệu trong bộ thu
o Giải pháp sau quá trình xử lý tín hiệu – kỹ thuật hậu xử lý.
Với các tín hiệu định vị mới, bên cạnh có thể sử dụng lại các giải pháp đề xuất áp dụng cho tín
hiệu GPS C/A, các giải pháp chống nhiễu đa đường mới cũng được đề xuất dựa trên đặc tính của
phương thức điều chế BOC. Bên cạnh những ưu điểm mà tín hiệu định vị mới có được nhờ phương
thức điều chế BOC, một nhược điểm của các tín hiệu định mới cũng xuất hiện. Đó là hiện tượng
đồng bộ nhầm khi hàm tương quan của tín hiệu định vị mới có nhiều đỉnh tương quan. Vì vậy, các
giải pháp loại bỏ hoặc giảm thiểu nguy cơ đồng bộ nhầm đã được nghiên cứu, triển khai và áp dụng
cho các bộ thu định vị mới. Các giải pháp này được thực hiện theo một số xu hướng chủ yếu:
o Nghiên cứu thiết kế thay đổi cấu trúc của khối đồng bộ trong bộ thu định vị để nhận được
một hàm tương quan mới thay thế cho hàm tự tương quan của tín hiệu BOC.
o Sử dụng các bộ lọc để tách tín hiệu BOC thu được thành hai tín hiệu BPSK, khi đó hàm tự
tương quan chỉ có một đỉnh chính.
2. Những vấn đề còn tồn tại
Do các ứng dụng sử dụng các dịch vụ được cung cấp bởi các hệ thống định vị sử dụng vệ tinh
ngày càng phát triển và đòi hỏi về chất lượng dịch vụ ngày càng cao nên những yêu cầu kỹ thuật đặt

ra cho các hệ thống định vị sử dụng vệ tinh cũng không ngừng tăng lên. Các giải pháp giảm ảnh
hưởng của truyền dẫn đa đường cũng liên tục được nghiên cứu, đề xuất và triển khai. Trong số đó,
các giải pháp dựa trên cấu trúc đa tương quan như DDC (5 bộ tương quan) và MGD (nhiều hơn ba
bộ tương quan) đã chứng minh được ưu điểm. Tuy nhiên, hiệu quả của giải pháp DDC này đối với
các tín hiệu đa đường có trễ ngắn (trễ của tín hiệu đa đường so với tín hiệu truyền thẳng nhỏ hơn
) vẫn còn rất hạn chế. Do đó, việc triển khai thực hiện giải pháp đa bộ tương quan để tăng
hiệu quả giảm đa đường và tăng cường hiệu quả giảm nhiễu đa đường có trễ ngắn vẫn luôn là một
đề tài được nhiều nhóm nghiên cứu quan tâm.
Trong các giải pháp về tránh đồng bộ nhầm cho tín hiệu BOC cũng tồn tại một số vấn đề. Một
là, tuy đạt được việc tránh đồng bộ nhầm vào các đỉnh phụ nhưng làm mất đi các đặc tính nhờ bề
rộng đỉnh chính hẹp của tín hiệu BOC. Hai là, các giải pháp được đề xuất chỉ áp dụng tốt với một
dạng tín hiệu BOC như  . Ba là, giải pháp tránh đồng bộ nhầm cho các dạng điều chế
BOC khác vẫn chưa được đề xuất.
2

3. Mục tiêu, đối tƣợng, phƣơng pháp và phạm vi nghiên cứu
Mục tiêu nghiên cứu:
 Nghiên cứu nâng cao hiệu năng bám mã cho DLL sử dụng cấu trúc đa tương quan như cải
tiến cấu trúc DDC và tối ưu cấu trúc MGD.
 Nghiên cứu đề xuất một số giải pháp tránh đồng bộ nhầm khi thực hiện thu tín hiệu định vị
dạng điều chế BOC như tín hiệu     và  . Đây đều là
những dạng điều chế được hệ thống GPS và Galileo sử dụng cho các tín hiệu định vị mới.
Đối tượng nghiên cứu:
 Cấu trúc và các đặc điểm của mạch vòng bám mã (vòng khóa trễ - DLL) trong bộ thu
GNSS.
 Tập trung vào các tín hiệu định vị mới sử dụng phương pháp điều chế BOC như
  pha sin hoặc pha cosin.
Phạm vi nghiên cứu:
 Nghiên cứu các đặc tính của các tín hiệu định vị mới sử dụng phương pháp điều chế BOC.
 Nghiên cứu các đặc điểm của DLL hoạt động với tín hiệu điều chế BOC khi sóng mang đã

được tách thành công.
Phương pháp nghiên cứu
 Sử dụng phương pháp mô phỏng để xem xét ảnh hưởng của nhiễu đa đường đến hiệu năng
hoạt động của DLL trong bộ thu GNSS. Việc đánh giá sai số do tín hiệu đa đường gây ra
được thực hiện thông qua tiêu chí đường bao lỗi đa đường và sai số đó (gọi là sai số khoảng
cách) được xem xét tại khối bám đồng bộ tín hiệu và áp dụng cho tín hiệu định vị xuất phát
từ mỗi vệ tinh riêng rẽ (link level).
4. Cấu trúc nội dung của luận án
Cấu trúc của luận án gồm có 04 chương. Phần giới thiệu về bộ thu của hệ thống định vị sử dụng
vệ tinh GNSS trình bày ở Chương 1. Chương 2 đi phân tích chi tiết về mạch vòng DLL trong bộ thu
GNSS. Toàn bộ đóng góp khoa học của luận án được trình bày ở các Chương 3 và Chương 4. Trong
đó, hai giải pháp giảm nhiễu đa đường dựa trên cấu trúc bộ đa tương quan áp dụng cho tín hiệu định
vị sử dụng điều chế   được đề xuất, phân tích và đánh giá ở Chương 3. Chương 4 đề cập
đến việc đề xuất một số giải pháp nhằm hạn chế sai lệch đồng bộ tránh nguy cơ bám nhầm đỉnh
tương quan khi thực hiện bám mã tín hiệu định vị dạng điều chế BOC.

CHƢƠNG 1
TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG ĐỊNH VỊ SỬ DỤNG VỆ TINH
1.1.Hệ thống GNSS
Nguyên tắc hoạt động của GNSS dựa trên việc đo khoảng cách giữa người sử dụng và các vệ
tinh quỹ đạo tầm trung (MEO) có vị trí đã biết. Trên cơ sở các khoảng cách từ bộ thu GNSS đến ít
nhất ba vệ tinh, bộ thu xác định được vị trí của nó dựa trên nguyên lý tam giác. Hệ thống GNSS phổ
biến nhất hiện nay là hệ thống định vị toàn cầu (GPS) của Mỹ. Bên cạnh đó, còn có các hệ thống
khác cũng đang được triển khai mới hoặc tái khởi động lại như GLONASS của Liên bang Nga, hệ
thống Bắc đẩu (Beidou) của Trung Quốc và hệ hệ thống Galileo của Liên minh châu Âu.
1.2.Bộ thu trong hệ thống GNSS
Các chức năng của một bộ thu GNSS và cấu trúc bộ thu mềm GNSS được minh họa ở Hình
1.3. Quá trình xử lý tín hiệu trong bộ thu GNSS bắt đầu từ quá trình thu nhận tín hiệu định vị từ vệ
tinh của khối đầu cuối cao tần RF đến quá trình tính toán của khối xử lý bản tin dẫn đường. Trong
3

hình vẽ, khối đồng bộ tín hiệu bao gồm: khối bắt đồng bộ tín hiệu và khối bám đồng bộ tín hiệu
(sau đây gọi tắt là khối bắt tín hiệu và khối bám tín hiệu) đóng vai trò rất quan trọng và là mục tiêu
nghiên cứu chính trong luận án.
Đầu cuối
RF
Đồng bộ
tín hiệu
Giải điều
chế dữ liệu
Tính
toán
PVT
Anten
ADC
Đầu cuối
RF
Giải điều
chế dữ liệu
Tính
toán
PVT
Anten
ADC
Giải điều
chế dữ liệu
Tính
toán
PVT
Anten

ADC
Số
liệu
định
vị
Số
liệu
định
vị
Số
liệu
định
vị
Đồng bộ
tín hiệu
Đồng bộ tín
hiệu
Phần cứng
Phần mềm
Bộ thu
cứng
Bộ thu
mềm SDR
Bộ thu mềm
lý tưởng

Hình 1.3. Kiến trúc tổng quát của bộ thu cứng, bộ thu mềm SDR và bộ thu mềm lý tưởng
1.3.Tín hiệu định vị vệ tinh
1.2.1. Điều chế sóng mang dịch nhị phân (BOC)
1.2.1.1.Khái niệm điều chế BOC

Tín hiệu BOC ở dạng băng gốc được tạo ra bằng cách nhân một mã giả ngẫu nhiên dạng NRZ
với sóng mang con có dạng sóng vuông đã được đồng bộ với mã giả ngẫu nhiên. Tùy thuộc vào pha
ban đầu của sóng mang con mà tín hiệu BOC nhận được là BOC pha sin (nếu pha ban đầu của sóng
mang con là 0) và BOC pha cosin (nếu pha ban đầu của sóng mang con là ). Một tín hiệu dạng
BOC được ký hiệu là   trong đó  là tỉ số giữa tần số sóng mang con 

và tần số tham
chiếu 

 ;  là tỉ số giữa tốc độ chip mã giả ngẫu nhiên 

và tần số tham chiếu. Một
tham số quan trọng được định nghĩa cho các tín hiệu BOC đó là bậc điều chế 

với 

 .
1.2.1.2.Các đặc điểm của phương thức điều chế BOC
a. Hàm mật độ phổ công suất (PSD)
Hình 1.6 minh họa hàm PSD chuẩn hóa của các tín hiệu   và tín hiệu
BPSK. Có thể nhận thấy, do tác động của sóng mang con, thành phần năng lượng chính của các tín
hiệu điều chế BOC đã bị chia thành hai phần đối xứng qua tần số trung tâm và dịch chuyển ra khỏi
tần số trung tâm. Điều này giúp cho các tín hiệu điều chế BOC và tín hiệu BPSK có thể cùng đồng
thời tồn tại trên một tần số sóng mang.


