Nghiên cứu mạch lọc tích cực 3 pha 3 dây bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển một trạng thái

- 5 -


 LÝ THUYT

2.1. Sóng hài
2.1.1. Các khái nim v sóng hài
Hệ thống phân phối được cấp từ nguồn điện áp 3 pha hình sin. Một trong
những đặc tính quan trọng ca môt hệ thống cung cấp nguồn là dạng sóng ca nó
phải gần với sóng sin. Tuy nhiên do ảnh hưởng nhiễu bởi các sóng hài dòng, áp bởi
các thiết bị tạo ra nguồn hài như hồ quang điện từ các lò luyện kim, các bộ biến đổi
công suất, hệ thống đèn chiếu sáng dẫn đến dạng sóng ra không còn sin như mong
muốn.
- Thành phần hài: Có dạng hình sin với tần số là bội số ca tần số cơ bản. Biên
độ sóng hài thường nhỏ hơn biên độ thành phần cơ bản.

Hình 2.1: Thành phần cơ bản và các hài
- Bậc hài: Được xác định bằng tỉ số:
1
n
f
n
f

(2.1)
Trong đó: n là số bậc,
n
f
là tần số hài bậc n,

1
f
là tần số hài bậc 1 (hài cơ
bản).
- Phổ: Là dãy biên độ các bậc hài khác nhau.



- 6 -


Hình 2.2: Phổ ca sóng hài
- Biểu diễn dạng sóng nhiễu: bất kỳ một hàm số có dạng không sin nào cũng
được biểu diễn bằng chuỗi Fourier như sau:
0
1
( ) 2 os( )
n
nn
n
f t H H c n t



  

(2.2)
Trong đó: +
0
H

là biên độ ca thành phần DC.
+
n
H

là giá trị hiệu dụng ca thành phần hài bậc n.
+
n


là góc pha ca thành phần hài bậc n.
Khi tần số tăng thì biện độ ca hài giảm. Vì vậy ta xem với những hài có bậc
40 trở lên thì biên độ là không đáng kể.
- Giá trị hiệu dụng ca sóng nhiễu: Giá trị hiệu dụng H
n
ca các hài dạng sóng
sin bằng giá trị cực đại chia cho
2
.  trạng thái xác lập, năng lượng phát sinh theo
định luật Joule:
2 2 2 2
12
R
n
I t RI t RI t RI t   
(2.3)
Trong đó:
2 2 2 2
12

n
I I I I   
(2.4)
Đặt
2
1
n
n
n
II




(2.5)


- 7 -

Nếu điện trở được xem là hằng số thì giá trị hiệu dụng ca sóng nhiễu có thể
được đo trực tiếp bằng các dụng cụ đo lường chuyên dụng hoặc có thể phân tích qua
máy phân tích phổ.
- Tỉ số hài thành phần và độ méo dạng toàn phần THD:
+ Tỉ số hài thành phần là tỉ số biên độ sóng hài bậc n và sóng hài cơ bản:
1
n
I
I
.
+ Độ méo dạng toàn phần THD là tỉ số giá trị hiêu dụng ca tất cá các sóng

hài so với một trị số được xác định dựa vào 1 trong 2 tiêu chuẩn sau:
 Tiêu chuẩn IEC 61000-2-2:
2
2
1
n
n
n
H
THD
H




(2.6)
 Dựa trên số lượng dạng sóng hài đo được (0 < THD < 1):
2
2
2
1
n
n
n
n
n
n
H
THD
H








(2.7)
Việc tính toán THD sẽ được áp dụng theo tiêu chuẩn IEC 61000-2-2. Tiêu
chuẩn 2 được áp dụng khi có yêu cầu.
2.1.2. ng nhin áp
2.1.2.1. ng tc thi
- Hài điện áp có thể gây nhiễu đối với các thiết bị điều khiển bằng điện tử (ảnh
hưởng đóng cắt Thyristor), gây ra sai số trong dụng cụ đo lường cảm ng.
- Các bộ thu tín hiệu ca thiết bị “Ripple control” như là những relay sử dụng
để điều khiển đóng cắt các thiết bị ca hộ tiêu thụ từ trung tâm điều khiển có thể bị
nhiễu do sóng hài điện áp có tần số gần với tần số điều khiển.
- Lực điện động phát sinh do dòng tc thời có liên quan đến sóng hài sẽ gây ra
dao động và phát sinh tiếng ồn đối với các thiết bị điện tử, đặc biệt là các thiết bị
điện từ như MBA, cuộn kháng.


