Nghiên cứu và phát triển anten MIMO cho các thiết bị đầu cuối di động thế hệ mới (TT)

MỞ ĐẦU
1. Kỹ thuật MIMO và hệ thống đa anten
Hệ thống MIMO sử dụng đa anten được xem là giải pháp hữu hiệu để chống lại tác động của truyền
tín hiệu đa đường nhằm tăng độ tin cậy của thông tin liên lạc không dây. Quan trọng hơn, nó có thể tận
dụng lợi thế của truyền đa đường giúp tăng tốc độ truyền dữ liệu trong khi vẫn duy trì công suất phát.
Chính vì vậy, hệ thống đa anten hay còn gọi là anten MIMO đã được ứng dụng phổ biến trong các hệ
thống thông tin vô tuyến thế hệ mới (4G, 5G, WLAN 802.11n, WLAN 802.11ad, WiMAX, WPAN,…),
đáp ứng khả năng truyền tải tốc độ cao hơn, độ tin cậy lớn hơn, độ trễ thấp hơn.
Bên cạnh đó, việc thiết kế, tối ưu hoá và chế tạo các anten MIMO sử dụng trong các hệ thống thông
tin thế hệ mới đang trở thành một đề tài thu hút nhiều nhà nghiên cứu. Trong các anten MIMO, ngoài các
yêu cầu về tần số cộng hưởng, dạng đồ thị bức xạ,…các phần tử anten được thiết kế phải đảm bảo tính
tương hỗ của chúng nhỏ hơn −15 𝑑𝐵 nhằm duy trì hiệu xuất bức xạ và lợi thế của kỹ thuật MIMO.
Thông thường, để đạt được yêu cầu này, các anten sẽ được đặt cách nhau nửa bước sóng của tần số hoạt
động thấp nhất. Tuy nhiên, điều này khiến cho kích thước của anten MIMO tăng lên đáng kể, dẫn đến làm
tăng kích thước của các thiết bị đầu cuối.
Hơn thế, người sử dụng hiện nay luôn đòi hỏi phải có những thiết bị đầu cuối không dây có khả
năng tích hợp đa dịch vụ, đa tiêu chuẩn kết nối (thoại, Internet, định vị, kết nối Bluetooth,…) dẫn đến yêu
cầu các thiết bị thu phát vô tuyến phải có khả năng hoạt động ở đa băng tần hoặc băng thông rộng để hỗ
trợ đồng thời nhiều chuẩn công nghệ.
Từ các lý do trên, vấn đề nghiên cứu thiết kế các anten MIMO, đặc biệt là anten MIMO sử dụng
công nghệ mạch in, cho các hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới có kích thước nhỏ gọn, có độ tăng ích
phù hợp mà không cần tăng kích thước anten, vừa có khả năng hoạt động ở đa băng tần hoặc ở băng
thông rộng vừa đảm bảo độ hệ số cách ly giữa các phần tử anten là rất cấp thiết. Việc phát triển các kỹ
thuật giảm tương hỗ hay tăng cách ly cổng và thiết kế các mô hình anten MIMO mới phù hợp với các
thiết bị đầu cuối khác nhau đang là thách thức lớn và thu hút được sự quan tâm của các nhà nghiên cứu
trên thế giới.
Các nghiên cứu về thiết kế và giảm ảnh hưởng tương hỗ của anten MIMO sử dụng công nghệ mạch
in có thể chia thành các hướng sau:
 Nghiên cứu thiết kế anten MIMO cho điện thoại di động. Các anten này được giới hạn trong kích
thước đế điện môi tiêu chuẩn 100x50 mm2 với điện thoại thường và với điện thoại di động thông minh là
120x60 mm2. Thách thức chính trong các thiết kế anten MIMO cho điện thoại di động là không gian thiết

kế hạn chế và ảnh hưởng tương hỗ lớn giữa các phần tử anten. Do đó phần lớn các mô hình đều sử dụng
anten dạng PIFA và anten đơn cực, cấu trúc anten dạng gập hoặc xoắn hay anten sử dụng nguyên lý cấu
trúc siêu vật liệu điện từ. Các kỹ thuật để giảm thiểu tương hỗ được ứng dụng rất đa dạng gồm kỹ thuật sử
dụng phần tử ký sinh, sử dụng cấu trúc mặt đế không hoàn hảo (DGS), sử dụng mạng cách ly hoặc đường
trung tính.
 Nghiên cứu thiết kế anten MIMO cho các thiết bị di động cầm tay (PDA) hoặc máy tính xách tay
(Laptop) hay các thiết bị không dây nói chung khác. Do không bị hạn chế nhiều bởi không gian thiết kế,
các anten MIMO thường sử dụng kỹ thuật tăng cường cách ly bằng cách đặt hướng các anten thành phần
vuông góc với nhau, đồng thời có thể kết hợp với các kỹ thuật cách ly khác như đường trung tính hoặc
phần tử ký sinh khi anten hoạt động ở vùng tần số thấp.
 Nghiên cứu thiết kế anten MIMO cho các thiết bị USB Dongle (Universal Serial Bus. Do không
gian của USB thường bị giới hạn trong phạm vi kích thước 70x 30 mm2 nên các thiết kế anten thường là
anten đơn cực dạng gập, xoắn ốc hoặc anten PIFA đặt ở góc cạnh của đế điện môi. Kỹ thuật đường trung
tính, phần tử ký sinh hoặc mạng cách ly thường được sử dụng để giảm tương hỗ trong anten MIMO.
 Nghiên cứu thiết kế anten MIMO băng thông siêu rộng (UWB) cho thiết bị di động cầm tay. Các
anten loại này phần lớn sử dụng kỹ thuật phần tử ký sinh để giảm ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử,
một số thì kết hợp giữa sử dụng phần tử ký sinh với kỹ thuật cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo hoặc
kết hợp với phương pháp tiếp điện sử dụng ống dẫn sóng đồng phẳng vừa để tăng băng thông vừa để cải
thiện hệ số cách ly.
2. Những vấn đề còn tồn tại
Một số mô hình anten MIMO băng thông siêu rộng đề xuất trước đây vẫn chỉ sử dụng cấu hình
MIMO 2x2 hoặc nếu sử dụng cấu hình 4x4 thì kích thước lớn làm cho các mô hình anten trên khó có khả
năng tích hợp trong thiết bị di động hoặc thiết bị cầm tay. Do đó, yêu cầu về một anten MIMO băng thông
1


siêu rộng UWB hoặc cực kỳ rộng EWB với kích thước nhỏ gọn, hoạt động trên toàn bộ dải tần được cấp
phép và loại bỏ được băng tần gây ảnh hưởng đến các hệ thống vô tuyến khác mang tính cấp thiết để tích
hợp vào các thiết bị đầu cuối ứng dụng trong các hệ thống thông tin vô tuyến cá nhân (WPAN).
Kỹ thuật cấu trúc mặt đế không hoàn hảo (DGS) đã được sử dụng như một giải pháp đơn giản

nhưng hiệu quả trong giảm thiểu tương hỗ giữa các anten thành phần trong anten MIMO. Trong một số
nghiên cứu trước đây, các anten MIMO sử dụng kỹ thuật DGS có cấu trúc đa lớp nên gặp phải hạn chế
khi ứng dụng trong các thiết bị yêu cầu nhỏ gọn. Việc sử dụng kỹ thuật giảm ảnh hưởng tương hỗ bằng
cấu trúc DGS kết hợp với những mô hình anten có cấu trúc nhỏ gọn như anten dạng xoắn ốc, anten PIFA,
cấu trúc CLRH,… trong thiết kế anten MIMO là động lực cho các nghiên cứu thiết kế anten MIMO có
kích thước nhỏ gọn, phù hợp với ứng dụng của người dùng.
Gần đây, kỹ thuật mạng cách ly cũng được xem như một giải pháp hữu hiệu để cải thiện cách ly
giữa các cổng trong các mô hình anten MIMO do kỹ thuật này không can thiệp vào cấu trúc bức xạ anten
MIMO. Một số nghiên cứu đã đề xuất sử dụng mạng cách ly là các cấu trúc mạch siêu cao tần được tổng
hợp bằng đường truyền vi dải dạng, tuy nhiên các nghiên cứu này có thể ở dạng đơn băng tần hoặc nếu đa
băng tần thì cấu trúc phức tạp, khó chế tạo, kích thước lớn hoặc không linh hoạt trong thiết kế ở các vùng
tần số khác nhau. Do đó, yêu cầu về việc thiết kế mạng cách ly sử dụng cấu trúc phẳng đơn giản, có độ
chính xác cao khi chế tạo và hỗ trợ đa băng tần để sử dụng trong thiết kế các anten MIMO kích thước nhỏ
gọn là một hướng đi cho các nhà nghiên cứu theo đuổi.
Nhìn chung việc thiết kế tối ưu anten MIMO vừa có khả năng hoạt động tốt ở dải tần thiết kế, vừa
đảm bảo các đặc tính MIMO như độ cách ly, tính tương quan bức xạ,… vẫn là một trong những thách
thức lớn đối với các nhà nghiên cứu hiện nay.
3. Mục tiêu, đối tượng và phạm vi nghiên cứu
Mục tiêu nghiên cứu:
 Nghiên cứu, đề xuất giải pháp sử dụng phần tử ký sinh để giảm tương hỗ trong thiết kế các anten
MIMO băng thông siêu rộng.
 Nghiên cứu, đề xuất giải pháp sử dụng cấu trúc mặt đế không hoàn hảo để giảm tương hỗ trong
thiết kế các anten MIMO kích thước nhỏ gọn.
 Nghiên cứu, đề xuất giải pháp sử dụng mạng cách ly để tăng cường cách ly cổng trong thiết kế
các anten MIMO hai băng tần.
Đối tượng nghiên cứu:
 Các anten MIMO dựa trên công nghệ mạch dải, vật liệu điện môi FR4, dễ chế tạo, giá thành rẻ.
 Các anten MIMO cho các thiết bị vô tuyến cầm tay thế hệ mới, kích thước nhỏ gọn
Phạm vi nghiên cứu:
 Nghiên cứu anten cho các hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới sử dụng công nghệ MIMO.