Hình 1.6. PSD của tín hiệu BPSK, 
và 
Hình 1.7. Hàm ACF của một số tín hiệu định vị
khi bộ lọc RF có băng thông vô hạn

b. Hàm tự tương quan (ACF) của tín hiệu BOC
Hàm ACF của tín hiệu BOC, được minh họa ở Hình 1.7, có dạng tuyến tính từng đoạn, xung
răng cưa và có nhiều đỉnh tương quan phụ bên cạnh đỉnh tương quan chính. Hàm ACF này bị thay
4

đổi khi băng thông của bộ lọc RF thay đổi. Do ảnh hưởng băng thông bộ lọc này, đỉnh chính của
hàm ACF bị uốn và bị suy hao. Băng thông bộ lọc càng nhỏ thì đỉnh chính hàm ACF càng bị suy
hao nhiều và bị uốn càng nhiều. Ảnh hưởng của băng thông bộ lọc đến đỉnh chính hàm ACF tác
động rất nhiều đến hiệu năng hoạt động của các cấu trúc ở bên trong bộ thu GNSS.
1.4.Các nguồn gây lỗi trong hệ thống GNSS
1.3.1. Sai số do vệ tinh GNSS
1.3.2. Sai số trong quá trình truyền sóng tín hiệu
1.3.2.1.Sai số do tầng điện ly
Để khắc phục sai số do tầng điện ly, các bộ thu GNSS mới thường kết hợp hai tín hiệu định vị
tại hai tần số sóng mang là L1 và L2 để khử sai số này. Các bộ thu GNSS đơn tần phổ biến có thể
sử dụng các mô hình sửa lỗi tầng điện ly để loại bỏ sai số tầng điện ly như mô hình Klobuchar.
1.3.2.2.Sai số do tầng đối lưu
Mô hình hóa các thành phần khô cũng như ẩm của tầng đối lưu để tính toán sai số trong quá
trình truyền tín hiệu định vị qua tầng đối lưu đã được phát triển và gọi là mô hình UNB3.
1.3.3. Sai số do bộ thu GNSS
1.3.4. Sai số do đa đường
Ngoài các nguồn gây sai số ở trên, đa đường là một trong những sai số chủ yếu trong hệ thống
GNSS. Hiện tượng đa đường hoàn toàn mang tính cá thể, với các bộ thu GNSS khác nhau, ở các vị
trí khác nhau không xa, sự tác động của hiện tượng đa đường là khác nhau. Giải pháp thông dụng
nhất hiện nay là tìm kiếm các kỹ thuật nhằm giảm thiểu tác động của hiện tượng đa đường đến bộ
thu GNSS.
CHƢƠNG 2
ĐỒNG BỘ MÃ TRONG BỘ THU GNSS
2.1. Cấu trúc của DLL
2.1.1. Cấu trúc tổng quát của DLL

Cấu trúc tổng quát của khối bám tín hiệu được minh họa ở Hình 2.1. Nhiệm vụ của khối bám
tín hiệu bao gồm: bám sóng mang và bám mã PRN. Trong các bộ thu GNSS, mạch vòng bám sóng
mang là mạch vòng khóa pha (PLL) còn mạch vòng bám mã PRN là mạch vòng khóa trễ (DLL). Do
nhiều lý do khác nhau nên hiệu năng hoạt động của DLL ảnh hưởng nghiêm trọng đến bộ thu
GNSS.

Hình 2.1. Sơ đồ của khối bám tín hiệu trong bộ thu GNSS
5

2.1.2. Bộ so pha mã trong DLL
Trong cấu trúc DLL, bộ so pha mã quyết định đến chất lượng của DLL. Do đó, việc lựa chọn
cấu trúc của bộ so pha mã là rất quan trọng vì việc này ảnh hưởng đến việc ước lượng ban đầu về
sai số của quá trình bám mã. Khi triển khai trong các bộ thu GNSS thương mại, để tránh sự phụ
thuộc vào việc tách sóng mang, hai dạng thức không kết hợp thông dụng của bộ so pha mã được sử
dụng:

22
()
2 2 2
EMLP
P
D R R

  
   

   
   

   


(2.3)

 
()
2 2 2
DP
P
D R R R

   
   

   
   

   

(2.4)
2.1.2.1. Đặc điểm của bộ so pha
Hai tham số quan trọng để đánh giá đặc tính hoạt động của bộ so pha bao gồm:
 Miền ổn định: miền ổn định là miền xung quanh điểm lệch 0 của bộ so pha sao cho trong
miền đó khi sai số đầu vào bộ so pha không đổi dấu thì đáp ứng của bộ so pha cũng không đổi dấu
 Miền tuyến tính: miền tuyến tính là miền xung quanh điểm lệch 0 sao cho đáp ứng của bộ
so pha tỉ lệ thuận với sai số về pha ở đầu vào.
Các miền ổn định và miền tuyến tính của các bộ so pha phụ thuộc không chỉ vào khoảng lệch
sớm – muộn mà còn phụ thuộc vào dạng thức của bộ so pha được sử dụng cũng như dạng tín hiệu
định vị được xử lý. Nhằm loại bỏ những ảnh hưởng không mong muốn đến hiệu năng hoạt động
của bộ so pha để thực hiện các đề xuất trong luận án, khoảng lệch sớm – muộn và băng thông bộ lọc
RF cần phải được lựa chọn hợp lý để đảm bảo các đầu ra của bộ tương quan sớm, muộn nằm trên

các đoạn tuyến tính của hai bên sườn búp chính hàm ACF.
2.2. Những tác động gây sai số trong DLL
Trong quá trình bám đồng bộ tín hiệu định vị, các mạch vòng bám mã DLL chịu tác động của
một số nguồn gây sai số chủ yếu như: tạp âm nhiệt, tín hiệu đa đường và độ sai động của tín hiệu.
2.2.1. Điều kiện biên dưới Cramer – Rao của độ chính xác bám mã
Điều kiện biên dưới Cramer – Rao (CRLB) xác định sai lệch nhỏ nhất, trong điều kiện chịu ảnh
hưởng của tạp âm nhiệt, của một bộ ước lượng theo hợp lý cực đại (ML) để ước lượng thời gian đến
của một tín hiệu:

 
2
2
2
0
2
L
LB
RMS
B
C
N



(2.16)
Điều kiện biên Cramer – Rao phụ thuộc vào dạng điều chế của tín hiệu định vị.
2.2.2. Sai số Tạp âm nhiệt
Đây là một trong những nguồn gây sai số chủ yếu trong các mạch vòng DLL, phương sai của
lỗi bám mã gây ra bởi tạp âm AWGN được xác định bởi:

2
2 (1 0.5 ) (0)
X
L L I N
X
X
B B T G
K



(2.19)
2.2.3. Sai số do tín hiệu đa đường
 Khái niệm về truyền dẫn đa đường
Đa đường là hiện tượng truyền sóng mà tín hiệu tới bộ thu bao gồm nhiều tia sóng thành phần
khác nhau. Bên cạnh thành phần tia truyền thẳng (LOS), các tia sóng khác cũng có thể tới được
anten của bộ thu như tia khúc xạ, tia phản xạ, tia nhiễu xạ,…
6

 Mô hình kênh đa đường
Tín hiệu định vị trước khi đến bộ thu GNSS bị phản xạ, khúc xạ, tán xạ. Điều này dẫn đến bên
cạnh thành phần LOS, các thành phần đa đường khác của tín hiệu định vị với độ trễ, pha sóng mang
và tần số sóng mang khác nhau cùng tới anten của bộ thu GNSS.
Sự tham gia của thành phần đa đường trong hàm tương quan tổng hợp làm cho hình dạng của
hàm tương quan tổng hợp này khác với hàm tương quan của riêng thành phần LOS và tín hiệu tái
tạo ở bộ thu. Điều đó đồng nghĩa với việc tín hiệu đa đường đã làm biến dạng hàm tương quan mà
bộ thu GNSS quan tâm.