- 8 -

- Đối với các thiết bị điện tử viễn thông và các mạch điều khiển sẽ bị nhiễu khi
các mạch điều khiển này chạy song hành với các mạch phối có mang dòng hài. Cấp
độ nhiễu tín hiệu phụ thuộc vào khoảng cách, chiều dài song hành ca 2 mạch này
và tần số sóng hài.
2.1.2.2. ng lâu dài
Sự tồn tại ca sóng hài làm giảm chất lượng điện năng gây ra một số vấn đề

sau:

Sự phát nóng ca tụ điện do hiện tượng từ trễ trong chất điện môi. Các bộ tụ
rất dễ bị hư hỏng do quá tải, do tần số vượt quá tần số cơ bản hoặc do hài điện áp.
Sự phát nóng do nhiệt có thể dẫn đến sự già hóa và đánh thng chất điện môi.
Tổn thất trong máy điện quay: khi máy phát cung cấp cho tải phi tuyến, dòng
hài bậc cao sẽ tạo tổn thất phát sinh trong stator (tổn thất đồng và sắt) và trong rotor
(cuộn cảm, mạch từ) ca máy phát gây ra sự sai lệch vận tốc giữa từ trường quay
cảm ng và rotor. Sóng hài dòng điện gây nên hiện tượng rung động cơ do từ
trường đập mạch phát sinh bởi dòng th tự không. Khi tần số ca sóng hài trùng với
tần số dao động cơ học ca máy điện có thể dẫn đến máy điện bị phá hy.
Tổn thất trong MBA do hiện tượng từ trễ và dòng điện xoáy (tổn hao sắt từ),
gây bão hòa mạch từ làm cho MBA bị quá tải.
Tổn thất trên dây dẫn điện do các hiệu ng bề mặt (gia tăng điện trở cuộn dây
theo tần số) và gây phát nóng quá mc cho phép do giá trị hiệu dụng dòng điện
tăng.
2.2. Các gii hn và tiêu chun v sóng hài
2.2.1. Gii hn chung v sóng hài
- Động cơ đồng bộ: dòng nhiễu Stator cho phép là từ 1,3% đến 1,4%.
- Động cơ không đồng bộ: dòng nhiễu Stator cho phép là từ 1,5% đến 3,5%.
- Cáp dẫn điện: nhiễu điện áp đối với lõi cách điện cho phép là từ 10%.





- 9 -

2.2.2. Các tiêu chun v sóng hài
- Tiêu chuẩn IEC 61000-3-2 xác định giới hạn ca sóng hài đối với các thiết bị

tiêu thụ điện có dòng điện mỗi pha  16 A. Các thiết bị tiêu thụ dòng > 16 A và 
75 A được xác định theo tiêu chuẩn IEC/TS 61000-3-12.
- Tiêu chuẩn IEC 61000-2-2 đưa ra các mc hài điện áp tương thích đối với
nhiễu dẫn tần số thấp và tạo tín hiệu trong hệ thống cung cấp điện hạ áp công cộng.
- Tiêu chuẩn IEC 61000-2-4 đưa ra các mc hài điện áp tương thích trong khu
công nghiệp đối với nhiễu dẫn tần số thấp.
- Tiêu chuẩn IEEE 519-1992 được trình bày bên dưới đưa ra các giới hạn hài
dòng điện và hài điện áp trong các hệ thống điện.
 méo dn ln nht (% n)
T s dòng
ngn mch
(I
SC
/I
L)

Các hài bc l
h < 11
11  h < 17
17  h < 23
23  h < 35
35  h
TDD
<20
4,0
2,0
1,5
0,6
0,3
5,0

20 – 50
7,0
3,5
2,5
1,0
0,5
8,0
50 –100
10,0
4,5
4,0
1,5
0,7
12,0
100 – 1000
12,0
5,5
5,0
2,0
1,0
15,0
>1000
15,0
7,0
6,0
2,5
1,4
20,0
Bảng 2.1: Các giới hạn độ méo dạng hài dòng điện trong các hệ
thống phân phối (120 V – 69 kV)

Cn áp
 ln hài thành phn (%)
THD
V
(%)
 69 kV
3,0
5,0
69 – 161 kV
1,5
2,5
 161 kV
1,0
1,5
Bảng 2.2: Các giới hạn độ méo dạng hài điện áp
2.3. Mch lc tích cc
Có nhiểu phương pháp khử và hạn chế các sóng hài như dùng mạch lọc thụ
động (passive filter), sử dụng máy biến thế đấu Y/∆ nhưng phương pháp sử dụng


- 10 -

mạch lọc tích cực là phương pháp hiện đại và đang được áp dụng nhiều nhất trong
lĩnh vực khử sóng hài.
2.3.1. Nhim v mch lc tích cc
2.3.1.1. Bù công sut:
Việc thực hiện bù công suất đồng thời với chc năng lọc thì các cấu hình thiết kế,
có thể chỉ giới hạn ở mc độ công suất nhỏ. Do nhiều thiết bị bù tuy có đáp ng
chậm hơn nhưng giá thành rẻ, ví dụ bù bằng SVC – đóng ngắt bằng thyristor.
2.3.1.2n áp:

Bù điện áp không được chú ý nhiều trong hệ thống điện vì nguồn thường có
trở kháng thấp và điện áp tiêu thụ tại điểm đấu dây chung thường duy trì trong
phạm vi giới hạn cơ bản đối với các sự cố trồi hoặc giảm áp. Vấn đề bù điện áp chỉ
được xem xét đến khi tải nhạy cảm với sự xuất hiện sóng hài điện áp trong lưới
nguồn như các thiết bị bảo vệ hệ thống điện, superconducting magnetic energy
storage.
2.3.1.3. Bù sóng hài dòng n:
Bù các thành phần sóng hài dòng điện có ý nghĩa quan trọng đối các tải công
suất nhỏ và vừa.
2.3.2. Phm vi công sut ca mch lc tích cc
2.3.2.1. Các ng dng phm vi công sut thp:
Các ng dụng có công suất nhỏ hơn 100kVA, ch yếu phục vụ các khu dân
cư, các tòa nhà kinh doanh, bệnh viện, các hệ truyền động công suất nhỏ và vừa.
Tính chất ca các hệ thống tải này đòi hỏi hệ thống mạch lọc tích cực tương
đối phc tạp có đáp ng động học cao, thời gian đáp ng nhanh hơn mạch lọc tích
cực ở dãy công suất cao trong khoảng vài chục us đến vài ms.
2.3.2.2. Các phm vi ng dng công sut va:
Phạm vi công suất hoạt động ca các thiết bị này nằm trong khoảng từ 100
kVA đến 10 MVA. Ví dụ các mạng cung cấp điện trung và cao áp và các hệ thống
truyền động điện công suất lớn mắc vào nguồn áp lớn. Mục đích chính ca các
mạch lọc tích cực là khử bỏ hoặc hạn chế các sóng hài dòng điện. Tốc độ đáp ng


- 11 -

bù lọc trong hệ thống ở khoảng hàng chục ms.
2.3.2.3. Các phm ving dng công sut rt ln
Dãy công suất rất lớn thường gặp trong hệ thống truyền tải hoặc truyền động
động cơ DC công suất rất lớn hoặc hệ thống truyền tải điện DC. Mạch bù lọc tích
cực cho phạm vi công suất rất lớn là rất tốn kém vì đòi hỏi đến việc sử dụng các

linh kiện công suất có khả năng đóng ngắt dòng điện với công suất rất lớn.
Điều thuận lợi là đối với dãy công suất lớn trên 10MVA, lượng sóng hài bậc
cao xuất hiện nhỏ nên các yêu cầu đối với nó không còn nghiêm ngặt như dãy công
suất nhỏ. Thời gian đáp ng đòi hỏi trong các trường hợp trên ở mc hàng chục
giây, đ để các hệ thống điều khiển relay lựa chọn và tác động một cách phù hợp.
2.4. Phân loi mch lc tích cc
2.4.1. Phân loi theo b bin i công sut.
Căn c vào cấu hình ca bộ biến đổi công suất được sử dụng trong mạch lọc,
ta có 2 loại mạch lọc tích cực: VSI - bộ biến đổi nguồn áp và CSI - bộ biến đổi
nguồn dòng.







Hình 2.3: Cấu hình VSI
Đặc điểm ca cấu trúc ca cấu hình VSI là:
o Có thể mở rộng ra cấu trúc đa bậc.
o Tự cung cấp điện áp DC





- 12 -

Hình 2.4: Cấu hình CSI
Đặc điểm ca cấu trúc ca cấu hình CSI

o Hạn chế tần số đóng cắt.
o Tổn hao công suất lớn.
o Không thể mở rộng ra cấu trúc đa bậc
2.4.2. Phân lo
Căn c vào sơ đồ có hai loại: mạch lọc tích cực song song và mạch lọc tích
cực nối tiếp.





Hình 2.5: Mạch lọc tích cực song song
Đặc điểm ca mạch lọc tích cực song song:
o Bù sóng hài dòng điện.
o Bù công suất phản kháng.






Hình 2.6: Mạch lọc tích cực nối tiếp
Đặc điểm ca mạch lọc tích cực nối tiếp:
o Lọc sóng hài điện áp.
o Điều chỉnh và cân bằng điện áp nút.
o Lọc lan truyền sóng hài.



- 13 -

2.5. B nghc
Bộ nghịch lưu áp cung cấp và điều khiển điện áp xoay chiều ở ngõ ra từ nguồn
điện áp một chiều có thể là: ắc quy, pin điện hoặc từ nguồn điện áp xoay chiều được
chỉnh lưu và lọc phẳng…
Các linh kiện bán dẫn trong bộ nghịch lưu áp có khả năng kích đóng, ngắt
dòng qua nó. Trong các ng dụng nhỏ và vừa có thể sử dụng transistor BJT,
MOSFET, IGBT.  phạm vi công suất lớn có thể dùng GTO, IGCT hoặc SCR kết
hợp với bộ chuyển mạch.
Mỗi công tắc có một diode mắc đối song với nó. Các diode mắc đối song này
tạo thành mạch chỉnh lưu cầu không điều khiển có chiều dẫn ngược lại với chiều
dẫn điện ca các công tắc. Nhiệm vụ ca bộ chỉnh lưu cầu diode là tạo điều kiện
thuận lợi cho quá trình trao đổi công suất ảo giữa nguồn một chiều và tải xoay
chiều, qua đó hạn chế quá điện áp phát sinh khi kích ngắt các công tắc.
Bộ nghịch lưu áp 2 bậc cha hai khóa bán dẫn trên mỗi nhánh pha tải được gọi
chung là bộ nghịch lưu áp hai bậc (two-level VSI). Chúng được ng dụng rộng rãi
trong phạm vi công suất vừa và nhỏ. Khái niệm hai bậc xuất phát từ quá trình điện
áp giữa đầu một pha tải đến một điểm điện thế chuẩn trên mạch thay đổi giữa 2 bậc
giá trị khác nhau. Bộ nghịch lưu áp hai bậc có nhược điểm là tạo ra điện áp có độ
dốc (dv/dt) khá lớn và gây ra một số vấn đề khó khăn bởi tồn tại trạng thái điện thế
từ các pha đến tâm nguồn DC khác không (hiện tượng Common Mode Voltage).
Bộ nghịch lưu áp đa bậc được phát triển để giải quyết các vấn đề gây ra bởi bộ
nghịch lưu áp hai bậc và thường được sử dụng cho các ng dụng điện áp cao và
công suất lớn.
Các ưu điểm ca bộ nghịch lưu áp đa bậc:
- Công suất ca bộ nghịch lưu áp tăng lên. Đối với tải công suất lớn, điện áp
cung cấp cho tải có thể đạt giá trị tương đối lớn.
- Điện áp đặt lên linh kiện giảm xuống nên công suất tổn hao do quá trình
đóng ngắt ca linh kiện cũng giảm theo.