 Nghiên cứu đặc tính MIMO của anten thông qua hệ số tương quan tín hiệu kênh truyền (tương
quan về đồ thị bức xạ), xác định bằng các tham số tán xạ.
4. Ý nghĩa khoa học và đóng góp của luận án
Việc nghiên cứu các giải pháp giảm ảnh hưởng tương hỗ trong thiết kế các anten MIMO trong
luận án có ý nghĩa về mặt khoa học và thực tiễn:




Ý nghĩa khoa học:
-

Các kết quả nghiên cứu của luận án này góp phần phát triển các giải pháp thiết kế anten
MIMO băng thông siêu rộng; anten MIMO cấu trúc nhỏ gọn sử dụng các anten đơn dạng
siêu vật liệu và dạng PIFA xoắn ốc; anten MIMO hai băng tần với cấu trúc mạng cách ly
đơn giản, dễ chế tạo.

-

Các kết quả nghiên cứu của luận án này sẽ là nền tảng cho các nghiên cứu tiếp theo trong
phân tích và thiết kế các anten MIMO nhỏ gọn, có hệ số cách ly lớn
Ý nghĩa thực tiễn: Các giải pháp giúp giảm ảnh hưởng tương hỗ, tăng cường cách ly cổng và
các mô hình anten MIMO được thiết kế trong luận án có thể làm cơ sở và gợi ý cho các nhà
sản xuất ứng dụng trong chế tạo các thiết bị đầu cuối di động thế hệ mới.

Những đóng góp khoa học của luận án gồm:
2


(1) Phát triển và thực hiện giải pháp giảm ảnh hưởng tương hỗ sử dụng phần tử ký sinh cấu trúc bộ

cộng hưởng đa mode và cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch trong thiết kế hai mô hình anten MIMO băng
thông siêu rộng. Hai mô hình anten MIMO cho hệ thống UWB và EWB đã được phân tích, thiết kế, chế
tạo và đo thực nghiệm. Các kết quả mô phỏng và thực nghiệm cho thấy, hai mô hình anten được thiết kế
đáp ứng yêu cầu về băng thông hoạt động, đảm bảo hệ số cách ly và hệ số tương quan của một anten
MIMO cho các hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới.
(2) Phát triển và thực hiện giải pháp giảm ảnh hưởng tương hỗ sử dụng cấu trúc mặt phẳng đế
không hoàn hảo dạng hai khe hẹp trong thiết kế hai mô hình anten MIMO kích thước nhỏ gọn. Các phần
tử anten đơn được thiết kế sử dụng nguyên lý cấu trúc siêu vật liệu điện từ dạng phức hợp (CRLH) và
dạng PIFA với nhánh cộng hưởng gấp xoắn ốc để thu gọn kích thước phần tử bức xạ. Các kết quả mô
phỏng và thực nghiệm đã chứng minh được tính khả thi của các mô hình anten MIMO được thiết kế khi
đáp ứng được các yêu cầu về dải tần hoạt động, độ cách ly và tính tương quan về đồ thị bức xạ.
(3) Phát triển và thực hiện giải pháp tăng cường cách ly cổng sử dụng mạng cách ly đường truyền vi
dải TLDN trong thiết kế hai mô hình anten MIMO hai băng tần. Với nhiệm vụ triệt tiêu dẫn nạp tương hỗ
của các anten thành phần của anten MIMO hai băng tần, mạng cách ly TLDN đã được áp dụng để thiết kế
hai mô hình anten MIMO cho hệ thống hai băng tần WLAN 2,4 GHz/5,25 GHz và hệ thống hai băng tần
LTE 1,8 GHz /WiMAX 3,5 GHz. Các kết quả mô phỏng và thực nghiệm cho thấy các anten MIMO có
băng thông hoạt động đáp ứng các dải tần thiết kế và đảm bảo được yêu cầu của hệ thống thông tin vô
tuyến dựa trên công nghệ MIMO về hệ số cách ly và tính tương quan đồ thị bức xạ.
5. Cấu trúc nội dung của luận án
Nội dung chính của luận án bao gồm bốn chương. Đầu tiên, Chương 1 giới thiệu tổng quan mô hình
và các thông số của anten MIMO. Các nguyên nhân gây nên ảnh hưởng tương hỗ và các giải pháp để cải
thiện hệ số cách ly sẽ được phân tích chi tiết.
Chương 2 trình bày các nghiên cứu sử dụng giải pháp phần tử ký sinh để giảm thiểu ảnh hưởng
tương hỗ trong thiết kế các anten MIMO băng thông siêu rộng. Lần lượt hai mô hình anten MIMO 4×4 và
MIMO 2×2 được thiết kế cho hệ thống thông tin băng thông siêu rộng UWB và EWB, sử dụng phần tử ký
sinh cấu trúc bộ cộng hưởng MMR và cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch để giảm ảnh hưởng tương hỗ.
Kết quả, hai mô hình anten MIMkeesdduwowcj thiết kế thỏa mãn các yêu cầu về băng thông hoạt động,
ảnh hưởng tương hỗ và hệ số tương quan.
Tiếp theo, giải pháp sử dụng cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo (DGS) được áp dụng để thiết kế
hai mô hình anten MIMO có kích thước nhỏ gọn ở Chương 3. Mô hình anten đầu tiên, được thiết kế cho

hệ thống thông tin WLAN chuẩn IEEE 802.11n, thực hiện thu nhỏ kích thước anten bằng cách sử dụng
cấu trúc siêu vật liệu điện từ dạng phức hợp (CRLH). Trong khi mô hình anten thứ hai được thiết kế cho
hệ thống hai băng tần 4G-LTE (1800 MHz) và WiMAX (2300 MHz). Đây là anten dạng chữ F-ngược
phẳng (PIFA) cho các thiết bị di động với hai nhánh bức xạ được gấp xoắn ốc nhằm giảm kích thước
phần tử anten PIFA đơn. Các cấu trúc DGS dạng hai khe hẹp được thực hiện ở mặt phẳng đế của các mô
hình anten MIMO giúp giảm ảnh hưởng tương hỗ giữa các anten thành phần. Kết quả mô phỏng và thực
nghiệm cho thấy hai mô hình anten MIMO được thiết kế đều đáp ứng được các yêu cầu về băng thông
hoạt động, hệ số cách ly và tính tương quan về đồ thị bức xạ.
Cuối cùng, Chương 4 đề xuất giải pháp sử dụng mạng cách ly dạng đường truyền vi dải để tăng
cường cách ly trong các anten MIMO hai băng tần. Mạng cách ly được thiết kế dưới dạng đường truyền
vi dải với cấu trúc đơn giản và nhỏ gọn. Hai mô hình anten MIMO sử dụng kỹ thuật mạng cách ly này đã
được thiết kế cho hệ thống WLAN hai băng tần 2,4 GHz/5,25 GHz và LTE 1,8 GHz/WiMAX 3,5GHz.
Các kết quả mô phỏng và đo thực nghiệm cho thấy các anten MIMO đáp ứng được yêu cầu băng thông và
độ cách ly, chứng minh được tính khả thi trong ứng dụng vào thực tế của các mô hình anten được thiết kế.
CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG ANTEN MIMO
1.1. Giới thiệu chương
Chương này trình bày tổng quan về mô hình và các đặc tính của anten MIMO. Một trong những đặc
tính quan trọng ảnh hưởng đến chất lượng và khả năng hoạt động của anten MIMO là ảnh hưởng tương
hỗ. Các nguyên nhân dẫn đến ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử bức xạ trong hệ thống MIMO được
3


phân tích cụ thể. Bên cạnh đó, một số kỹ thuật để cải thiện hệ số cách ly cho anten MIMO cũng được
phân tích. Trên cơ sở đó, một số giải pháp giảm thiểu ảnh hưởng tương hỗ đã được đề xuất để áp dụng
trong các mô hình anten MIMO được thiết kế trong luận án này.
1.2. Khái niệm về kênh truyền MIMO
1.2.1. Kênh truyền không dây
Tín hiệu truyền qua kênh truyền không dây sẽ chịu sự tổn thất năng lượng trong không gian. Tổn
thất này chủ yếu là do tổn hao không gian tự do và sự suy giảm năng lượng do hiện tượng pha đinh. Tổn
hao không gian tự do phụ thuộc chủ yếu vào khoảng cách giữa máy phát và máy thu, trong khi pha đinh