Hình 2.10. Hàm ACF của tín hiệu   khi có sự tham gia của tia đa đường đồng pha (Trái) và

ngược pha (Phải)
Hình dạng của hàm tương quan tổng hợp này được minh họa ở Hình 2.10. Qua hình vẽ có thể
nhận thấy, hàm tương quan giữa tín hiệu thu được và tín hiệu tái tạo ở bộ thu GNSS đã bị biến dạng
khi so sánh với hàm tương quan của thành phần tín hiệu LOS và tín hiệu tái tạo ở bộ thu GNSS. Sự
biến dạng của hàm tương quan tổng hợp này gây ra những sai lệch có thể xảy ra trong quá trình
đồng bộ khi bộ thu cố gắng khóa vào đỉnh của hàm tương quan.
2.2.4. Hiện tượng nhầm lẫn trong bám mã tín hiệu điều chế BOC
Đối với các tín hiệu điều chế BOC, do sự ảnh hưởng của các symbol điều chế sóng vuông, bên
cạnh đỉnh chính, hàm tự tương quan của các tín hiệu điều chế BOC có thêm nhiều đỉnh phụ. Số
lượng đỉnh phụ phụ thuộc vào bậc điều chế. Do đó, trong quá trình bắt đồng bộ tín hiệu, hiện tượng
đồng bộ nhầm xảy ra. Khi xảy ra đồng bộ nhầm, giữa mã PRN trong tín hiệu thu và mã PRN tái tạo
ở bộ thu tồn tại sai lệch dẫn đến sai số trong quá trình bám mã.
CHƢƠNG 3
CẤU TRÚC ĐA TƢƠNG QUAN VÀ GIẢI PHÁP NÂNG CAO HIỆU NĂNG
BÁM MÃ
3.1 Các giải pháp giảm nhiễu đa đƣờng và tiêu chí đánh giá
3.1.1. Các giải pháp giảm nhiễu đa đường
Hiện nay, các giải pháp về giảm ảnh hưởng đa đường cho các bộ thu GNSS được thực hiện
theo ba xu hướng khác nhau. Các giải pháp được thực hiện ở khối đồng bộ tín hiệu có nhiều ưu
điểm hơn so với hai xu hướng còn lại như: tính linh động cao, hiệu quả cao. Đặc biệt, các giải pháp
này dễ dàng áp dụng được trong các bộ thu mềm SDR, một xu hướng thiết kế bộ thu GNSS phổ
biến hiện nay trên thế giới và có chi phí rẻ hơn so với xu hướng thiết kế bộ thu cứng truyền thống
3.1.2. Các tiêu chí đánh giá tác động của nhiễu đa đường
 Phương pháp đường bao lỗi đa đường MEE
Phương pháp MEE xem xét trường hợp bộ thu GNSS được đặt trong môi trường chỉ có 1 thành
phần tín hiệu đa đường bên cạnh thành phần tín hiệu LOS. Trong đó, biên độ tương đối của thành
7

phần đa đường so với thành phần LOS duy trì không đổi trong suốt quá trình đánh giá tác động của
hiện tượng đa đường. Việc tính toán đường bao lỗi trung bình tương đương với việc tìm ra điểm cắt

0 của đáp ứng bộ so pha vì đây là điểm khóa ổn định của mạch vòng DLL.
 Phương pháp đường bao lỗi trung bình RAE
Để đánh giá thực tế hơn, phương pháp giá trị trung bình của MEE (RAE) được sử dụng để thay
thế cho MEE. Trong phương pháp RAE, chỉ những giá trị tuyệt đối của đường bao mới được xem
xét và tổng tích lũy của chúng được sử dụng để tính lỗi trung bình.
3.2 Cấu trúc bộ tƣơng quan kép (DDC)
Trong giải pháp DDC, thay vì chỉ sử dụng 03 bộ tương quan như trong NC , DLL sử dụng 05
bộ tương quan (hai bộ tương quan Sớm 

 

; hai bộ tương quan Muộn 

 

 và một bộ tương
quan Đúng . Các bộ tương quan này cách đều nhau về mặt độ trễ. Trong trường hợp tách sóng
kết hợp (coherent), đáp ứng bộ so pha trong DLL của khối bám tín hiệu là sự kết hợp tuyến tính
giữa các đầu ra tương quan theo công thức:

   
DD 1 1 2 2
1
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
2
C
D E L E L
    
   
(3.5)

Hình 3.5. Cấu trúc DLL dạng DDC hoạt động với tín hiệu  .
Với cách điều chỉnh cấu trúc của khối bám mã như vậy, giải pháp DDC có hiệu năng giảm
nhiễu đa đường tốt hơn khá nhiều so với giải pháp NC, đặc biệt với những trễ đa đường trong
khoảng từ trung bình đến dài (tín hiệu đa đường có trễ tương đối so với tín hiệu LOS từ  đến
). Tuy nhiên, với những trễ đa đường gần (độ lệch giữa thành phần đa đường và thành phần
LOS nhỏ hơn , giải pháp DDC vẫn không có sự vượt trội so với giải pháp NC.
Vì vậy, để có thể cải thiện được hiệu năng giảm ảnh hưởng đa đường của giải pháp DDC, sai số
của giải pháp DDC do ảnh hưởng của đa đường được đánh giá. Trên cơ sở xác định được sai số đó,
ta tiến hành bù lại phần sai lệch đó để khắc phục sai lệch do đa đường gây ra. Khi có sự tham gia
của thành phần đa đường, đỉnh tương quan  này bị lệch ra khỏi điểm lệch 0. Tùy thuộc vào pha
của thành phần đa đường, đỉnh tương quan  này có thể bị lệch sang phải hoặc sang trái điểm lệch
0. Điều này tương đương với điểm khóa của bộ so pha DLL bị dịch sang bên phải hoặc sang bên
trái của điểm lệch 0.
3.3 Điều chỉnh đáp ứng bộ so pha của cấu trúc DDC
3.2.1. Tín hiệu đa đường đồng pha
Trường hợp tín hiệu đa đường đồng pha với tín hiệu, các hàm tương quan của tín hiệu tạo ra ở
bộ thu với các tín hiệu LOS (LOS ACF), tín hiệu đa đường (MP) (MP ACF) và tín hiệu tổng được
minh họa ở Hình 3.10.
Gọi  là lỗi đầu ra của bộ so pha do ảnh hưởng của đa đường (lỗi này tương ứng với độ lệch
của đầu ra bộ tương quan đúng  khỏi điểm lệch 0 (điểm tương quan đúng);  là giá trị biên độ cực
8

đại của hàm tương quan tín hiệu LOS;  là giá trị biên độ cực đại của hàm tương quan tín hiệu đa
đường MP;

là trễ của thành phần đa đường so với thành phần tín hiệu LOS và  là khoảng lệch
sớm – muộn.
Thực hiện mô hình hóa các đoạn của các hàm tương quan này. Từ đó thực hiện các tính toán,
biến đổi toán học để cuối cùng xác định được lỗi đầu ra bộ so pha do tác động của nhiễu đa đường:

1 2 1
12
)
( ) ( )
2(
E E P E
LL

  


(3.15)


Hình 3.10. Dạng hình học của các hàm tương
quan khi thành phần đa đường đồng pha
Hình 3.11. Dạng hình học của các hàm tương
quan khi thành phần đa đường đồng pha
Như vậy, sai lệch ở đầu ra bộ so pha do tác động của thành phần đa đường được xác định thông
qua (3.15). Giá trị cực đại của sai lệch này được sử dụng để thay đổi đáp ứng đầu ra của bộ so pha.
Khi đó, đáp ứng đầu ra của bộ so pha trong giải pháp DDC được thay đổi và có dạng mới:

2 2 1 2 1
max1 1 1
mod1
12
)
( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( )

2 2(
DDC
E L E E P E
D D E L
LL
    

   
    

(3.16)
3.2.2. Tín hiệu đa đường ngược pha
Đối với trường hợp tín hiệu đa đường ngược pha với tín hiệu LOS, các hàm tương quan lúc này
được minh họa ở Hình 3.11. Cũng thực hiện các giai đoạn mô hình hóa các đoạn của các hàm tương
quan để xây dựng công thức xác định giá trị các đầu ra tương quan. Tuy nhiên, khác với trường hợp
tín hiệu MP đồng pha, một bộ tương quan muộn mới được bổ sung vào cấu trúc DLL. Bộ tương
quan muộn này là 

, có khoảng lệch so với bộ tương quan  là .
Cuối cùng sai lệch ở đầu ra bộ so pha được biểu diễn bởi:

12 1 12
12 1
( ) ( )
4( )
L L P L
LL

  