- 14 -

- Với cùng tần số đóng ngắt, các thành phần sóng hài bậc cao ca điện áp ra
giảm hơn so với bộ nghịch lưu áp hai bậc.
2.6. Cn ca b nghc
2.6.1. Cu trúc Diode kp (NPC: Neutral Point Clamped Multilevel Inverter)
Cấu trúc này được sử dụng thích hợp khi các nguồn DC tạo nên từ hệ thống
điện AC. Bộ nghịch lưu đa bậc cha các cặp diode kẹp có một mạch nguồn DC
được phân chia thành một số cấp điện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi các tụ điện mắc nối
tiếp.
Giả sử nhánh mạch DC gồm n nguồn có độ lớn bằng nhau mắc nối tiếp. Điện
áp pha-nguồn DC có thể đạt được (n+1) giá trị khác nhau và từ đó bộ nghịch lưu
được gọi là bộ nghịch lưu áp (n+1) bậc. Ví dụ chọn mc điện thế 0 ở cuối dãy
nguồn, các mc điện áp có thể đạt được gồm (0, U, 2U, 3U,… nU). Điện áp từ một
pha tải (ví dụ pha a) thông đến một vị trí bất kỳ trên (ví dụ M) nhờ cặp diode kẹp tại
điểm đó (ví dụ D1, D1’). Để điện áp pha nguồn DC đạt được mc điện áp nêu trên
(U
a0
= U), tất cả các linh kiện bị kẹp giữa hai diode (D
a3
, D’
a3
) – gồm n linh kiện
mắc nối tiếp liên tục kề nhau, phải được kích đóng (sa’
1
, sa’
2
, sa’
3

, sa’
4
), các linh
kiện còn lại phải được khóa theo nguyên tắc kích đối nghịch. Như hình vẽ bên dưới,
tạo ra năm mc điện áp nên gọi là bộ nghịch lưu năm bậc.
Bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng diode kẹp cải tiến dạng sóng điện áp tải và giảm
shock điện áp trên linh kiện n lần. Với bộ nghịch lưu ba bậc, dv/dt trên linh kiện và
tần số đóng cắt giảm đi một nửa. Tuy nhiên với n > 3, mc độ chịu gai áp trên các
diode sẽ khác nhau. Ngoài ra, cân bằng điện áp giữa các nguồn DC (áp trên tụ) trở
nên khó khăn, đặc biệt khi số bậc lớn.


- 15 -


Hình 2.7: Bộ nghịch lưu áp đa bậc NPC
2.6.2. Cu trúc dùng t i (Floating Capacitor Multilevel Inverter)
 u điểm:
+ Khi số bậc tăng cao thì không dùng bộ lọc.
+ Có thể điều tiết công suất tác dụng và phản kháng nên từ đó có thể điều
tiết việc phân bố công suất trong lưới có dùng biến tần.
 Nhược điểm:
+ Số lương tụ công suất lớn tham gia trong mạch nhiều dẫn đến giá thành
tăng và độ tin cậy giảm.
+ Việc điều khiển sẽ khó khăn khi số bậc bộ nghịch lưu áp tăng cao.

Hình 2.8: Bộ nghịch lưu áp đa bậc dạng tụ điện thay đổi


- 16 -

2.6.3. Cu trúc dng ghép tng (Cascade H-Bridge Multilevel Inverter)
Sở đồ mạch Cascade H-Bridge Inverter sử dụng các nguồn DC riêng, thích
hợp trong trường hợp sử dụng nguồn DC có sẵn, ví dụ dưới dạng acquy, battery.
Cascade inverter gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu một pha ghép nối tiếp, các bộ
nghịch lưu áp dạng cầu một pha này có các nguồn DC riêng.
Bằng cách kích đóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ba
mc điện áp (-U, 0, U) được tạo thành. Sự kết hợp hoạt động ca n bộ nghịch lưu áp
trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên n khả năng mc điện áp theo chiều âm (-U, -2U, -
3U, -4U,…. -nU), n khả năng mc điện áp theo chiều dương (U, 2U, 3U, 4U,… nU)
và mc điện áp 0. Như vậy, bộ nghịch lưu áp dạng cascade gồm n bộ nghịch lưu áp
một pha trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lưu (2n + 1) bậc.
Tần số đóng ngắt trong mỗi module ca dạng mạch này có thể giảm đi n lần
và
dv
dt