là hiện tượng suy giảm tín hiệu biến thiên một cách không đều đặn (pha đinh che chắn – do chướng ngại
vật, hoặc pha đinh đa đường – do máy thu nhận được nhiều tín hiệu của cùng một máy phát theo các
đường lan truyền khác nhau). Khi các thiết bị đầu cuối di chuyển sẽ gây ra sự biến thiên không thể dự
đoán được về biên độ và pha tín hiệu theo thời gian làm cho sự suy giảm tín hiệu biến thiên. Hệ thống đa
anten là giải pháp hữu hiệu để chống lại tác động của truyền tín hiệu đa đường nhằm tăng độ tin cậy của
hệ thống thông tin không dây. Đồng thời, nó có thể tận dụng lợi thế của truyền đa đường để tăng tốc độ
truyền dữ liệu trong khi vẫn duy trì công suất phát.
1.2.2. Truyền thông không dây qua kênh truyền MIMO
Kênh vô tuyến MIMO
Một hệ thống truyền thông không dây MIMO
với m anten thu và n anten phát được mô tả trên hình
1
1
1.1. Giả sử máy thu nhận được tín hiệu 𝑌 =
𝑇
(𝑦1 , 𝑦2 , . . , 𝑦𝑚 ) , trong đó 𝑦𝑖 là sự tổng hợp của các
tín hiệu được truyền 𝑆 = (𝑠1 , 𝑠2 , … , 𝑠𝑛 )𝑇 và thành
2
2
phần AWGN 𝑣𝑖 . Ta có 𝑌 = 𝐻. 𝑆 + 𝑣 trong đó ℎ𝑖,𝑗 là
.
TX
RX
.
các hệ số kênh truyền giữa anten phát thứ 𝑖 và anten
.
.
thu thứ 𝑗 và 𝐻 là ma trận kênh. Trong trường hợp
kênh truyền độc lập với máy phát, dung lượng kênh
m

n
của hệ thống MIMO là:
𝑃
𝐶 = log 2 det (𝑰𝑚 + 𝑇 𝑯𝑯𝐻 )
(1.1)
𝑛𝑁
0

Hình 1.1. Mô hình hệ thống MIMO

trong đó 𝑰𝑚 là ma trận đơn vị mxm,
là chuyển vị Hermition. Công thức 1.1 cho ta thấy khi sử dụng
nhiều anten ở phía phát và phía thu sẽ tạo ra nhiều tuyến dữ liệu không gian kết nối giữa máy phát và máy
thu, đồng thời trong trường hợp các kênh độc lập và phân bố giống nhau, dung lượng của hệ thống
MIMO tăng gấp min (m,n) lần so với hệ thống chỉ gồm một anten phát và một anten thu.
1.3. Hệ thống đa anten và ảnh hưởng tương hỗ
1.3.1. Giới thiệu về hệ thống đa anten
Hệ đa anten là hệ mà các nguồn được kết nối với những phần tử phát xạ độc lập nhau, hoặc cùng
chung một phân tử phát xạ nhưng sử dụng các thuộc tính vật lí khác nhau (khác nhau về tính phân cực,
khác nhau về đồ thị bức xạ,…).
1.3.2. Ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử trong hệ thống đa anten
1.3.2.1. Cơ chế chung gây tương hỗ giữa các phần tử anten
Khi các anten trong hệ thống được đặt gần nhau, năng lượng từ một anten sẽ được hấp thụ bởi các anten
khác. Tổng năng lượng trao đổi phụ thuộc chủ yếu vào các tham số gồm: đặc tính bức xạ của anten, sự cách ly
giữa các anten và môi trường giữa các anten. Sự trao đổi năng lượng đó được xem là hiện tượng tương hỗ. Do
ảnh hưởng của hiện tượng tương hỗ, các anten đặt gần nhau sẽ thay đổi phân bố dòng dẫn đến thay đổi trở
kháng vào của anten. Khi có hiện tượng tương hỗ, trở kháng vào của anten không chỉ phụ thuộc vào trở kháng
vào của bản thân nó mà còn phụ thuộc vào trở kháng tương hỗ và dòng điện trên hai anten theo biểu thức:
(∙)H

𝑉1
𝐼
= 𝑍11 + 𝑍12 2⁄𝐼
1
𝐼1
𝑉2
𝐼1
= = 𝑍22 + 𝑍21 ⁄𝐼
2
𝐼2

𝑍𝑖𝑛1 =
𝑍𝑖𝑛2

(1.2)

với 𝑍11 và 𝑍12 là trở kháng bản thân và trở kháng tương hỗ của cổng 1, 𝑍22 và 𝑍21 là trở kháng bản thân
và trở kháng tương hỗ của cổng 2, 𝐼1 và 𝐼2 và dòng điện trên các anten thành phần (với giả thiết hệ thống
gồm hai anten và được mô hình hóa bằng mạng 2 cổng sử dụng ma trận trở kháng Z).
Trong trường hợp hai anten là các lưỡng cực nửa bước sóng với khoảng cách theo chiều ngang là d và
theo chiều đứng là s. Quan hệ giữa trở kháng tương hỗ và khoảng cách chuẩn hóa giữa hai phần tử anten được
4


biểu diễn trên hình 1.2. Trong cả hai trường hợp, khi khoảng cách tăng, trở kháng tương hỗ giảm xuống.
Do đó khi các anten thành phần hệ anten đặt cách xa nhau, tính năng của anten vẫn duy trì do tác động
của tương hỗ nhỏ. Trong trường hợp các anten thành phần đặt gần nhau (ví dụ khi d/λ <0,25), tính năng
của hệ anten trên phương diện công suất anten nhận được và độ tăng ích của hệ thống bị suy giảm, tác
động lớn đến tỷ số SNR.
1.3.2.2. Tương hỗ trong anten mạch dải

Hình 1.3 mô tả các nguồn gây ra tương hỗ thường gặp phải trong hệ các anten mạch dải. Tương hỗ này
được xác định bởi trường tồn tại trên mặt phẳng tiếp giáp điện môi-không khí ở khoảng giữa hai tấm bức xạ
được chia thành hai loại chính là sóng không gian (thay đổi theo khoảng cách với tỷ lệ 1/𝑟) và sóng mặt (thay
đổi theo khoảng cách với tỷ lệ 1/√𝑟).
Sóng không gian

Trở kháng tương hỗ Z21m(Ω)

Trở kháng tương hỗ Z21m(Ω)

d

s

Ɛr

Mặt phẳng đất

(a)

Sóng mặt

d

(b)

Hình 1.2. Quan hệ giữa trở kháng tương hỗ theo khoảng cách trong trường
hợp hai anten đặt cách nhau theo (a) chiều ngang và (b) chiều đứng

Hình 1.3. Các nguồn gây ra tương hỗ

giữa các thành phần trong hệ các
anten mạch dải

Sóng mặt được kích thích mạnh khi anten in trên đế có hệ điện môi lớn hoặc điện môi có độ dày
lớn. Trong trường hợp tổng quát, sóng mặt có tác động ít đến tương hỗ giữa các anten thành phần khi thỏa
mãn điều kiện sau:
ℎ
0.3
<
𝜆 2𝜋√𝜀𝑟

(1.3)

trong đó ℎ là độ dầy của đế, 𝜆 là bước sóng hoạt động của anten, 𝜀𝑟 là hằng số điện môi tương đối của lớp
đế.
Sóng không gian có thành phần điện trường vuông góc với đế điện môi và đóng góp vào năng
lượng bức xạ ra không gian. Tuy nhiên, một phần của năng lượng sóng không gian này bị suy giảm do
hiện tượng tương hỗ giữa các thành phần bức xạ trong trường hợp khảo sát với một anten mảng in trên đế
điện môi mỏng. Tương tác sóng không gian cũng tăng lên khi anten nằm trong vùng trường gần của nhau,
ở đó các thành phần điện trường vuông góc của các anten tương tác với nhau do trường rìa từ các tấm bức
xạ của các anten thành phần.
1.4. Các tham số của anten MIMO
1.4.1. Hệ số tương quan tín hiệu
Tương quan tín hiệu trên kênh truyền mô tả sự độc lập của các tín hiệu. Hệ số tương quan càng nhỏ
thì các tín hiệu tại đầu thu càng độc lập với nhau, sự ảnh hưởng lẫn nhau của các phần tử anten càng thấp,
do đó độ tăng ích phân tập, cũng như dung lượng của hệ thống đều tăng lên. Để đánh giá tính tương quan
tín hiệu, người ta thường sử dụng hệ số tương quan đường bao ECC được xác định thông qua tham số tán
xạ như sau:
2

𝜌𝑒 (𝑖, 𝑗, 𝑁) =

∗
|∑𝑁
𝑛=1 𝑆𝑖,𝑛 𝑆𝑛,𝑗 |

∗
∏𝑘=(𝑖,𝑗)[1 − ∑𝑁
𝑛=1 𝑆𝑘,𝑛 𝑆𝑛,𝑘 ]

(1.6)

1.4.2. Độ tăng ích hiệu quả trung binh (MEG)
MEG là tham số quan trọng để quyết định quỹ đường truyền của hệ thống vô tuyến. Nó có thể được
xác định dựa trên sự cách ly phân cực chéo, tăng ích và hàm mật độ góc theo hướng theta và phi theo
công thức sau:
2𝜋