(3.23)
Vì vậy, với trường hợp tín hiệu MP ngược pha so với tín hiệu LOS, hàm đầu ra của bộ so pha
được thay đổi thành:

2 2 12 1 12
max2 1 1
mod2
12 1
( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( )
2 4( )
DDC
E L L L P L
D D E L
LL
    
   
     

(3.24)
3.2.3. Cơ chế xác định pha của tín hiệu đa đường
Xem xét lại công thức, khi tín hiệu đa đường có trễ nhỏ hơn , vế trái của công thức này
luôn có giá trị dương khi tín hiệu đa đường đồng pha. Cũng từ nhận xét đối với tín hiệu đa đường
ngược pha, vế trái của luôn có giá trị bằng 0 do tín hiệu đa đường ngược pha không làm sai khác
giữa hai hiệu 

 

 và   


 nên đây là một tham số quyết định pha của tín hiệu đa đường:

   
1 1 2 1
D E E P E   
(3.25)
9

Bên cạnh đó, khi xét biên độ của bộ tương quan sớm 

và bộ tương quan muộn 

ta cũng có
được nhận xét: khi tín hiệu đa đường đồng pha, biên độ của 

nhỏ hơn 

và ngược lại, khi tín hiệu
đa đường ngược pha, biên độ của 

lớn hơn 

. Đây chính là cơ sở để xác định tham số quyết định
pha của tín hiệu đa đường theo công thức:

2 2 2
D E L
(3.26)
3.2.4. Kết quả mô phỏng và đánh giá hiệu năng giảm đa đường

Các mô phỏng được tiến hành nhằm tìm ra đường bao lỗi đa đường MEE. Khi sử dụng tiêu chí
đánh giá MEE, mô hình kênh truyền tĩnh bao gồm hai tín hiệu: một tín hiệu LOS và một tín hiệu
MP. Tín hiệu MP có biên độ bằng ½ tín hiệu MP, có pha đồng pha hoặc ngược pha so với tín hiệu
LOS. Cuối cùng, độ trễ của tín hiệu MP thay đổi từ  đến . Các kết quả về MEE của cấu
trúc cải tiến này và cấu trúc DDC được minh họa ở Hình 3.12 với các giá trị khác nhau của .


Hình 3.12. Đồ thị MEE cho tín hiệu   với cấu trúc EML DDC và EML DDC điều chỉnh với

1
=0.2chip (trái) và

1
=0.3chip (phải)
So với cấu trúc DDC, giải pháp cải tiến này cải thiện hiệu năng giảm đa đường khi gặp các tín
hiệu đa đường có trễ ngắn. Trong khi đó, với các đa đường có trễ trung bình và dài, hiệu năng giảm
đa đường không được cải thiện. Như đã nêu ban đầu, mục đích chính của cấu trúc điều chỉnh này đó
là tăng hiệu năng giảm đa đường cho cấu trúc DDC khi gặp tín hiệu đa đường có trễ ngắn. Do đó,
yêu cầu đặt ra ban đầu đã đạt được.
3.4 Cấu trúc có nhiều bộ tƣơng quan (MGD)
3.3.1. Cấu trúc MGD và những vấn đề tồn tại
Giải pháp MGD sử dụng số lượng cặp tương quan là  (  ) để tạo ra đáp ứng bộ so pha
trong DLL. Khi đó được gọi là bậc của cấu trúc MGD. Đáp ứng bộ so pha của cấu trúc MGD có
dạng (bộ lọc RF có băng thông vô cùng lớn):

11
1
11
()
22

mm
N
MGD i
i
D a R i R i
    

     

   
   
   

   
   
   
   
   
   



(3.27)
Với 

là trọng số ứng với mỗi cặp tương quan sớm – muộn; 

là khoảng lệch sớm – muộn của
cặp tương quan sớm – muộn gần sát nhất với bộ tương quan đúng. Còn tham số    ứng với
tách sóng kết hợp (coherent);   ứng với tách sóng không kết hợp (noncoherent).

Việc lựa chọn các trọng số và khoảng lệch sớm – muộn ảnh hưởng rất nhiều đến hiệu năng hoạt
động của giải pháp MGD. Ngoài ra số lượng cặp tương quan càng nhiều thì độ phức tạp của cấu
trúc MGD càng tăng lên gây ra những khó khăn trong việc thiết kế, chế tạo DLL.
10

3.3.2. Cấu trúc MGD với 7 bộ tương quan
3.3.2.1. Đề xuất cấu trúc
Trên cơ sở những phân tích ở trên, cấu trúc MGD được đề xuất gồm 3 tầng ứng với 3 cặp tương
quan sớm muộn như Hình 3.13. Đồng thời, một cấu trúc DLL dựa trên cấu trúc đó được đề xuất áp
dụng. Trong cấu trúc này, khoảng lệch của các cặp tương quan sớm – muộn 

 

, tương ứng
các bộ tương quan Sớm, Muộn cách đều nhau. Hàm đầu ra của bộ so pha ở dạng “noncoherent”
được biểu diễn:

 


 


3
22
1
( ) / 2 / 2
i i i
p MGD
i

D a R R
    





   

(3.31)
Bộ tạo mã
Bộ tạo sóng
mang con
Lọc vòng
Tạo sóng
mang NCO
()st
L3
NCO
L2 L1
E3 E2 E1
+
-
Các bản sao Muộn
Các bản sao Sớm
NCO: Bộ tạo dao động điều khiển số
 
2

 

2

 
2

 
2

 
2

 
2

2a
1a
3a
()

()

()

()

()

()

+

-
+
-
()
p MGD
D


Bộ so pha

Hình 3.13. Sơ đồ khối cấu trúc MGD đề xuất
Việc lựa chọn các hệ số 

 

 ảnh hưởng rất nhiều đến hiệu năng hoạt động của khối bám
mã khi xét đến nhiễu đa đường. Bên cạnh đó, việc lựa chọn các hệ số này ảnh hưởng đến đặc tính
đầu ra của bộ so pha. Tiêu chí để đánh giá đặc tính đầu ra bộ so pha đó chính là hàm đầu ra bộ so
pha chỉ có một điểm cắt 0 là điểm cắt 0 đúng ứng với độ lệch bằng 0 giữa mã PRN trong tín hiệu
định vị thu được và mã PRN tạo ra ở bộ thu.
3.3.2.2. Tối ưu các hệ số trong cấu trúc MGD
 Nâng cao độ chính xác – tránh bám nhầm với tín hiệu  
Giai đoạn thứ nhất của quá trình tối ưu nhằm tìm ra các cặp hệ số 

 

 để hàm đầu ra của
bộ so pha không còn các điểm khóa nhầm. Do vậy, đáp ứng đầu ra của bộ so pha phải thỏa mãn
điều kiện sau:

( ) 0, 0 1( )
( ) 0, -1 0( )
p MGD
p MGD
D chip
D chip




  
  
(3.33)
Biểu thức (3.33) đồng nghĩa với vùng làm việc ổn định của bộ so pha trải rộng thành .
Các hàm đầu ra bộ so pha dạng NC – EMLP hầu hết đều tồn tại hai điểm khóa phụ bên cạnh
một điểm khóa chính khi thực hiện với tín hiệu định vị  . Với cấu trúc MGD được đề
xuất ở đây có số cặp tương quan sớm – muộn    và khoảng lệch sớm – muộn tuân theo quy
luật 

 

    thì điều kiện để có thể tối ưu được các hệ số là 

 .
Thực hiện điều chỉnh các hệ số của cấu trúc MGD với khoảng giá trị   (việc lựa chọn
khoảng giá trị này tương ứng với việc chuẩn hóa 

 

 theo giá trị của hệ số 


với 

  và
cũng không mất đi tính tổng quát của bài toán) và bước dịch của các hệ số là , các bộ hệ số


 

nhận được khá nhiều ứng với mỗi giá trị của khoảng lệch sớm – muộn 

.
11



Hình 3.17. Đáp ứng bộ so pha của cấu trúc EMLP NC, EMLP DDC, và MGD có


  

 

    (trái) và 

  

 

   

Hình 3.17 minh họa đáp ứng bộ so pha của cấu trúc MGD được tối ưu ở giai đoạn này với các
cặp hệ số được xác định ứng với các giá trị khác nhau của khoảng lệch sớm – muộn và bỏ qua ảnh
hưởng của bộ lọc RF. Quan sát các hình vẽ, ta nhận thấy thông qua việc lựa chọn các hệ số theo tiêu
chí tối ưu được đưa ra ban đầu, các đáp ứng của bộ so pha của cấu trúc MGD không xuất hiện các
điểm khoa nhầm. Bộ so pha chỉ có một điểm cắt 0 trong khoảng  , điều này cho phép
mạch vòng bám mã tránh được hiện tượng bám nhầm.
 Tối ưu hiệu năng giảm ảnh hưởng đa đường

Hình 3.20. Miền bao phủ của lỗi bám mã với cấu trúc MGD
Sang đến giai đoạn thứ hai, ứng với mỗi khoảng lệch sớm – muộn cần phải tìm ra ít nhất một
bộ hệ số