cũng vậy. Điện áp trên áp đặt lên các linh kiện giảm đi 0.57 lần, cho phép sử
dụng IJBT điện áp thấp.
Ngoài dạng mạch gồm các bộ nghịch lưu áp một pha, mạch nghịch áp đa bậc
còn có dạng ghép từ ngõ ra ca các bộ nghịch lưu áp ba pha. Cấu trúc này cho phép
giảm
dv
dt
và tần số đóng ngắt còn
1
3
. Mạch cho phép sử dụng các cấu hình nghịch
lưu áp ba pha chuẩn. Mạch nghịch lưu đạt được sự cân bằng điện áp các nguồn DC,
không tồn tại dòng cân bằng giữa các module. Tuy nhiên, cấu tạo mạch đòi hỏi sử

dụng các máy biến áp ngõ ra.


- 17 -


Hình 2.9: Bộ nghịch lưu áp đa bậc dạng Cascade H-Bridge
2.7u khin b ngh
2.7.1. u ch  rng xung PWM
Các bộ nghịch lưu áp được điều khiển dựa theo kỹ thuật điều chế độ rộng
xung – PWM (Pulse Witdth Modulation) và qui tắc kích đối nghịch. Qui tắc này
đảm bảo dạng áp tải được điều khiển tuân theo giản đồ kích đóng công tắc và kỹ
thuật điều chế độ rộng xung có tác dụng hạn chế tối đa các ảnh hưởng bất lợi ca
sóng hài bậc cao xuất hiện phía tải.
2.7 ngh
- Chỉ số điều chế (Modulation index) m: là tỉ số giữa biên độ thành phần hài
cơ bản tạo nên bởi phương pháp điều khiển và biên độ thành phần hài cơ bản đạt
được trong phương pháp điều khiển sáu bước (sixsteps).
(1) (1)
(1) ixs
2
mm
d
m s teps
UU
m
V
V




(2.8)
- Độ méo dạng sóng hài toàn phần (THD: Total Harmonic Distortion) là đại
lượng dùng để đánh giá sự xuất hiện sóng hài bậc cao (bậc 2, bậc 3…) trong hệ
thống điện.
1
2
2
)(
H
H
THD
n
n




(2.9)


- 18 -

Với: n là số nguyên, H
(n)
là sóng hài bậc th n, H
1
là sóng hài cơ bản.
- Tần số đóng ngắt và công suất tổn hao do đóng ngắt: công suất tổn hao xuất
hiện trên linh kiện bao gồm hai thành phần: tổn hao công suất khi linh kiện ở trạng

thái dẫn điện Pon và tổn hao công suất động Pdyn. Tổn hao công suất Pdyn tăng lên
khi tần số đóng ngắt ca linh kiện tăng lên.
2.7.1.2. Các dng sóng mang dùng trong k thut PWM
 Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 độ (APOD Alternative
Phase Opposition Disposition)

Hình 2.10: Dạng sóng mang APOD
 Bố trí cùng pha (PD: In Phase Disposition): Các sóng mang đều cùng pha.

Hình 2.11: Dạng sóng mang PD
 Bố trí đối xng qua trục zero (POD – Phase opposition Disposition).
Tất cả các sóng mang nằm trên trục zero sẽ cùng pha nhau và ngược lại các
sóng mang nằm dưới trục zero sẽ bị dịch đi 180 độ.

Hình 2.12: Dạng sóng mang POD


- 19 -

Trong các phương pháp bố trí sóng mang, phương pháp bố trí các sóng mang
đa bậc cùng pha – PD cho độ méo dạng điện áp dây nhỏ nhất. Đối với bộ nghịch
lưu áp ba bậc, phương pháp POD và AOD cho cùng kết quả.
2.7.1.3.   u ch  rng xung sin (SH-PWM: Subharmonic
PWM)
Để tạo xung kích cho các linh kiện trong cùng một pha, ta sử dụng một số
sóng mang (dạng tam giác) và một tín hiệu điều khiển (dạng sin).
Về nguyên lý, phương pháp này thực hiện dựa vào kỹ thuật analog. Giản đồ
đóng kích công tắc bộ nghịch lưu dựa trên cơ sở so sánh hai tín hiệu cơ bản:
- Sóng mang u
p

(carrier signal) tần số cao, có thể ở dạng tam giác.
- Sóng điều khiển u
r
(reference signal) hoặc sóng điều chế (modulating signal)
dạng sin. Ví dụ: công tắc lẻ được kích đóng khi sóng điều khiển lớn hơn sóng mang
(u
r
> u
p
). Trong trường hợp ngược lại, công tắc chẵn được kích đóng.
Tần số sóng mang càng cao, lượng sóng hài bậc cao xuất hiện trong dạng điện
áp và dòng điện tải bị khử càng nhiều. Tuy nhiên, tần số đóng ngắt cao làm cho tổn
hao phát sinh do quá trình đóng ngắt các công tắc tăng theo. Ngoài ra, các linh kiện
còn đòi hỏi thời gian đóng t
on
, và thời gian ngắt t
off
nhất định. Các yếu tố này làm
hạn chế việc chọn sóng mang.
Đối với bộ nghịch lưu áp n bậc, số sóng mang được sử dụng là (n-1). Chúng
có cùng tần số f
c
và cùng biên độ đỉnh A
c
. Sóng điều khiển u
r
(hay sóng điều chế)
có biên độ đỉnh A
m
và tần số f

m
mang thông tin về độ lớn trị hiệu dụng và tần số
sóng hài cơ bản ca điện áp ở ngõ ra.
Gọi m
f
là tỷ số điều chế tần số (frequency modulation ratio):
ar
ref
c rier c
f
erence m
ff
m
ff