𝑀𝐸𝐺 = ∫
0

𝜋

∫ [
0

𝑋
1
𝐺𝜃 (𝜃, 𝜑)𝑃𝜃 (𝜃, 𝜑) +
𝐺 (𝜃, 𝜑)𝑃𝜑 (𝜃, 𝜑)] 𝑠𝑖𝑛𝜃𝑑𝜃𝑑𝜑

1+𝑋
1+𝑋 𝜑

5

(1.7)


trong đó 𝑋 là tỷ số công suất phân cực chéo, 𝐺𝜃 (𝜃, 𝜑 ) và 𝐺𝜑 (𝜃, 𝜑 ) là độ tăng ích thành phần của anten,
𝑃𝜃 (𝜃, 𝜑 ) và 𝑃𝜑 (𝜃, 𝜑 ) mô tả xác xuất phân bố của sóng tới trong môi trường truyền với giả thiết các thành
phần này không tương quan.
1.4.3. Dung lượng hệ thống
Ưu điểm chính của một hệ thống MIMO là nó cung cấp một dung lượng kênh được cải thiện trong
môi trường đa đường so với một hệ thống SISO. Trong trường hợp của một anten MIMO có N phần tử và
khi máy phát không có thông tin về môi trường kênh truyền, công suất được chia đều trên các anten thành
phần của anten MIMO. Dung lượng kênh trong trường hợp này được xác định như sau:
𝐶 = log 2 det (𝑰𝑁 +

𝜌
𝑯𝑯𝐻 )
𝑁

(1.8)

trong đó 𝜌 là giá trị SNR trung bình, H là ma trận kênh và (∙)H là chuyển vị Hermition.
1.5. Các kỹ thuật cải thiện cách ly cho anten MIMO
1.5.1. Hướng đặt anten
Hướng đặt anten rất quan trọng trong anten MIMO. Nếu anten hoạt động ở tần số cao (trên 1 GHz)
thì khi đặt các phần tử anten xa nhau (ví dụ đặt ở cạnh/góc thiết bị) thường sẽ cải thiện hệ số cách ly của
anten. Hơn nữa, hướng đặt anten có thể tạo ra sự trực giao phân cực và pha phân bố dòng điện, do đó giúp

cải thiện được cách ly và giảm hệ số tương quan của anten. Đối với dải tần số thấp, hướng đặt anten
thường không đủ để cải thiện cách ly khi mặt phẳng đế trở thành một phần của cấu trúc bức xạ và ảnh
hưởng của dòng điện ở mặt đế sẽ trở nên nghiêm trọng hơn. Vì vậy, một số kỹ thuật khác có thể được sử
dụng như cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo hay đường trung tính.
1.5.2. Mạng cách ly
Mạng cách ly là một giải pháp nhằm tăng cường cách ly giữa các cổng của anten MIMO mà không
can thiệp vào cấu trúc bức xạ của anten. Mạng cách ly sẽ bổ sung thành phần điện kháng tại mạng tiếp
điện của anten MIMO do đó triệt tiêu được điện kháng tương hỗ giữa các thành phần anten, kết quả là
làm tăng hiệu suất bức xạ và giảm tương quan về đồ thị bức xạ của anten MIMO. Sử dụng mạng cách ly
thường kèm theo với một mạng phối hợp trở kháng để tăng cường sự phối hợp trở kháng ở đầu vào các
cổng anten.
1.5.3. Phần tử ký sinh
Một phương pháp khác để giảm thiểu ảnh hưởng tương hỗ là sử dụng phần tử ký sinh giữa các phần
tử anten để loại bỏ một phần (hoặc hầu hết) trường cảm ứng khu gần giữa chúng. Phần tử ký sinh sẽ tạo ra
trường tương hỗ ngược nhau và làm giảm thành phần trường tương hỗ gốc ban đầu, vì vậy sẽ làm giảm
tương hỗ tổng thể trên anten bị ảnh hưởng. Thông thường, các phần tử ký sinh không kết nối vật lý với
các anten hoặc được nối với mặt phẳng đế để tạo thành dạng cộng hưởng. Các phần tử ký sinh có cấu trúc
khác nhau, được thiết kế để điều khiển dải tần cách ly, băng thông và mức độ giảm tương hỗ.
1.5.4. Cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo
Mặt phẳng đế ảnh hưởng trực tiếp đến đặc tính của anten mạch in khi nó có vai trò như đường dẫn của
dòng điện phản hồi và đôi khi trở thành một phần của cấu trúc bức xạ khi anten hoạt động ở tần số thấp.
Do các anten MIMO dạng mạch in có chung mặt phẳng đế, dòng cảm ứng trên mặt phẳng đế có thể dễ
dàng tương hỗ với phần tử anten lân cận gây nên ảnh hưởng tương hỗ cao, từ đó làm giảm đặc tính cách
ly và tương quan của anten MIMO. Ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử anten có thể giảm thiểu bằng
cách tạo ra các cấu trúc không hoàn hảo trong mặt phẳng đế. Các vị trí khuyết (bị khoét) sẽ hoạt động như
bộ lọc chắn dải và sẽ ngăn cản trường tương hỗ khu gần giữa các phần tử gần nhau khi cấu trúc anten
được thiết kế một cách hợp lý. Nguyên lý giảm thiểu ảnh hưởng tương hỗ này được gọi là cấu trúc mặt
phẳng đế không hoàn hảo (DGS).
1.5.5. Đường trung tính
Đường trung tính là một kỹ thuật để cải thiện cách ly trong đó dòng điện tại phần tử kích thích được

trích ra tại một vị trí cụ thể, sau đó pha của nó bị đảo bằng cách chọn chiều dài đường trung tính thích
hợp. Khi đó dòng điện đảo pha sẽ đưa đến phần tử anten lân cận để triệt tiêu với dòng cảm ứng trực tiếp
do phần tử được kích thích gây ra cho phần tử lân cận. Nhờ đó dòng điện tương hỗ tổng thể trên phần tử
lân cận sẽ bị giảm đi đáng kể. Phương pháp này hoạt động trên nguyên tắc tương tự phương pháp phần tử
ký sinh.
Việc lựa chọn điểm đặt đường trung tính là quan trọng nhất ở phương pháp này. Thông thường, vị trí
đặt đường trung tính trên phần tử bức xạ phải có trở kháng cực tiểu và dòng điện cực đại. Băng thông
6


hiệu dụng của kỹ thuật đường trung tính phụ thuộc vào sự thay đổi của trở kháng tại điểm lựa chọn. Do
đó, một điểm có trở kháng thấp trên phần tử bức xạ với trở kháng ổn định suốt dải tần hoạt động thường
được chọn là điểm bắt đầu của đường trung tính. Ngoài ra, mỗi đường trung tính chỉ tác động cho một
băng tần vì vậy kỹ thuật này sẽ khó ứng dụng được trong các thiết kế anten đa băng tần.
1.6. Tổng kết chương
Chương này đã trình bày tổng quan về mô hình, các thông số và đặc tính của anten MIMO. Xu
hướng tích hợp đa phương tiện, yêu cầu tốc độ cao, kích thước nhỏ gọn của các hệ thống thông tin vô
tuyến thế hệ mới đã đặt ra nhiều thách thức cho các nhà nghiên cứu khi thiết kế các anten MIMO. Về cơ
bản, đặc tính cách ly của anten MIMO đạt yêu cầu khi khoảng cách giữa các phần tử bức xạ ít nhất là /2.
Điều này dẫn đến kích thước của hệ thống tăng lên. Các phân tích trong chương này đã chỉ rõ những
nguyên nhân cơ bản dẫn đến ảnh hưởng tương hỗ của anten MIMO như tương hỗ do dòng mặt, tương hỗ
trường khu gần... và các giải pháp giảm thiểu tương hỗ khác nhau như sử dụng cấu trúc mặt phẳng đế
không hoàn hảo, sử dụng phần tử ký sinh, sử dụng đường trung tính,...Việc đề xuất hợp lý các giải pháp
nâng cao cách ly sẽ quyết định đến thành công của các mô hình anten MIMO được thiết kế trong luận án
này.
CHƯƠNG 2. GIẢI PHÁP SỬ DỤNG PHẦN TỬ KÝ SINH TRONG THIẾT KẾ ANTEN MIMO
BĂNG THÔNG SIÊU RỘNG
2.1. Giới thiệu chương
Trong chương này, giải pháp sử dụng phần tử ký sinh có cấu trúc bộ cộng hưởng đa mode (MMR)
và cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch được phân tích và được áp dụng trong việc giảm ảnh hưởng tương