 

 mà giúp cho cấu trúc MGD có khả năng giảm ảnh hưởng đa đường tốt nhất. Trong
trường hợp này, khả năng giảm đa đường của mạch vòng DLL sử dụng cấu trúc MGD là tối ưu nếu
lỗi trung bình nhỏ, sai số cực đại nhỏ và giá trị cực đại của trễ đa đường mà sau đó giá trị của MEE
tiến về 0 cũng có giá trị nhỏ. Để thuận tiện khi đánh giá, các tiêu chí này được kết hợp lại thành tiêu
chí miền bao phủ (enclosed area).
Hình 3.20 minh họa miền bao phủ của cấu trúc MGD với các tham số của mạch vòng DLL
được cho ở hình vẽ. Các điều kiện ban đầu như: không có nhiễu AWGN, chiều dài mã PRN đủ lớn,
không có sai pha sóng mang và bỏ qua ảnh hưởng của bộ lọc RF. Đồng thời, tín hiệu đa đường có
biên độ tương đối là , trễ của thành phần đa đường biến đổi từ 0 đến  (với bước dịch của
độ trễ là ). Căn cứ vào những tiêu chí vừa nêu và các điều kiện đầu của bài toán, khảo sát
với các cặp hệ số khác nhau của 

 

 đã xác định ở phần trước để tìm ra một số cặp hệ số tối ưu
cho hiệu năng giảm đa đường.

12

Thực hiện tính toán với các giá trị khác nhau của 

để tìm ra được các cặp hệ số 

 

 tối
ưu về hiệu quả giảm đa đường cho cấu trúc MGD. Các kết quả này được mô tả ở Bảng 3.6.
Bảng 3.6. Giá trị tối ưu các hệ số của cấu trúc MGD
Khoảng lệch sớm –
muộn [chip]
2
a

3
a

Miền bao phủ
của MGD
Miền bao phủ
của NC
Miền bao phủ của
DDC
1
0.2



-0.5
0.6
4.8797
5.3981
3.8088
1
0.25



-0.5
0.4
6.0894
7.0228
6.1869
1
0.3



-0.4
1
8.4809
7.7959
8.0334
1
0.35



-0.2
0.7
8.8069
9.0969
9.3691
1
0.4



-0.1
0.8
10.2872
9.8987
9.9934
1
0.45



0
0.3
10.3466
9.7313
10.0231
So sánh các kết quả về miền bao phủ của các cấu trúc MGD, DDC và NC với các khoảng lệch
sớm – muộn khác nhau, ta nhận thấy, cấu trúc MGD có hiệu quả giảm đa đường tốt hơn NC nhưng
có thể vẫn kém hơn so với DDC. Tuy nhiên, sự sai khác này là không quá lớn. Hiệu năng của cấu
trúc MGD có được phải trả giá bằng cấu trúc mạch vòng DLL phức tạp hơn và khối lượng tính toán
của bộ so pha cũng nhiều hơn. Bù lại sự suy giảm đó, cấu trúc MGD đề xuất còn có được lợi thế về

việc tránh bám nhầm vào các đỉnh phụ của hàm ACF. Hiệu năng về giảm đa đường của cấu trúc
MGD với cặp hệ số tối ưu được so sánh với các cấu trúc DDC, NC được minh họa ở Hình 3.21 với
các giá trị khác nhau của khoảng lệch sớm – muộn.



Hình 3.21. MEE của cấu trúc EMLP NC, EMLP DDC, và MGD có 

  

 

 
  (trái) và 

  

 

    (phải).
CHƢƠNG 4
CẢI THIỆN HIỆU NĂNG BÁM MÃ VỚI TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ BOC CHO
MẠCH VÒNG KHÓA TRỄ
4.1. Các giải pháp bám mã chính xác cho tín hiệu BOC
Hiện tượng bám nhầm cũng gây ra những sai số trong quá trình bám mã do ở trạng thái khóa
của DLL vẫn tồn tại sai lệch giữa mã PRN trong tín hiệu định vị thu được và mã PRN được tạo ra ở
bộ thu GNSS. Vì vậy, đã có nhiều giải pháp nhằm loại bỏ các đỉnh phụ trong hàm ACF để tránh
nguy cơ đồng bộ nhầm như: kỹ thuật “Bump- Jump”, giải pháp “BPSK-like”, giải pháp khử đỉnh
phụ với tên gọi triệt pha sóng mang con (SCPC) và tạo ra một hàm tương quan mới có dạng giống
với hàm ACF của tín hiệu BPSK. Ngoài ra còn có các giải pháp dựa trên hàm tương quan BOC –

PRN cũng đã được đề xuất. Tuy nhiên, với mỗi giải pháp đều tồn tại một số nhược điểm như: không
13

duy trì được những ưu điểm về búp chính hẹp phương thức điều chế BOC; có hiệu năng giảm đa
đường không tốt hoặc chỉ áp dụng được với một dạng điều chế BOC; các đỉnh phụ vẫn còn tồn tại
với biên độ khá lớn.
Vì vậy, việc nghiên cứu đề xuất giải pháp loại bỏ các đỉnh phụ của hàm ACF để tránh xảy ra
hiện tượng bám nhầm, đồng thời vẫn duy trì được các ưu điểm của dạng điều chế BOC vẫn là một
hướng nghiên cứu được quan tâm rộng rãi.
4.2. Giải pháp cho tín hiệu ở dạng điều chế  
4.2.1. Đề xuất giải pháp
Hàm ACF của tín hiệu   có thể được minh họa bởi:

1 1/ 4 1/4 3/ 4 3/ 4
()
1/ 4 4 1/ 4 1/4 1/4 1/ 4
1 1/ 2 1/2

2 1/4 1/ 4
B
R tri tri tri tri tri
tri tri
    



       


       



       


   

   
   

   
    


(4.2)
Với  là một hàm tam giác có độ rộng , đỉnh tại vị trí    và có biên độ bằng .
Cũng với cách thức mô hình hóa tương tự, hàm tương quan BOC – PRN (tương quan chéo giữa
tín hiệu BOC và mã PRN tạo ra ở bộ thu) có thể được minh họa:

/
1 1/4 1/ 4 3/ 4 3/ 4
()
4 1/4 1/4 1/ 4 1/ 4
BOC PRN
R tri tri tri tri
   


       


       
       

   
   
(4.5)
Thực hiện kết hợp hai hàm tương quan này qua hai giai đoạn. Giai đoạn thứ nhất, thực hiện kết
hợp:

int /
1 1/ 2 1/ 2
()
1/ 4 2 1/ 4 1/ 4
( ) ( )
B BOC PRN
R R tri tri triR
  
 

  

     

     

     

(4.6)

Hình 4.3. Hàm tương quan BOC – PRN và hàm
ACF của tín hiệu   và hiệu của hai
hàm tương quan này.
Hình 4.5. Hàm đề xuất và các hàm ACF,
AsPECT và SCPC với tín hiệu
 .
Hàm tương quan 

 ở trong (4.6), so với hàm ACF 

 của tín hiệu   đã
không còn hai đỉnh phụ ngoài cùng như minh họa ở Hình 4.3. Do đó, bên cạnh một đỉnh chỉnh, hàm
tương quan 

 chỉ tồn tại hai đỉnh phụ. Thực hiện tiếp sự kết hợp sau để loại bỏ hoàn toàn các
đỉnh phụ này:

 
int int / /
1/ 4
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2
pro B BOC PRN B BOC PRN
R R triR R R R R

      

      


(4.7)

Như vậy, thông qua các phép kết hợp giữa hàm   ACF với hàm tương quan BOC –
PRN, ta đã nhận được một hàm tương quan tổng hợp mới không còn tồn tại các đỉnh phụ. Hàm
tương quan tổng hợp 

 được sử dụng trong mạch vòng DLL, với các bản sao có độ trễ khác
14

nhau làm đầu vào của bộ so pha. Bên cạnh đó, dạng của hàm tương quan đề xuất cũng được so sánh
với các hàm tương quan khác như minh họa ở Hình 4.5. Với giải pháp đề xuất, hàm tương quan vẫn
duy trì đỉnh chính hẹp, đồng thời loại bỏ được các đỉnh phụ.
4.2.2. Ảnh hưởng của băng thông bộ lọc RF
Ở phần trên, hàm tương quan tổng hợp 

 đã không còn các đỉnh phụ. Do vậy, khi triển
khai bám mã với hàm này, khả năng bị bám nhầm có thể không xảy ra.
Tuy nhiên, dưới tác động của bộ lọc RF, các đỉnh tương quan của các hàm ACF tín hiệu
  bị suy hao, đồng thời, vị trí của các giữa đỉnh phụ của hàm ACF bị lệch so với vị trí cũ.
Băng thông bộ lọc càng nhỏ thì các đỉnh bị suy hao càng nhiều và sự dịch chuyển của các đỉnh phụ
hàm ACF tín hiệu   càng lớn. Trong khi đó, các đỉnh của hàm tương quan BOC – PRN
chỉ bị suy hao mà không bị dịch. Khi đó, kết hợp các hàm tương quan này theo (4.7), hàm tương
quan tổng hợp 

 nhận được tồn tại các đỉnh phụ có biên độ khá nhỏ ở quanh giá trị
.
Để giảm thiểu ảnh hưởng của bộ lọc RF, ta có thể thực hiện điều chỉnh biên độ của hàm tương
quan BOC – PRN trong quan hệ với hàm ACF tín hiệu   trong (4.7) bằng hệ số 
(  ). Khi đó, (4.7) trở thành:

 
//

( ) ( ) . ( ) ( ) . ( )
pro B BOC PRN B BOC PRN
RRR k R k R
    
   
(4.9)

Hình 4.8. Hàm tương quan tổng hợp với    với các giá trị  khác nhau
Hình 4.8 minh họa hàm tổng hợp
()
pro
R

dưới ảnh hưởng của bộ lọc đầu cuối RF ứng với các
giá trị khác nhau của hệ số . Theo quan sát ở hình vẽ, để khử được các đỉnh phụ trong hàm tương
quan tổng hợp, giá trị của hệ số  phụ thuộc vào băng thông của bộ lọc RF. Băng thông càng nhỏ,
giá trị của  càng lớn.
4.2.3. Đáp ứng bộ so pha
Trong trường hợp bám sóng mang chính xác và không có các tác động của sai số bên ngoài nào
khác, đáp ứng bộ so pha dạng EMLP với hàm đề xuất có thể được viết lại thành:

22
()
2 2 2

  

   
   
   

   
   
   

EMLP
pro
pro pro
P
RRD
(4.11)
Hình 4.9 mô tả hình dạng của đáp ứng bộ so pha dạng EMLP của cấu trúc NC và cấu trúc đề
xuất ứng với các giá trị khác nhau của băng thông bộ lọc RF. Trong trường hợp này, ở cấu trúc đề
xuất, giá trị hệ số   . Rõ ràng, quan sát hình vẽ, khi băng thông lớn, đáp ứng bộ so pha ở cấu
trúc đề xuất không có điểm khóa nhầm. Điều đó cũng có nghĩa, mạch vòng không bị khóa ở các
đỉnh phụ của hàm ACF tín hiệu  . Còn với cấu trúc EMLP NC, đáp ứng của bộ so pha
15

xuất hiện bốn điểm khóa nhầm ứng với bốn đỉnh phụ của hàm ACF tín hiệu  . Tuy
nhiên, khi điều chỉnh băng thông giảm xuống, hai điểm khóa nhầm xuất hiện ứng với các đỉnh phụ
của hàm tương quan tổng hợp. Để đạt được trạng thái loại bỏ hoàn toàn hiện tượng khóa nhầm, ta
thay đổi giá trị của hệ số  như minh họa ở Hình 4.10. Qua mô tả ở hình vẽ, khi giá trị của  càng
lớn thì đáp ứng của bộ so pha càng tiến tới loại bỏ điểm khóa phụ rõ ràng hơn.


Hình 4.9. Đầu ra bộ so pha có    với
   của cấu trúc EMLP NC và cấu trúc đề
xuất có   
Hình 4.10. Điểm khóa phụ bộ so pha của cấu trúc đề
xuất với các giá trị  khác nhau và   

Hình 4.11. Cấu trúc mạch vòng DLL theo giải pháp đề xuất
Trên cơ sở những phân tích ở trên, cấu trúc mạch vòng DLL thực hiện bám mã với giải pháp đề
xuất được xây dựng như minh họa ở Hình 4.11. Để thuận tiện, ở hình vẽ chỉ minh họa các kênh ứng
với việc tạo ra các bản sao Sớm, Muộn của các kênh tín hiệu đồng pha. Việc tạo ra hàm tương quan
tổng hợp được thực hiện trong khối “Kết hợp”. Bên cạnh đó, để giảm ảnh hưởng của hiện tượng sai
động của tín hiệu đối với hoạt động mạch vòng DLL, đáp ứng của bộ so pha ở PLL cũng được đưa
đến để điều chỉnh hoạt động của bộ dao động điều khiển số (NCO) ở trong mạch vòng DLL (giải
pháp “carrier aiding”).
4.2.4. Ảnh hưởng của tín hiệu đa đường
Ảnh hưởng của tín hiệu đa đường đến hiệu năng của mạch vòng DLL phụ thuộc vào biên độ
tương đối và pha tương đối của tín hiệu đa đường so với tín hiệu LOS. Trong trường hợp chỉ xem
xét ảnh hưởng của một thành phần tín hiệu đa đường thì tiêu chí được sử dụng là đường bao lỗi đa
đường MEE và RAE như đã mô tả ở Chương 2. Đặc tính của MEE và RAE được biểu diễn ở Hình
4.12. Trong đó, tín hiệu MP có biên độ bằng ½ so với tín hiệu LOS và bộ so pha dạng EMLP có
  . Từ quan sát hình vẽ, ta thấy rằng, với trường hợp tín hiệu đa đường có trễ ngắn, giải
16

pháp đề xuất và hai giải pháp AsPECT và NC có hiệu năng giảm đa đường tương đương và kém
hơn so với giải pháp SCPC. Với các trường hợp trễ đa đường trung bình đến dài, giải pháp đề xuất
có hiệu năng giảm đa đường tốt nhất. Điều này được khẳng định rõ nét hơn ở đồ thị RAE khi giá trị
cực đại của sai số đa đường ở SCPC nhỏ nhất nhưng xu hướng tiến về 0 của sai số này là tương
đương giữa giải pháp đề xuất và SCPC.


Hình 4.12. Đường bao MEE (trái) và RAE (phải) của cấu trúc đề xuất, EMLP NC, AsPECT, SCPC và
bộ so pha có    cho tín hiệu  .
4.3. Giải pháp cho tín hiệu dạng điều chế BOCs(n,n) và BOCc(n,n).
4.3.1. Thuật toán Teager – Kaiser và ứng dụng trong xử lý tín hiệu hệ thống GNSS
Dựa trên định luật của Newton, thuật toán Teager – Kaiser (TK) đã được đề xuất lần đầu tiên

vào năm 1990. Thuật toán này thực hiện xác định năng lượng thực tế của một hệ thống và nó khác
so với các phương pháp khác (tính toán năng lượng trung bình theo bình phương của biên độ).
Trong trường hợp, tín hiệu  là tín hiệu thực, rời rạc, thuật toán TK là:

2
( ( )) ( ) ( 1) ( 1)
d
x n x n x n x n

   
(4.15)
Thuật toán TK cũng có thể được áp dụng trong quá trình xử lý tín hiệu trong các bộ thu GNSS.
Khi đó, mạch vòng bám mã DLL trong khối bám tín hiệu của bộ thu GNSS được thay đổi. Trước
khi đi vào bộ so pha, các đầu ra tương quan   và  được cho đi qua khối thực hiện thuật toán TK
và được biểu diễn bởi (khi xét ở dạng tín hiệu thực, rời rạc):

2
( ( )) ( ) ( 1) ( 1)
d B B B B
R n R n R n R n

   
(4.16)


Hình 4.15. Hàm ACF và đầu ra bộ TK với các tín hiệu   (trái) và   (phải) với
băng thông vô hạn của bộ lọc RF và không có thành phần đa đường.
Đáp ứng đầu ra của khối TK thể hiện vị trí của các đỉnh tương quan của hàm ACF như Hình
4.15. Việc xem xét, đánh giá các đỉnh tương quan dựa trên đầu ra của thuật toán TK dễ dàng hơn
việc xem xét trực tiếp hàm ACF.

4.3.2. Thiết lập hàm tương quan tổng hợp
17

Hàm ACF của tín hiệu   khi bỏ qua ảnh hưởng của bộ lọc RF được biểu diễn thành:

1 1/ 2 1/2
()
1/2 2 1/2 1/2
B
R tri tri tri
  


   


   



   


  
(4.17)
Hàm tương quan BOC – PRN của tín hiệu   với mã giả ngẫu nhiên PRN cũng có thể
được mô hình hóa dưới dạng:

/
1 1/2 1/2

()
2 1/2 1/2
BOC PRN
R tri tri



   

   

   



(4.19)
Do vậy, so sánh (4.2) với (4.5), (4.17) với (4.19), để loại đi các đỉnh phụ, ta có thể thực hiện
cách kết hợp sau:

22
1
/
( ) ( ) ( )
B
s
BOC PRN
R R R
  

(4.20)

Các kết quả này được minh họa ở Hình 4.19 khi bỏ qua ảnh hưởng của bộ lọc RF. Đối với tín
hiệu  , từ quan sát hình vẽ, hàm tương quan tổng hợp 

 vẫn duy trì được đỉnh chính
có bề rộng hẹp giống như hàm ACF của tín hiệu và không còn các đỉnh phụ. Đối với tín hiệu
 , hàm tương quan tổng hợp 

 loại bỏ được hai đỉnh phụ thứ hai, chỉ còn lại hai
đỉnh phụ thứ nhất (hai đỉnh phụ nằm gần đỉnh chính).
Tiếp theo, ta xử lý tín hiệu bằng sử dụng thuật toán TK với các đầu vào của khối thực hiện
thuật toán TK chính là hàm tương quan tổng hợp đã đạt được ở trên. Đầu ra của khối TK được coi
là một hàm tương quan tổng hợp mới để đưa đến bộ so pha trong mạch vòng DLL. Việc triển khai
này xuất phát từ thực tế, khi áp dụng thuật toán TK cho các hàm tương quan dạng không kết hợp,
hàm tương quan tổng hợp mới có độ rộng của đỉnh chính hẹp hơn khá nhiều.