(2.10)
Việc tăng giá trị f
m
sẽ dẫn đến việc tăng giá trị tần số các sóng hài xuất hiện.
Điểm bất lợi ca việc tăng tần số sóng mang là vấn đề tổn hao do số lần đóng cắt
lớn.
Tương tự gọi m
a
là tỷ số điều chế biên độ (amplitude modulation ratio):


- 20 -

ef e
ar ier

( 1)
m r er nce m
a
m c r c
UA
m
U n A




(2.11)
Nếu m
a
≤ 1 (biên độ sóng sin nhỏ hơn biên độ sóng mang) thì quan hệ giữa
thành phần cơ bản ca điện áp ra và điện áp điều khiển là tuyến tính.
Đối với bộ nghịch lưu áp ba pha thì biên độ áp pha hài cơ bản:
(1)
2
t m a
U
Um

Khi giá trị m
a
> 1 thì sóng hài cơ bản ca điện áp ra tăng không tuyến tính
theo m
a
. Lúc này, bắt đầu xuất hiện lượng sóng hài bậc cao tăng dần cho đến khi đạt
đến mc giới hạn cho bởi phương pháp 6 bước. Trường hợp này còn gọi là quá điều

chế (over modulation) hoặc điều chế mở rộng.
Phương pháp Sin PWM đạt được chỉ số điều chế lớn nhất trong vùng tuyến
tính khi biên độ sóng điều chế bằng với biên độ sóng mang. Lúc đó ta có:
(1)
ax
(1) ix _
2
0,785
24
m
SPWM m
m s step
U
U
m
UU




   
(2.12)
Trong đó U là tổng điện áp các nguồn DC

Hình 2.13: Quan hệ giữa biên độ sóng mang và sóng điều khiển
2.7.1.4. u ch  rng xung ci bin (Modified PWM)
Phương pháp này còn có tên là SFO PWM (Switching Frequency Optimal
PWM method), kỹ thuật điều khiển tương tự như phương pháp điều chế Sin PWM,
điểm khác biệt là sóng điều chế được cải biến. Theo đó, mỗi sóng điều chế được
cộng thêm tín hiệu th tự không (sóng hài bội ba). Tồn tại nhiều khả năng tạo nên

thành phần th tự không, một trong các tín hiệu th tự không có thể chọn bằng trị
trung bình ca giá trị hiệu dụng lớn nhất trong ba tín hiệu điều chế với tín hiệu nhỏ
nhất trong ba tín hiệu điều chế – phương pháp SFO-PWM.


- 21 -

Gọi V
a
, V
b
, V
c
là các tín hiệu điều khiển ca phương pháp điều chế PWM. Tín
hiệu điều khiển theo phương pháp SFO-PWM có thể biểu diễn dạng toán học như
sau:
offset
ax( , , ) min( , , )
2
a b c a b c
m V V V V V V
V


(2.13)
aSFO bSFO cSFO
;;
a offset b offset c offset
V V V V V V V V V     
(2.14)

Phương pháp này cho phép điều khiển tuyến tính, biên độ sóng hài điện áp tải
3U
và có chỉ số điều chế:
W
3
0,907
2
23
SFO P M
U
m
U



  
(2.15)
Như vậy chỉ số điều chế nằm trong phạm vi 0 ≤ m ≤ 0,907

Hình 2.14: Quan hệ giữa biên độ sóng mang và sóng điều khiển
2.7.1.5u khin
Nguyên lý cơ bản: giản đồ kích đóng các công tắc được xác định trên cơ sở so
sánh dòng điện yêu cầu ca tải và dòng điện thực tế đo được.
Trong thực tế, điều khiển theo dòng điện có thể thực hiện theo kỹ thuật dùng
mạch kích trễ (hysteresis current control) hoặc dùng khâu hiệu chỉnh dòng điện
(ramp comparison current control). Các cấu trúc điều khiển đòi hỏi thông tin về các
dòng điện thực tế. Điều này thực hiện bằng ba cảm biến dòng hoặc xác định hai
dòng điện pha qua hai cảm biến dòng và dòng điện th ba xác định theo điều kiện
cân bằng.