hỗ khi thiết kế hai mô hình anten MIMO cho hệ thống thông tin băng thông siêu rộng.
Mô hình thứ nhất là anten MIMO 4×4 cho hệ thống băng thông siêu rộng UWB (3,1 GHz– 10,6
GHz) gồm bốn phần tử anten UWB đơn được đặt trên cùng một đế điện môi và lần lượt xoay góc 90 0.
Anten đơn của anten MIMO được thiết kế dựa trên công nghệ vi dải phẳng-đơn cực, áp dụng nguyên lý
biến đổi từ từ để mở rộng băng thông. Băng tần hệ thống WLAN (5,5 GHz) bị loại bỏ trong dải tần hoạt
động của hệ thống UWB nhờ sử dụng cấu trúc chắn dải điện từ (EBG) đặt ở hai bên đường tiếp điện vi
dải. Để giảm ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử anten, phần tử ký sinh có cấu trúc MMR, hoạt động
như một bộ lọc chắn dải có tần số trung tâm tại tần số mà ảnh hưởng tương hỗ là lớn nhất, được đặt ở
không gian giữa các phần tử anten. Kết quả, anten MIMO được thiết kế có khả năng hoạt động tốt ở dải
tần của hệ thống thông tin UWB, các đặc tính cách ly và tương quan bức xạ của mô hình thiết kế cũng
thỏa mãn các yêu cầu nhờ giảm thiểu được ảnh hưởng tương hỗ.
Mô hình anten thứ hai được thiết kế để hoạt động ở dải tần của hệ thống băng thông cực kỳ rộng
EWB (2,7 GHz– 20 GHz). Anten MIMO gồm hai phần tử bức xạ đặt song song trên cùng đế điện môi.
Khe chữ V-ngược được khoét trên bề mặt của phần tử bức xạ để loại bỏ dải tần WLAN của hệ thống
EWB. Để đảm bảo kích thước nhỏ gọn của mô hình MIMO, phần tử ký sinh có cấu trúc hai dây chêm
ngắn mạch được đặt giữa và đồng phẳng với hai phần tử bức xạ nhằm giảm ảnh hưởng tương hỗ của hai
phần tử bức xạ này. Anten MIMO với phần tử ký sinh có băng thông hoạt động bao phủ dải tần của hệ
thống EWB, đồng thời đảm bảo cách ly các cổng và tương quan về đồ thị bức xạ của các phần tử.
Hai mô hình anten MIMO đều được phân tích, khảo sát bằng mô phỏng và kiểm chứng bằng đo
thực nghiệm. Các kết quả mô phỏng và đo thực nghiệm là khá tương đồng, chứng minh tính khả thi của
việc sử dụng các cấu trúc ký sinh đề xuất trong các các mô hình anten MIMO băng thông siêu rộng .

7


2.2. Nguyên lý hoạt động của một số cấu trúc phần tử ký sinh
2.2.1. Phần tử ký sinh cấu trúc bộ cộng hưởng đa mode MMR
Z2, ϴ2
W2

L2
Ls
Cổng 2

Cổng 1

Z1, ϴ1

Ws

Z1, ϴ1

Z1
W1

Zs, ϴs

L1

(a)

Zs, ϴs

(b)

Hình 2.1. (a) Mô hình và (b) sơ đồ mạch của cấu trúc bộ cộng hưởng MMR

Mô hình và sơ đồ mạch của cấu trúc MMR được biểu diễn trên hình 2.1. Do tính chất đối xứng, ta
sử dụng mode chẵn lẻ để phân tích cấu trúc. Tần số cộng hưởng mode lẻ chỉ phụ thuộc vào chiều dài
nhánh chính của bộ cộng hưởng (L1) và được xác định như sau:

𝑓𝑜𝑑𝑑 =

(2𝑛−1)𝑐

(2.1)

𝜀 +1
2𝐿1 √ 𝑟
2

Tần số cộng hưởng mode lẻ trong trường hợp Z1=2Z2 được xác định như sau:
𝑓𝑒𝑣𝑒𝑛 =

𝑛𝑐

(𝐿1 + 2𝐿2 )√

(2.2)

𝜀𝑟 + 1
2

Trong trường hợp L1 lớn hơn nhiều lần so với L2, bộ cộng hưởng MMR sẽ hình thành dải chắn nằm
giữa mode feven1 và feven2, giữa mode fodd2 và feven3, giữa mode fodd3 và feven4,… Ngoài ra, các dải chắn sẽ
có băng thông rộng hơn nếu tần số cộng hưởng của nhánh giữa nằm trong vùng các dải chắn nêu trên. Tần
số cộng hưởng của nhánh giữa được xác định như sau:
𝑓𝑒𝑣𝑒𝑛 =

𝑛𝑐

(2.3)

𝜀 +1
(𝐿1 + 2𝐿2 )√ 𝑟
2

Như vậy, trong trường hợp muốn thiết kế bộ cộng hưởng MMR hoạt động như một bộ lọc chắn dải
có dải chắn thuộc một vùng tần số nhất định, dựa vào các công thức trên ta có thể xác định được các tham
số về kích thước của bộ cộng hưởng.
2.2.2. Phần tử ký sinh có cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch
Ls
Cổng 1
Ws

Zs, ϴs

Z1

Z1, ϴ1

g
Cổng 2

Z1, ϴ1
L1

Zs, ϴs

(a)

(b)

Hình 2.2. (a) Mô hình và (b) sơ đồ mạch của cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch

Mô hình và sơ đồ mạch của cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch hình 2.2. Do tính chất đối xứng, ta
sử dụng mode chẵn lẻ để phân tích cấu trúc. Cấu trúc cộng hưởng ở mode lẻ khi:
𝜋
𝜃1𝑜 = + 𝑛𝜋 với n=1,2,3…
(2.4)
2
Cấu trúc cộng hưởng ở mode chẵn khi:
𝜋
𝜃1𝑒 = + 𝑛𝜋 với n=1,2,3…
(2.5)
2
Cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch sẽ cộng hưởng ở tần số:

8


𝑓0 =

(2𝑛 − 1)𝑐
4𝐿1 √

(2.6)

𝜀𝑟 + 1
2

Do đó, tần số trung tâm các dải chắn (nằm giữa các tần số cộng hưởng) sẽ là:
𝑓𝑐 =

𝑛𝑐

với n = 1,2,3 …

𝜀 +1
2𝐿1 √ 𝑟
2

(2.7)

Như vậy, cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch sẽ hoạt động như một bộ lọc chắn dải với tần số trung tâm dải
chắn được xác định dựa vào công thức trên.
2.3. Anten MIMO-UWB 4x4 loại bỏ băng tần WLAN.
2.3.1. Thiết kế anten MIMO-UWB 4x4
Phần tử UWB đơn là một anten đơn cực dạng tròn được in trên một đế điện môi và được tiếp điện bởi
một đường tiếp điện vi dải 50Ω. Đường tiếp điện của anten này được đặt giữa một cặp phần tử EBG có
tác dụng như một bộ lọc chắn dải loại bỏ dải tần của WLAN (biểu diễn trên hình 2.3). Hoạt động của
phần tử EBG được mô hình hóa bằng mạch điện trong hình 2.3(c).

Lgnd

Lsub

Rpatch

Y

Z

Wsub
X

2r

Lf

Mặt trên

+
C
_

g
webg

Wf

L

C

Mặt đế

Điện môi

Mặt trên

(a)

(b)

L

CC

hsub
Điện môi

_CC+

Mặt đế

(c)

Hình 2.3. Mô hình anten đơn (a) không có EBG, (b) có EBG và (c) mô hình mạch điện tương đương của cấu trúc
EBG và đường tiếp điện vi dải

Tần số cộng hưởng của phần tử EBG xác định theo công thức:
𝑓𝐶 =

1

(2.8)

2𝜋√𝐿(𝐶𝐶 + 𝐶)

Các kích thước anten UWB đơn để loại bỏ tần số WLAN 5,5 GHz được lựa chọn là: Lsub = 30; Wsub = 30;

Wf = 3; Rpatch = 8; Lf = 13; Lgnd =15; webg = 6,2; g = 0,7; r = 0,5; (đơn vị mm).
Mô hình anten MIMO được biểu diễn trên hình 2.4, trong đó, bốn phần tử anten UWB đơn được sắp
xếp lần lượt theo chiều kim đồng hồ và đặt đôi một trực giao với nhau tạo thành anten MIMO với kích
thước tổng cộng là 60 mm×60 mm.

lc
ls

lm
wm

wt

wt/2
(a)

(b)

Hình 2.4. (a) Anten MIMO (a) chưa sử dụng và (b) có sử dụng phần tử ký sinh cấu trúc MMR. Các kích thước
của thiết kế (đơn vị mm): lm = 12, wm = 0.5, lc = 6.5, ls = 5.5, wt = 10.
Trong trường hợp anten MIMO ban đầu (chưa sử dụng phần tử ký sinh), tương hỗ giữa các phần tử
đồng phân cực không đạt yêu cầu (lớn hơn -15dB) ở vùng tần số 6,7 GHz. Do đó, để giảm ảnh hưởng tương
hỗ giữa các phần tử anten thành phần, mô hình anten MIMO sẽ được bổ sung thêm phần tử ký sinh có cấu trúc
bộ cộng hưởng đa mode (MMR) với nguyên lý hoạt động được mô tả như trong phần 2.2.1. Kích thước của
phần tử ký sinh được tính toán và tối ưu để trung tâm dải chắn ở tần số 6,7 GHz nhằm đưa hệ số tương hỗ tại
vùng tần số này xuống dưới -15 dB.
9


2.3.2. Kết quả và thảo luận

S11
S22
S33
S44

-10

-20

0
-10

Hệ số cách ly (dB)

Hệ số phản xạ (dB)

0

-20

S12
S13
S14
S23
S24
S34

-30
-40

-30

2

4

6

8

10

12

-50

2

4

6

8

10

12

Tần số (GHz)

Tần số (GHz)

(a)

(b)

(c)

Hình 2.5. (a) Hệ số phản xạ, (b) hệ số cách ly và (c) phân bố dòng điện mặt khi phần tử anten thứ 1 được kích
thích ở tần số 6,7 GHz của anten MIMO ban đầu.