Hình 4.19. Hàm tương quan 

, hàm ACF và hàm tương quan BOC-PRN với các tín hiệu
  (trái) và   (phải) với băng thông vô hạn của bộ lọc RF
Tuy nhiên, trong trường hợp này, thuật toán TK được thay đổi và trở thành:

2
2 1 1 1
( ) ( ) ( ). ( )
s s s s
R k R R R
   




 
(4.21)
Trong đó    là một hệ số tỉ lệ. Nếu   , ta có thuật toán TK theo cách truyền thống đã
được mô tả trước đó.
Khi thực hiện với tín hiệu rời rạc, (4.21) trở thành:

2
2 1 1 1
( ) ( ) ( 1). ( 1)
s s s s
R n k R n R n R n


   
(4.22)
Hình 4.21 minh họa hình dạng của hàm tương quan tổng hợp 

 thu được với các dạng tín
hiệu điều chế   và  . Quan sát hình vẽ, ta nhận thấy, hàm tương quan 


18

vẫn duy trì được khả năng triệt tiêu hoàn toàn đỉnh phụ khi áp dụng với tín hiệu BOCs(n,n). Hơn
nữa, đỉnh chính của hàm 

 còn hẹp hơn so với 

 cũng như hàm ACF của tín hiệu. Vì vậy,

hiệu quả bám mã được cải thiện đáng kể. Đối với tín hiệu  , hàm 

 vẫn không triệt
tiêu hoàn toàn được các đỉnh phụ thứ nhất.


Hình 4.21. Hàm tương quan
R
s2
() với các giá trị  khác nhau và hàm ACF với các tín hiệu
  (trái) và   (phải) với băng thông vô hạn của bộ lọc RF
Hình 4.22 minh họa đáp ứng bộ so pha dạng EMLP (khi bỏ qua ảnh hưởng bộ lọc RF) với cấu
trúc tương quan đề xuất và các đáp ứng bộ so pha của EMLP NC và giải pháp AsPECT. Có thể
nhận thấy, so với 2 giải pháp kia, đáp ứng bộ so pha với giải pháp mới này có miền ổn định nhỏ
hơn. Như vậy giải pháp này hoạt động tốt nếu lỗi bám mã là nhỏ. Về miền tuyến tính, trong khi
miền tuyến tính của giải pháp AsPECT và EMLP khoảng 


thì giải pháp đề xuất có miền tuyến
tính nhỏ hơn khi khoảng lệch sớm – muộn có giá trị lớn.


Hình 4.22. Đáp ứng bộ so pha EMLP có    cho
R
s2
() với   , cho ACF và AsPECT với
các tín hiệu   (trái) và   (phải) với băng thông vô hạn của bộ lọc RF
4.3.3. Mở rộng cấu trúc để nâng cao hiệu quả giảm đa đường
Để thực hiện thiết lập hàm tương quan tổng hợp mới, các bản sao   của hàm 


 cần phải
được tạo ra. Do đó, hàm 

 mới được tạo ra có dạng:

2
3 1 1 1
2
1 1 1
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( / 2) ( / 2)
s s s E s L
s s s
R kR R R
kR R R
   
    

   
(4.1)
Với 

, 

 là các bản sao   của hàm tương quan 

.
19

Hình 4.26. Hàm tương quan 

 với các giá trị  khác nhau và hàm ACF với các tín hiệu
  (trái) và   (phải) với các băng thông khác nhau
Ảnh hưởng của tham số  và băng thông bộ lọc RF được thể hiện qua Hình 4.26. Quan sát hình
vẽ ta nhận thấy, đặc tính hàm tương quan này phụ thuộc cả vào  cũng như băng thông của bộ lọc
RF. Về ảnh hưởng của bộ lọc RF, cũng giống như các hàm tương quan khác, khi băng thông bộ lọc
RF giảm, đỉnh hàm tương quan bị suy hao và bị uốn.

Hình 4.29. Cấu trúc mạch vòng DLL thực hiện giải pháp đề xuất
Cấu trúc của mạch vòng DLL để thực hiện giải pháp đề xuất được mô tả ở Hình 4.29. Như đã
phân tích ở trên, hiệu năng bám mã của cấu trúc này được cải thiện đáng kể khi chịu ảnh hưởng của
tín hiệu đa đường. Giải pháp dựa trên thay đổi kết hợp các hàm tương quan phụ.
Hiệu năng bám mã của cấu trúc này được cải thiện đáng kể khi chịu ảnh hưởng của tín hiệu đa
đường. Trong trường hợp này, để thuận tiện ta xét riêng ảnh hưởng của tín hiệu đa đường và tác
động đó được thể hiện qua đường bao lỗi đa đường ở Hình 4.30. Qua mô tả ở hình vẽ cho thấy, sai
số do đa đường gây ra đối với giải pháp này đã được cải thiện rõ rệt. Tuy không triệt tiêu được phần
lớn sai số do thành phần đa đường có trễ trung bình và dài nhưng với các đa đường dạng này, hiệu
năng của giải pháp vẫn rất tốt. Băng thông của bộ lọc ảnh hưởng rất lớn đến hiệu năng giảm nhiễu
đa đường của giải pháp đề xuất. Băng thông càng giảm, hiệu năng giảm nhiễu đa đường càng kém.
20



Hình 4.30. MEE với bộ so pha EMLP có    cho
R
s3
() với    và cho ACF với các tín hiệu
  (trái) và   (phải).

4.4. Giải pháp cho tín hiệu dạng điều chế  .
Phần tiếp theo của chương đề xuất thêm một giải pháp để loại bỏ các đỉnh phụ trong hàm tự
tương quan của tín hiệu điều chế dạng  . Đây là dạng điều chế được hệ thống GPS đề
xuất sử dụng cho tín hiệu định vị M code trong quá trình hiện đại hóa hệ thống.
4.4.1. Đặc điểm của tín hiệu  
Hai đặc tính của tín hiệu điều chế   được quan tâm xem xét trong phần này bao
gồm: hàm tự tương quan của tín hiệu và hàm PSD.
Trước tiên, tín hiệu điều chế   được xác định thông qua biểu thức:

 
( ) sgn sin(2
sc
s t f t


(4.24)
Trong đó: 

là tần số sóng mang con và 

   .
Công thức (4.24) có thể được viết lại ở dạng:

3
0
( ) ( 1) ( )
sc
i
T sc
i

s t p t iT

  

(4.25)
Với 


 là dạng xung vuông của sóng mang con trong khoảng  

 và 

 

 là độ
rộng của các xung vuông sóng mang con. Hàm ACF của tín hiệu   (cũng chính là hàm
ACF của sóng mang con khi coi các chip của mã PRN độc lập) được xác định bởi:

 
33
00
33
00
( ) ( ) ( ) ( 1) ( ) ( 1) ( )
( 1)
sc sc
sc
sc
ii
sc sc

TT
BOC BOC
ii
ij
ji
i j T
tri
T
R s s p iT p iT

    







       



(4.26)
Trong đó:
( ) ( ) ( )
sc sc
TT
tri p p
  


(4.27)
4.4.2. Đề xuất giải pháp
Từ những phân tích ở trên cần phải có các giải pháp để khắc phục các điểm khóa nhầm này
nhằm nâng cao hiệu quả bám mã cho DLL. Trong các giải pháp khắc phục hiện tượng bám nhầm
trình bày ở phần trước được thực hiện trên cơ sở thực hiện các kết hợp giữa hàm ACF và hàm tương
quan BOC – PRN. Tuy nhiên, trong phần này đề xuất một hướng tiếp cận khác được thực hiện
thông qua thay đổi các kết hợp của các hàm tương quan phụ.
Trước tiên, (4.26) có thể được viết lại thành:
21


 
3
sin
0
33
00
( ) ( )( 1)
sc
j
j
sc
ij
ji
i j T
R tri R
T














(4.28)
Gọi 

 là hàm tương quan phụ. Như vậy, hàm ACF của tín hiệu  là tổng của
bốn hàm tương quan phụ 