- 22 -


Hình 2.15: Điều khiển theo dòng điện sử dụng mạch kích trễ

Hình 2.16: Điều khiển theo dòng điện sử dụng mạch hiệu chỉnh
Phương pháp dùng mạch tạo trễ (hystereris current control)
Dòng điện pha tải sẽ được điều khiển theo dòng điện yêu cầu với độ sai biệt
cho phép thiết lập trong mạch trễ.
u điểm ca mạch điều chỉnh dòng điện dùng mạch trễ là đáp ng quá độ
nhanh và có thể thực hiện dễ dàng. Tuy nhiên, nhược điểm ca nó là sai số trong
quá độ có thể có thể đạt giá trị lớn và tần số đóng ngắt thay đổi nhiều. Sai số dòng
điện cực đại có thể đạt hai lần giá trị sai số cho bởi mạch trễ. Các nhược điểm vừa
nêu làm cho khả năng ng dụng ca phương pháp bị hạn chế đối với tải có công
suất lớn.
 Phương pháp điều khiển dòng điện sử dụng hiệu chỉnh PI (ramp
comparrison current control).
Dùng phương pháp đóng ngắt các khóa bán dẫn với tần số cố định. Hình 2.16
trình bày nguyên lý điều khiển theo tọa độ tĩnh (stationary frame), độ sai biệt giữa
tín hiệu dòng điện đặt yêu cầu i
yc
và tín hiệu dòng điện đo được tác động lên khâu


- 23 -

hiệu chỉnh dòng điện. Tín hiệu áp điều khiển ở ngõ ra ca nó được so sánh với tín
hiệu sóng mang tần số cao, và từ đó tác động lên xung kích cho các khóa bán dẫn.
Do sử dụng mạch điều chế với sóng mang có tần số không thay đổi nên

phương pháp đã loại bỏ một số khuyết điểm ca phương pháp điều khiển dùng
mạch trễ. Tuy nhiên, ở trạng xác lập luôn tồn tại sự sai biệt dòng điện và sự chậm
pha ca đáp ng so với tín hiệu đặt vì khâu hiệu chỉnh PI không thể theo kịp một
cách chính xác các đại lượng xoay chiều biến thiên theo hình sin, đặc biệt ở tần số
cao.
2.7.2. u khin SVPWM (Space Vector Pulse Width Modulation)
Cho đại lượng 3 pha cân bằng v
a
, v
b
, v
c
thỏa mãn hệ thc:
v
a
+ v
b
+ v
c
= 0 (2.16)
Thực hiện phép biến hình từ 3 đại lượng pha v
a
, v
b
, v
c
thành vector v


theo hệ

thc:
= (

+ 

+ 
2


) (2.17)
Trong đó:
2
3
13
22
j
a e j

   
(2.18)
Phép biến hình thực hiện như trên được gọi là phép biến hình vector không
gian. Đại lượng v


được gọi là vector không gian ca đại lượng 3 pha.
Hằng số k có thể chọn với các giá trị khác nhau.Với k = 2/3 ta có phép biến
hình không bảo toàn công suất. Với k =

3
/2 ta có phép biến hình bảo toàn công

suất.
Ví dụ: Xét các đại lượng áp ba pha như sau:


= 

. cos(

)


= 

. cos(


2
3
) (2.19)


= 

. cos(


4
3
)
Vector không gian theo định nghĩa sẽ là :

=
2
3



. cos(

) + . 

. cos(


2
3
) + 
2
. 

. cos(


4
3
)




- 24 -

= 

.

cos




+ . sin(

)

= 

. 
.(

)
(2.20)
Như vậy, trong toạ độ vuông góc , vector không gian có biên độ V
m
bắt
đầu từ vị trí 

. 


sẽ quay quanh trục toạ độ với tần số góc .

Số vector điện áp trạng thái khi điều khiển bộ nghịch lưu n bậc là n
3
. Ví dụ bộ
nghịch lưu 3 bậc thì có 3
3
= 27 vector.
Các trạng thái kích dẫn tạo thành chung một vector không gian điện áp gọi là
các trạng thái trùng lặp (Redundant states).
u điểm ca phương pháp không gian vector chính là khả năng điều khiển
linh hoạt với sự chọn lựa các trạng thái Redundant Switching States để đạt được các
chỉ tiêu chất lượng như:
o Giảm độ mất cân bằng áp tụ ca bộ NPC.
o Giảm điện áp Common mode voltage.
o Khả năng mở rộng điều khiển tuyến tính tới biên độ điện áp hài cơ bản
là
3
dc
V


Hình 2.17: Biểu đồ vector không gian ca bộ nghịch lưu 3 bậc

Hình 2.18: Vùng điều khiển tuyến tính và biên độ điện áp hài cơ bản lớn nhất
trong phương pháp sin PWM và SVPWM




- 25 -

2.7.3. u khin sóng mang da trên k thut PWM mt trng
thái sao cho vector li là nh nht trong b nghCarrier Based
Single-State PWM Technique For Minimizing Vector Errors In Multilevel
Inverters
Giả sử điện áp điện áp trên các tụ là hằng số và bằng đơn vị là 1 (V
dc
= 1).
Xác định điện áp tham chiếu giữa ngõ ra (A, B, C) và mass (0 V). Điện áp v
x12
, x =
a, b, c và điện áp tham chiếu common mode v
0ref
.


= 
12
+ 
0
(2.21)
Hoặc có thể biểu diễn dưới dạng vector


= 
12
+ 
0
. 