Kết quả mơ phỏng hệ số phản xạ, hệ số cách ly và phân bố dòng mặt tại tần số 6,7 GHz của anten
MIMO ban đầu được biểu diễn trên hình 2.5. Kết quả cho ta thấy thấy anten khơng phối hợp trở kháng
trong khoảng từ 4 GHz đến 4,5 GHz và từ 5,1 GHz đến 5,8 GHz (là vùng tần số ta chủ ý loại bỏ), đồng
thời cách ly giữa các phần tử đồng phân cực khơng đạt u cầu trong vùng tần số từ 6-8 GHz. Điều này
được thể hiện rõ trên hình 2.5(c) khi phần tử anten thứ 1 được kích thích thì dòng điện tương hỗ tác động
lớn đến phần tử anten thứ 3.
Hình 2.6 biểu diễn kết quả mơ phỏng hệ số phản xạ, hệ số cách ly và phân bố dòng mặt tại tần số 6,7
GHz của anten MIMO sau khi có phần tử ký sinh dạng MMR. Kết quả cho ta thấy, anten MIMO đã phối
hợp trở kháng tốt trên cả dải tần UWB ngoại trừ dải tần WLAN từ 5,14 GHz đến 5,82 GHz (là vùng tần
số ta muốn loại bỏ). Ngồi ra, hình 2.6(b) cũng cho ta thấy ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử đồng
phân cực (đối diện nhau) giảm xuống dưới -15 dB. Điều này cũng được thể hiện rõ hình 2.6(c) khi phân
bố dòng cảm ứng tại tần số 6,7 GHz của anten tập trung chủ yếu trên phần tử ký sinh thay vì ở trên phần
tử đồng phân cực.
0

-10

(2)

(1)
-10

-20

-30

-15

Hệ số cách ly (dB)

Hệ số phản xạ (dB)

(1): 5.14 GHz
(2): 5.82 GHz

2

4

6

8

10

S11
S22
S33
S44

12

-20
-25

S12
S13
S14
S23
S24
S34

-30
-35
-40

2

4

6

Tần số (GHz)

8

10

12

Tần số (GHz)

(a)

(b)

(c)

Hình 2.6. (a) Hệ số phản xạ, (b) hệ số cách ly và (c) phân bố dòng điện mặt khi phần tử anten thứ 1 được kích
thích ở tần số 6,7 GHz của anten MIMO khi có phần tử ký sinh MMR

Hình 2.7 biểu diễn kết quả mơ phỏng đồ thị bức xạ của anten MIMO. Các đồ thị bức xạ cho thấy
các anten định hướng ở tần số thấp (4 GHz), và trở nên đẳng hướng tại tần số cao (9 GHz)
E
Hình 2.8(a) biểu diễn kết quả đo hệ
E
E
E
số phản xạ của anten MIMO có sử dụng
phần tử ký sinh MMR. Kết quả cho thấy
anten hoạt động từ 2,73 GHz đến 10,68
GHz đồng thời loại bỏ dải tần WLAN
từ 5,36 GHz đến 6,04 GHz. Hình 2.9(b)
cho thấy ảnh hưởng tương hỗ giữa các
phần tử trực giao nhỏ hơn -17dB và
đồng phân cực nhỏ hơn -16dB trên tồn
(a)
(b)
dải tần UWB. Các kết quả đo khá phù
Hình 2.7. Kết quả mơ phỏng đồ thị bức xạ trên mặt phẳng xz của

hợp với kết quả mơ phỏng
0

10

330

0

30




0

-10

300

30




300

60

-20

-30

-30

-40 270

90

-40 270

90

-30

-30

-20

-20

240

120

-10

240

120

0

0

10

330

0

-10

60

-20

-10

10

210

150

180

10

210

150

180

anten MIMO tại tần số (a) 4 GHz và (b) 9 GHz.

10


-5
-10
-15
-20

-10

Mô phỏng
Thực nghiệm

-15

S12 (dB)

Hệ số phản xạ (dB)

-10

Mô phỏng
Thực nghiệm
Dải tần UWB (3.1 - 10.6 GHz)

WLAN

-20

-20

-25

-25

-30
-35

-30
-35

-40

-40

-25

-45

-45

-30

-50

2

4

6

8

10

12

2

4

6

8

10

Mô phỏng
Thực nghiệm

-15

S13 (dB)

0

-50

12

2

4

6

Tần số (GHz)

Tần số (GHz)

(a)

8

10

12

Tần số (GHz)

(b)

(c)

Hình 2.8. Kết quả mơ phỏng và đo đạc hệ số phản xạ, hệ số cách ly giữa các phần tuwr đồng phân cực và phân
cực trực giao của anten MIMO

Hình 2.9(a) biểu diễn kết quả mơ phỏng của hệ số tương quan đường bao của anten MIMO, trong đó
giá trị của nó ln nhỏ hơn 0,05 trên tồn dải tần số hoạt động. Kết quả mơ phỏng trễ nhóm của anten
MIMO được biểu diễn ở hình 2.9(b). Kết quả cho ta thấy một đoạn méo dạng (≥ 1ns) xuất hiện tại vùng
tần số 5,14 -5,82 GHz (do đặc tính loại bỏ băng tần WLAN trong thiết kế) trong khi đó tại các vùng tần số
còn lại trong dải tần hoạt động vẫn duy trì giá trị trễ nhóm thấp và tương đối ổn định (đường mơ phỏng
thẳng). Sự biến thiên của trễ nhóm ln nhỏ hơn 1 ns chứng tỏ sự tuyến tính tốt về pha của tín hiệu và đáp
ứng hồn tồn u cầu của hệ thống thơng tin băng thơng siêu rộng.
5
3
2

Dải tần UWB (3,1-10,6 GHz)

Trễ nhóm (ns)

Hệ số tương quan đường bao (ECC)

4
WLAN

1
0
-1
-2
-3
-4
-5

6

5

4

3

8

7

10

9

11

Tần số (GHz)

Tần số (GHz)

(a)

(b)

(c)

Hình 2.9. (a) Kết quả mơ phỏng hệ số tương quan đường bao, (b) trễ nhóm và (c) hình ảnh mẫu chế tạo anten

MIMO UWB

2.4. Anten MIMO-EWB 2x2 loại bỏ băng tần WLAN.
2.4.1. Thiết kế anten MIMO-EWB 2x2
Hình 2.10 biểu diễn các mơ hình anten đơn EWB khi khơng có và khi có cấu trúc khe loại bỏ WLAN.
W=24.2
Mơ hình anten EWB đơn được thiết kế
W=24.2
M = 16
dựa trên cơng nghệ vi dải phẳng đơn
M = 16
W
M =2
M =2
cực dạng hình chữ nhật sửa đổi (được
cấu tạo bởi những đường gấp khúc hoạt
động như cấu trúc biến đổi từ từ). Ống
W
dẫn sóng đồng phẳng (CPW) được sử
M =3.2
M =3.2
M =0.3
M =0.3
dụng để tiếp điện cho anten nhằm nâng
g=0.2
g=0.2
s=1
h=1.6
cao khả năng mở rộng băng thơng. Một
h=1.6

s=1
(a)
(b)
khe chữ U được kht trên bề mặt kim
loại của anten đơn để loại bỏ băng tần
Hình 2.10. Mơ hình anten đơn EWB khi (a) khơng có và (b) khi có
WLAN.
cấu trúc khe loại bỏ băng tần WLAN.
M2 = 3

Ws2

Ls

M3=7.5

s

6

t=0.05

°

5

60

N=1

6

t=0.035

60

°

5

60

N=1

𝐿𝑠𝑙𝑜𝑡 =

L=16

M3=7.5

L=16

Cấu trúc khe chữ U có tham số như sau:

s1

4

Lh

4

M2 = 3

1

1

0,45𝑐
𝑓𝑛𝑜𝑡𝑐ℎ √

𝜀𝑟 + 1
2

(2.9)

trong đó, 𝜀𝑟 là hằng số điện mơi tương đối của lớp đế, 𝐿𝑠𝑙𝑜𝑡 là chiều dài khe. Để loại bỏ băng tần WLAN,
các kích thước cấu trúc khe như sau: Lslot=2,65;Ws1=0,3;Ws2=0,3;Lh=8,54; Ws=11,6; đơn vị mm.
Mơ hình anten MIMO ban đầu gồm 2 anten đơn EWB đặt cạnh nhau với khoảng cách hai phần tử bức
xạ tính từ cạnh tới cạnh là D=4,2 mm như trên hình 2.11(a). Để giảm ảnh hưởng tương hỗ giữa hai anten
11


thành phần, phần tử ký sinh có cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch với nguyên lý hoạt động như mô tả
trong phần 2.2.2 sẽ được chèn vào giữa hai phần tử anten. Chiều dài dây chêm được tính toán với điều
kiện tần số trung tâm của dải chắn nằm giữa vùng tần số mà tương hỗ giữa các anten thành phần không
đạt yêu cầu. Do đó, khi kích thước cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch là 0,1mm x 15mm, khoảng cách
giữa hai dây là 1 mm thì sự tác động tương hỗ giữa hai anten thành phần đã được giảm đi đáng kể. Với
anten MIMO việc loại bỏ băng tần cho hệ thống WLAN được thực hiện bằng cấu trúc khe hình chữ V
ngược. Ta đạt được kết quả mong muốn là loại bỏ băng tần của hệ thống WLAN khi chiều dài khe là

15,73 mm.
20.1×2+D (mm)

44.4 mm
1 mm
0.6 mm

16 mm

16 mm

0.8 mm

16 mm

6.65 mm

2.1 mm

16 mm

D (mm)

4.2 mm

35um

11.4 mm
0.2 mm

4.2 mm

11.4 mm
0.2 mm
1 mm

1 mm

1.6 mm

18.8 mm

(a)

(b)

Hình 2.11. (a) Anten MIMO (a) chưa sử dụng và (b) có sử dụng phần tử ký sinh cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch.
2.4.2. Kết quả và thảo luận