. Các hàm tương quan phụ này có dạng xung tam giác với bốn
đỉnh tương quan gồm hai đỉnh tương quan mang dấu    và hai đỉnh tương quan mang dấu  .
Từ những nhận xét ở trên, ta có thể thực hiện thay đổi các kết hợp giữa các hàm tương quan
phụ để có thể tạo ra một hàm tương quan tổng hợp mới có những đặc tính mới. Đầu tiên, có thể dễ
dàng nhận thấy khi thực hiện kết hợp:

 
sin sin
( ) ( )
j j j
R R R
  


(4.29)
Cuối cùng, để tạo ra một hàm tương quan tổng hợp mới không tồn tại các đỉnh phụ, đồng thời
vẫn duy trì được các ưu điểm của đỉnh chính, kết hợp sau được thực hiện:

 
3
sin sin sin
0
( ) ( ) ( )
proposed j j
j
R R R
  



(4.30)
4.4.3. Cấu trúc triển khai giải pháp
Từ (4.30), để thực hiện hàm tương quan tổng hợp đề xuất, đòi hỏi phải có 8 bộ tương quan. Do
đó khi triển khai trong DLL với bộ so pha có cấu trúc EMLP, số lượng bộ tương quan được yêu cầu
tăng lên đáng kể. Để nhận được hàm tương quan tổng hợp như ở (4.30), ta thực hiện kết hợp các
thành phần hàm tương quan phụ ở các kênh đồng pha và vuông pha như công thức sau:

   
 
 
 
 
 
 

 
    



   
   

   
   



22
3
sin sin sin sin sin
0
I Q I Q
proposed j j j j
j
R R R R R
(4.31)

Hình 4.36. Cấu trúc DLL lược giản để tạo ra hàm tương quan đề xuất.
Để thực hiện tạo ra đáp ứng hàm so pha dạng EMLP với hàm tương quan tổng hợp, ta có đáp
ứng của bộ so pha như sau:

 

  

   
   
   
   
   
   
   
22
sin sin
22
proposed proposed
EMLP
D R R
(4.32)
Đầu ra bộ so pha này được cho qua bộ lọc mạch vòng để điều khiển bộ dao động điều khiển số
NCO. Sơ đồ giản lược của DLL, trong đó chỉ minh họa quá trình tạo ra hàm tương quan tổng hợp,
để thực hiện bám tín hiệu   với hàm tương quan tổng hợp được minh họa ở Hình 4.36.
22

4.4.4. Kết quả mô phỏng và đánh giá
Hiệu năng hoạt động của giải pháp được đề xuất được so sánh với các giải pháp khác như giải
pháp truyền thống sử dụng hàm ACF, giải pháp AsPECT và giải pháp SCPC. Các tiêu chí được
thực hiện so sánh gồm có: đặc tính hàm tương quan được sử dụng, đáp ứng bộ so pha, hiệu năng
giảm đa đường thông qua MEE và xem xét các ảnh hưởng khác đến hiệu năng hoạt động bám mã.

Hình 4.37. Hàm tương quan đề xuất cho tín hiệu   khi bỏ qua ảnh hưởng của bộ lọc RF.
Đầu tiên, hàm tương quan của các giải pháp được minh họa ở Hình 4.37 trong đó bỏ qua ảnh
hưởng của bộ lọc RF. Quan sát hình vẽ, trong khi các giải pháp khác không thích hợp với tín hiệu
  trên khía cạnh loại bỏ ảnh hưởng của đỉnh phụ.

Hình 4.38. Đáp ứng bộ so pha EMLP với    với tín hiệu   của các giải pháp hàm
ACF, AsPECT, SCPC và giải pháp đề xuất.
Tiếp theo, đặc tính của đáp ứng bộ so pha dạng EMLP được xem xét ứng với các giải pháp nêu
ở trên. Từ quan sát Hình 4.37, hàm tương quan tổng hợp của giải pháp đề xuất có độ rộng đỉnh
chính hẹp (  ). Do đó, để bộ so pha hoạt động ổn định, khoảng lệch sớm muộn được lựa
chọn phải có


 . Vì vậy, các đáp ứng bộ so pha dạng EMLP được xem xét có   .
Hình dạng của đầu ra bộ so pha khi bỏ qua ảnh hưởng của bộ lọc RF được minh họa ở Hình 4.38.
Từ kết quả hình vẽ, ta nhận thấy, trong khi các giải pháp khác có nhiều điểm khóa nhầm thì giải
pháp đề xuất chỉ có một điểm khóa đúng trùng với điểm lệch 0. Do đó, hiện tượng bám nhầm đã
được loại bỏ.
Cuối cùng, ảnh hưởng của tín hiệu đa đường đến hiệu năng hoạt động của giải pháp đề xuất
được xem xét. Đường bao MEE được sử dụng để thực hiện đánh giá này. Kết quả được minh họa ở
Hình 4.39. Từ những kết quả ở trên hình vẽ, giải pháp đề xuất có hiệu năng giảm nhiễu đa đường
23

tốt hơn so với các giải pháp khác. Trong khi giải pháp truyền thống dùng hàm ACF có sai số đa
đường suy giảm về mức không đáng kể khi trễ đa đường vào khoảng  thì giải pháp đề xuất
cho kết quả tương tự chỉ với các trễ đa đường lớn hơn . Như vậy, giải pháp này chỉ chịu tác
động của các tín hiệu đa đường có trễ ngắn. Với các thành phần đa đường có trễ dài và trung bình,
hiệu năng của giải pháp đề xuất khá tốt.


Hình 4.39. MEE (trái) và RAE (phải) của các giải pháp:hàm ACF, AsPECT, SCPC và hàm đề xuất cho
tín hiệu   với bộ so pha dạng EMLP có   

KẾT LUẬN

Đóng góp khoa học của luận án
Nội dung của luận án đã tập trung giải quyết những tác nhân gây sai số nhằm cải thiện chất
lượng, nâng cao độ chính xác của các bộ thu GNSS, đặc biệt khi các hệ thống GNSS đang trong
giai đoạn phát triển và hiện đại hóa với việc bổ sung thêm nhiều tín hiệu định vị mới. Hai vấn đề
được tập trung nghiên cứu là nhiễu đa đường và hiện tượng sai lệch đồng bộ khi bộ thu GNSS hoạt
động với các tín hiệu định vị dạng điều chế BOC. Luận án đã đạt được một số kết quả nghiên cứu
mới có thể được tóm lược lại như sau:
 Đề xuất, cải tiến và tối ưu các cấu trúc DLL sử dụng đa bộ tương quan nhằm nâng cao hiệu
quả hoạt động cho các cấu trúc này. Đầu tiên, cấu trúc sử dụng 5 bộ tương quan (cấu trúc
DDC) được cải tiến nhằm nâng cao hiệu năng giảm nhiễu đa đường với các tín hiệu đa
đường ngắn. Tiếp đó, đề xuất và tối ưu cấu trúc MGD 3 tầng nhằm loại trừ khả năng bám
nhầm và duy trì hiệu năng giảm nhiễu đa đường. Ngoài ra, khả năng triển khai cấu trúc này
trên các bộ thu mềm GNSS cũng rất dễ dàng.
 Đề xuất và thực hiện một số giải pháp cải thiện độ chính xác trong quá trình bám mã cho
DLL khi triển khai với một số dạng điều chế tín hiệu BOC. Nhóm giải pháp này bao gồm
giải pháp kết hợp giữa hàm ACF của tín hiệu BOC và hàm tương quan BOC – PRN để đat
được hàm tương quan tổng hợp mới không còn đỉnh phụ và áp dụng cho tín hiệu
 . Với tín hiệu  , dựa trên sự kết hợp đó đồng thời bổ sung thêm toán
24

tử phi tuyến TK, một giải pháp mới được đề xuất. Cuối cùng, một giải pháp thực hiện theo
hướng kết hợp mới giữa các hàm tương quan phụ trong hàm ACF của tín hiệu  
được đề xuất để loại bỏ các đỉnh phụ.
Các kết quả nghiên cứu đã đạt được này của luận án sẽ góp phần vào nhóm giải pháp kỹ thuật
để cải thiện độ chính xác cho các bộ thu GNSS. Điều này có thể mở ra nhiều ứng dụng hơn nữa của
công nghệ định vị sử dụng vệ tinh trong quản lý giao thông, quan trắc môi trường, cảnh báo thiên
tai,…
Hƣớng phát triển của luận án
Hiện nay, kết quả đạt được của các giải pháp đề xuất mới ở dạng mô phỏng. Trong thời gian
tới, các giải pháp này được triển khai, thực thi và kiểm nghiệm trên các bộ thu mềm GNSS. Bên

cạnh đó, khi các tín hiệu định vị mới của các hệ thống GNSS phủ sóng đều đặn và ổn định trên lãnh
thổ Việt Nam, việc kiểm nghiệm, đánh giá các giải pháp đó trên cơ sở so sánh các kết quả đo đạc
thực tế và các kết quả phân tích lý thuyết và mô phỏng giúp ta có được một sự đánh giá khách quan,
chính xác hơn về các nội dung khoa học đã đề xuất và tính khả thi của việc áp dụng trong các bộ thu
GNSS.