(2.22)

Trong đó:

=



, 

, 



, 

=

1,1,1


là một đơn vị vector và

12
=


12
, 
12
, 
12



(2.23)
Điện áp tích cực hay điện áp cơ bản có thể được mô tả như sau:

12
= 

. cos 

12
= 

. cos(2 3

) (2.24)

12
= 

. cos(4 3)


Trong đó 

và  là biên độ và góc pha ca vector điện áp tham chiếu.
Xác định giá trị max, min từ điện áp 3 pha.
= (
12
, 

12
, 
12
)
= (
12
, 
12
, 
12
) (2.25)
Điện áp tham chiếu common mode có thể được tính ra trong dãi điện áp

0
, 
0
.

0
=

1



0
=  (2.26)

- 26 -


Hình 2.19: Giản đồ thời gian chuyển mạch trong nghịch lưu đa bậc
L
(x)
và H
(x)
là 2 mc điện áp dc gần điện áp tham chiếu v
xref
nhất có thể mô tả như
sau:




=


()
 0 

<

1






1  

= (1)

(2.27)


()
= 
()
+ 1 (2.28)
Trong đó: 



= 




, = , , 
Thành phần vector 




=




, 

, 



thực hiện 3 mc thấp ca điện áp tham chiếu.
Tính toán thời hằng kích đóng được quyết định bằng việc so sánh sóng mang với tín
hiệu điều chế 

, x = a, b, c


= 





; 0 

1; (2.29)
Hoặc 



=

 




Xác định trạng thái chuyển mạch:




1
=

0,0,0





2
=


2
, 
2
, 
2






3
=


3
, 
3
, 
3


(2.30)


4
=

1,1,1



Xác định các thông số max, mid, min ca tín hiệu điều khiển 

, x = a, b, c


= (

, 


, 

)


- 27 -



= (

, 

, 

)


= (

, 

, 

) (2.31)
Thành phần vector 

2
, 


3
có thể được điều khiển như sau:

2
=

1  

 

0 

(2.32)

3
=

1  

 

0 


Trạng thái chuyển mạch trong bộ nghịch lưu đa bậc 

1
, 




2
, 

3
, 

4
, được xác định
như sau: 


= 


+ 

(2.33)
Phương pháp điều chế vector không gian truyền thống thực hiện dựa trên 3 vector
gần nhất trong một chu kỳ lấy mẫu (K
14
, K
2
, K
3
) được mô tả như sau:







= 
1
. 

1
+ 
2
. 

2
+ 
3
. 

3
+ 
4
. 

4
(2.34)
Đối với phương pháp điều chế sóng mang dựa trên PWM một vector, tìm một
vector sao cho điện áp lỗi là nhỏ nhất:


= 







=







 (2.35)
Xác định thời gian chuyển mạch:

1
= 1 

; 
2
= 



; (2.36)

3
= 




; 
4
= 



14
= 1 

+ 



1
+ 
2
+ 
3
+ 
4
= 1
Nguyên lý ca phương pháp PWM một trạng thái
Conventional SVPWM
Vref = K1S1 + K2S2 + K3S3 + K4S4
Single State PWM
Kmax = (K2, K3, K14)
K1, K2, K3, K4
S1, S2, S3, S4
Vref Vref = S(Kmax)

Hình 2.20: Nguyên lý ca PWM một trạng thái



- 28 -

Giải thuật ca phương pháp điều khiển PWM một trạng thái

Bảng 2.3 Giải thuật PWM một trạng thái
Lưu đồ giải thuật điều khiển
Bắt đầu
Nhập Va,
Vb, Vc
Lx = int(Vx)
Ex = Vx – Lx
(x = a, b, c)
Emax = max(Ea, Eb, Ec)
Emid = mid(Ea, Eb, Ec)
Emin = min(Ea, Eb, Ec)
K1 = 1 – Emax
K2 = Emax – Emid
K3 = Emid – Emin
K4 = Emin
K14 = 1 – Emax + Emin
s1 = 0;
if (Ex >= Emax) s2x = 1
Else S2x = 0;
If (Ex >= Emid) s3x = 1
Else s3x = 0;

s4 = 1.
Sjx = Lx + sjx
(x = a, b,c) (j = 1, 2, 3, 4)
Kmax (K14, K2, K3)
Kmax = K2
Kmax = K2
K2 + 2K3 + 3K4 <
1.5
Vrx = S2x
Vrx = S3x
Vrx = S1x
Vrx = S4x
Lựa chọn khóa
Kết thúc
S
S
S
Đ
Đ
Đ

Hình 2.21: Giải thuật điều khiển bộ nghịch lưu


- 29 -

2.8. Mch lc tích cc 3 pha 3 dây
Mô hình mạch lọc tích cực song song 3 pha 3 dây được xây dựng dựa trên lý thuyết
công suất tc thời [3].
2.8 lý thuyt mô hình mch lc tích cc song song 3 pha 3 dây

Mô hình cơ bản mạch lọc tích cực song song và luồng công suất tối ưu trong
hệ trục tọa độ 

Hình 2.22: Mô hình cơ bản mạch lọc tích cực song song

Hình 2.23: Mô hình luồng công suất tối ưu trong hê tọa độ 
Bỏ qua tổn hao công suất đóng cắt ca bộ nghịch lưu
oss
0
l
p

.
Công suất tác dụng
L
p
và công suất phản kháng
L
q
ca tải 3 pha phi tuyến
được phân tích thành:





=




+


+





(2.37)