VSWR

S12&S21 (dB)

VSWR

S12&S21 (dB)

5.0
Kết quả mô phỏng và đo
-10

4.5
Mô phỏng
Mô phỏng
đạc tham số VSWR và tương
Thực nghiệm
4.0
Thực nghiệm
hỗ của anten MIMO ban đầu
-15
3.5
được biểu diễn trên hình
3.0
2.5
2.12. Kết quả cho ta thấy
-20
2.0
thấy anten phối hợp trở
1.5
kháng (với VSWR<2) trong
-25
1.0
toàn bộ dải tần số EWB từ
0.5
0.0
-30
2,7 đến 20 GHz. Tuy nhiên,
2
4
6
8

10 12 14 16 18 20
2
4
6
8
10 12 14 16 18 20
Tần
số
(GHz)
Tần số (dB)
tương hỗ giữa hai phần tử
(a)
(b)
anten không đạt yêu cầu (lớn
hơn -15 dB) trong vùng tần
Hình 2.12. Kết quả mô phỏng và đo đạc tham số VSWR và tương hỗ của anten
số từ 2,5-8,5 GHz.
MIMO ban đầu.
-10
5.0
Ảnh hưởng tương hỗ đã
4.5
Mô phỏng
được giảm thiểu bằng việc
-15
Thực nghiệm
4.0
chèn thêm cấu trúc ký sinh
3.5
-20

(1): 5.2 GHz
dạng hai dây chêm ngắn
3.0
(1)
(2)
(2): 6.3 GHz
2.5
mạch như trên hình 2.11(b).
-25
2.0
Kết quả mô phỏng ở hình
1.5
-30
2.13 cho thấy tác động tương
Mô phỏng
1.0
Thực nghiệm
-35
hỗ của hai phần tử bức xạ
0.5
0.0
trong dải tần số từ 2,7 GHz
2
4
6
8
10 12 14 16 18 20
2
4
6

8
10 12 14 16 18 20
Tần số (GHz)
tới 9 GHz đã giảm đáng kể.
Tần số (GHz)
(b)
Các hệ số S12 và S21 trên dải (a)
tần từ 2 đến 20GHz đều nhỏ
Hình 2.13. Kết quả mô phỏng và đo đạc tham số VSWR và tương hỗ của anten
hơn -15dB, thỏa mãn yêu cầu
MIMO ban đầu.
tối thiểu đặt ra về điều kiện ảnh hưởng tương hỗ để anten MIMO hoạt động bình thường

12


Kết quả mô phỏng đồ thị
phương hướng bức xạ tại
tần số trung tâm 10 GHz
của anten đơn và anten
MIMO được biểu diễn trên
hình 2.14. Kết quả cho ta
thấy đồ thị phương hướng
bức xạ của anten MIMO có
sự thay đổi so với mô hình
anten EWB đơn nhưng
nhưng vẫn đảm bảo được
tính đẳng hướng trong mặt
phẳng H.

0

10

330

30

0

10

0

330

30

0

-10

300

60

-10

-20

300

60

-20

-30

-30

-40 270

90

-30

-40 270

90

-30

-20

-20

240

-10

120

0
210

10

150
180

-10

Mặt phẳng E 0
Mặt phẳng H 10

(a)

240

120
Mặt phẳng E
210

150
180

Mặt phẳng H

(b)

Hình 2.14. Đồ thị bức xạ của anten ở tần số 10 GHz tại (a) Anten đơn, (b)
Anten MIMO có cấu trúc khe loại bỏ băng tần WLAN.

Dải tần EWB (2,7-20 GHz)

Trễ nhóm (ns)

Hệ số tương quan đường bao (ECC)

WLAN

WLAN

Dải tần EWB (2,7-20 GHz)

Tần số (GHz)

(a)

Tần số (GHz)

(b)

(c)

Hình 2.15. (a) Kết quả mô phỏng hệ số tương quan đường bao, (b) trễ nhóm và (c) hình ảnh mẫu chế tạo anten
MIMO EWB

Kết quả mô phỏng hệ số tương quan đường bao được biểu diễn ở hình 2.15(a). Từ hình 2.15(a) ta
thấy, anten MIMO sử dụng phần tử ký sinh trong cả hai trường hợp không có và có khoét khe chữ V

ngược để loại bỏ băng tần WLAN đều có biên độ hệ số tương quan đường bao nhỏ hơn 0,045. Do vậy,
anten MIMO EWB đáp ứng được yêu cầu về tương quan của đồ thị bức xạ. Kết quả mô phỏng trễ nhóm
của anten MIMO được biểu diễn ở hình 2.15(b). Kết quả cho ta thấy một đoạn méo dạng (≥ 1ns) xuất
hiện tại tần số 5,5 GHz (do đặc tính loại bỏ băng tần WLAN trong thiết kế) trong khi đó, các vùng tần số
còn lại trong dải tần hoạt động vẫn duy trì giá trị trễ nhóm thấp và tương đối ổn định chứng tỏ sự tuyến
tính tốt về pha của tín hiệu và đáp ứng hoàn toàn yêu cầu của hệ thống thông tin băng thông cực kỳ rộng.
2.5. Tổng kết chương
Trong chương này, giải pháp sử dụng phần tử ký sinh có cấu trúc bộ cộng hưởng đa mode và cấu
trúc hai dây chêm ngắn mạch đã được đề xuất và sử dụng thành công trong việc giảm ảnh hưởng tương
hỗ khi thiết kế hai mô hình anten MIMO cho hệ thống thông tin băng thông siêu rộng. Hai anten được
thiết kế bao gồm:
(1) Anten MIMO băng thông siêu rộng gồm bốn phần tử anten UWB được đặt trên cùng một đế
điện môi, các phần tử đặt vuông góc nhau và trực giao theo từng cặp. Dải tần WLAN được loại bỏ nhờ
một cặp cấu trúc EBG đặt song song với đường tiếp điện của anten. Phần tử ký sinh có cấu trúc bộ cộng
hưởng đa mode (MMR) hoạt động như một bộ lọc chắn dải được đặt giữa các phần tử anten để giảm thiểu
tương hỗ tại khu vực tần số bị ảnh hưởng nhiều nhất.
(2) Anten MIMO cho hệ thống thông tin EWB gồm hai phần tử anten đơn EWB được đặt trên cùng
một đế điện môi. Mô hình anten đơn được thiết kế có dạng hình chữ nhật sửa đổi với các đường biên mở
rộng dần theo các góc khác nhau và được tiếp điện bằng ống dẫn sóng đồng phẳng. Phần tử ký sinh có
cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch được đặt giữa hai anten thành phần nhằm giảm thiểu tương hỗ của
anten MIMO. Ở mô hình anten này, dải tần WLAN (5,5 GHz) cũng được loại bỏ nhờ khe khoét chữ V
ngược trên bề mặt tấm bức xạ.
CHƯƠNG 3. GIẢI PHÁP SỬ DỤNG CẤU TRÚC MẶT PHẲNG ĐẾ KHÔNG HOÀN HẢO
TRONG THIẾT KẾ ANTEN MIMO NHỎ GỌN

13


3.1. Giới thiệu chương
Trong chương này, cùng với các kỹ thuật giảm nhỏ kích thước anten, giải pháp sử dụng cấu trúc

mặt phẳng đế không hoàn hảo dạng hai khe hẹp được phân tích và áp dụng khi thiết kế hai mô hình anten
MIMO kích thước nhỏ gọn, có hệ số cách ly cao, ứng dụng trong các hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ
mới.
Mô hình anten thứ nhất được thiết kế cho hệ thống thông tin WLAN chuẩn 802.11n dựa trên công
nghệ MIMO. Nguyên lý siêu vật liệu điện từ dạng phức hợp (CRLH) được áp dụng để giảm khoảng 60%
kích thước của anten đơn so với anten vi dải có cùng tần số cộng hưởng. Mô hình anten MIMO gồm hai
phần tử anten đơn ghép cạnh nhau trên cùng đế điện môi với khoảng cách tính từ cạnh của mỗi anten đơn
là 7,5mm (0.06λ0 ở tần số 2,4 GHz), giúp cho kích thước tổng thể của anten MIMO rất nhỏ gọn. Với sự
có mặt của cấu trúc DGS ở mặt đế giữa hai phần tử bức xạ, tương hỗ giữa hai anten thành phần đã được
giảm đi đáng kể. Kết quả là anten MIMO có dải tần số cộng hưởng (S11< -10 dB) từ 2,4 đến 2,48 GHz và
đặc tính cách ly cao với giá trị tương hỗ nhỏ hơn -35dB trong toàn bộ dải tần hoạt động. Bên cạnh đó, mô
hình anten MIMO được thiết kế cũng thể hiện tính tương quan bức xạ rất thấp với giá trị tương quan
đường bao nhỏ hơn 0,01 trong cả dải tần hệ thống WLAN.
Trong khi đó, mô hình anten MIMO thứ hai được thiết kế cho các thiết bị vô tuyến cầm tay hoạt
động ở hai dải tần của hệ thống 4G-LTE (1710-1880 MHz) và WiMAX (2305-2360 MHz). Các phần tử
anten đơn là anten dạng chữ F-ngược phẳng (PIFA) gồm hai nhánh bức xạ với độ dài khác nhau để cộng
hưởng ở hai dải tần tương ứng. Kích thước phần tử bức xạ được thu gọn đáng kể nhờ xoắn ốc hai nhánh
bức xạ của anten PIFA đơn. Tiếp theo hai phần tử anten đơn được ghép đối xứng trên cùng đế điện môi
để tạo thành anten MIMO. Hai anten được đặt gần nhau với khoảng cách giữa hai cạnh phần tử bức xạ là
9 mm (khoảng 0.054λ0 ở tần số 1800 MHz). Nhờ có cấu trúc DGS, tương hỗ giữa các anten thành phần đã
được giảm đi đáng kể đặc biệt ở vùng băng tần 1800 MHz. Kết quả là anten MIMO có băng thông hoạt
động đáp ứng dải tần của hai hệ thống 4G-LTE và WiMAX. Các đặc tính về cách ly và tương quan bức
xạ của anten MIMO được thiết kế cũng thỏa mãn yêu cầu đối với hệ thống thông tin MIMO.
Các kết quả mô phỏng và đo đạc mô hình chế tạo thực nghiệm khá tương đồng đã chứng minh được
tính khả thi của hai mô hình anten MIMO được thiết kế.
3.2. Nguyên lý hoạt động của cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo
Cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo (DGS) của đường truyền dẫn sử dụng mạch dải (đường
truyền vi dải, đường truyền đồng phẳng) là cấu trúc đế được khoét theo một dạng thức nào đó khiến cho
phân bố dòng trên mặt phẳng đế bị thay đổi. Sự thay đổi này dẫn đến thay đổi đặc tính truyền dẫn của
đường truyền (như thay đổi điện cảm hoặc điện dung đường truyền).

Không mất tính tổng quát, ta xét cấu trúc DGS đơn vị dạng chữ I hay còn gọi là dạng quả tạ bao
gồm hai vùng hình chữ nhật kích thước axb, được nối với nhau bằng một khe có bề rộng g. Kích thước
khảo sát và mô phỏng tham số tán xạ S của cấu trúc này được biểu diễn trên hình 3.1(a)

a

Đường truyền vi dải

Cấu trúc DGS

g

Tham số tán xạ (dB)

b

Tần số (GHz)

(a)

(b)

Hình 3.1. (a) Mô hình cấu trúc DGS chữ I, kết quả mô phỏng tham số tán xạ và (b) mạch tương đương của cấu
trúc DGS chữ I và bộ lọc thông thấp Butterworth một cực

Hình 3.1 (b) biểu diễn mạch điện tương đương của cấu trúc DGS đơn vị chữ I và bộ lọc thông thấp
Butterworth một cực. Vùng hình chữ nhật của cấu trúc DGS làm tăng quãng đường đi của dòng điện và
do đó tăng điện cảm hiệu dụng. Điện tích được tích lũy ở khe nối làm tăng điện dung hiệu dụng của
đường truyền. Kết quả là hai vùng hình chữ nhật tạo thêm thành phần cảm kháng (L) trong khi khe nối
tạo thêm thành phần dung kháng (C). Trên cơ sở mạch tương đương, hiện tượng cộng hưởng sẽ xảy ra ở

một tần số tương ứng khi mạch LC song song cộng hưởng. Do đó giá trị L và C trên hình 3.1(b) được xác
định như sau:
1 𝜔0 𝜔
(3.1)
𝑋 =
( − )
𝐿𝐶

𝜔0 𝐶 𝜔

𝜔0

14


trong đó 𝜔0 là tần số góc cộng hưởng của mạch LC song song.
Từ đó ta có:
𝜔𝑐
1
𝐶=
.
𝑍0 𝑔1 𝜔02 − 𝜔𝑐2
{
𝐿 = 1/4𝜋 2 𝑓02 𝐶

(3.2)

trong đó 𝑓0 là tần số cộng hưởng (đỉnh suy hao), 𝑓𝑐 là tần số cắt, g1 (=2) là giá trị thành phần của bộ lọc
thông thấp Butterworth một cực và Z0 (=50 Ω) là trở kháng chuẩn.
Có thể dễ dàng thấy, khi diện tích vùng khoét chữ nhật tăng thì L tăng, làm tần số cắt dịch chuyển

xuống vùng tần số thấp trong khi đó nếu độ rộng khe nối tăng, dung kháng hiệu dụng giảm dẫn đến tần số
cộng hưởng (đỉnh suy hao) chuyển lên vùng tần số cao. Bên cạnh cấu trúc DGS đơn vị, trên thực tế ta có
thể sử dụng cấu trúc DGS chu kỳ. Cấu trúc DGS chu kỳ là cấu trúc gồm có các dạng khoét trên đế được
lặp lại tuần hoàn theo chu kỳ nhất định. Cấu trúc DGS chu kỳ làm tăng hiệu ứng sóng chậm và tăng các
thành phần điện kháng tương đương giúp tùy biến kích thước mạch cao tần linh hoạt hơn. Bằng cách sắp
xếp theo chu kỳ các phần tử DGS đơn vị, độ sâu và băng thông dải chắn có xu hướng phụ thuộc vào số
lượng phần tử đơn vị, hình dạng phần tử đơn vị, khoảng cách giữa các phần tử đơn vị.
Ngoài tác dụng tạo dải chắn, cấu trúc DGS còn có tác dụng tăng trở kháng đường truyền. Như trên
đã phân tích, cảm kháng hiệu dụng của đường truyền khi có cấu trúc DGS sẽ lớn hơn so với khi không có
cấu trúc DGS, trong khi trở kháng đường truyền không tổn hao được xác định là 𝑍𝑙𝑖𝑛𝑒 = √𝐶𝐿𝑙 với Ll là điện
𝑙

cảm trên đơn vị dài đường truyền, Cl là điện dung trên đơn vị dài đường truyền. Khi tồn tại cấu trúc DGS,
dòng điện chạy trên mặt đế sẽ có quãng đường dài hơn làm cho Ll tăng, do đó trở kháng đường truyền sẽ
tăng. Ngoài ra, ta thấy khoảng cách tương đối giữa đường vi dải và mặt phẳng đế cũng tăng lên khiến cho
điện dung trên đơn vị dài đường truyền Cl giảm, do đó góp phần làm trở kháng đường truyền tăng lên.
Những kết quả phân tích về cấu trúc DGS ở trên sẽ được sử dụng làm cơ sở cho việc ứng dụng các cấu
trúc này vào các thiết kế anten MIMO ở các phần tiếp theo.
3.3. Anten MIMO siêu vật liệu có hệ số cách ly cao ứng dụng cho hệ thống WLAN
3.3.1. Thiết kế anten MIMO siêu vật liệu
Cấu trúc của anten đơn siêu vật liệu được biểu diễn trên hình 3. 2(a). Anten được thiết kế trên đế
điện môi FR4 chi phí thấp với hằng số điện môi tương đối εr = 4,4 và tanδ = 0,02.
Cột nối
kim loại

w1
l3
l1
s2

s1 l
2
l5

L

L5

l4

L1

L2
L3

X
Z

Y

Mặt trên

L4

Mặt dưới

(a)

s

Mặt trên

Mặt dưới

(b)

Hình 3.2. Cấu trúc các anten được thiết kế (a) anten đơn siêu vật liệu và (b) anten MIMO siêu vật liệu

Để đảm bảo duy trì kích thước nhỏ gọn trong khi giảm tần số hoạt động, anten được thiết kế dựa
trên mô hình một phần tử đơn CRLH sửa đổi.
Phiến kim
loại

CL

LR

CL1 LR1 /2

LR

LL1

CL
CR

LL

LR1 /2

LL

Cột nối
kim loại

Đế kim
loại

CR1

CR
LLA

(a)

(b)

(c)

Hình 3.3. Cấu trúc đường truyền CRLH (a) Mô hình dạng nấm EBG, (b) Mạch điện tương đương của mô hình
CRLH thông thường và (c) Mạch điện tương đương của mô hình anten đơn siêu vật liệu
15


Mơ hình CRLH thơng thường được biểu diễn trong hình 3.3(a). Đây là mơ hình dạng nấm EBG có
mạch điện tương đương như trên hình 3.3(b). Từ hình vẽ ta thấy, thành phần điện dung nối tiếp LH (C L)
được tạo ra bởi hai tấm bức xạ liền kề ở mặt trên của cấu trúc trong khi thành phần điện cảm song song
LH (LL) được tạo ra bởi dòng điện chạy từ tấm bức xạ qua đường nối kim loại xuống mặt phẳng đế. Đồng
thời, thành phần điện cảm nối tiếp RH (LR) được hình thành bởi dòng điện chạy trên tấm bức xạ và thành
phần điện dung song song RH (CR) được tạo ra do sự sắp xếp song song của tấm bức xạ và mặt phẳng đế.

Mạch tương đương của anten đơn siêu vật liệu được thể hiện trong hình 3.3(c). Trong thiết kế này,
tải siêu vật liệu được triển khai theo cách đối xứng, ở đó thành phần điện dung nối tiếp LH (CL1) được
hình thành do đặt tấm bức xạ và đường tiếp điện ở khoảng cách s1, trong khi thành phần điện cảm song
song LH (LL1) được hình thành theo cách tương tự như cấu trúc CLRH thơng thường. Ngồi ra, một điện
cảm LH bổ sung (LLA) được tạo ra bởi các dải kim loại gấp khúc nối giữa cấu trúc và mặt phẳng đế. Đối
với các thành phần RH, điện cảm nối tiếp RH (LR1) được hình thành bởi tấm bức xạ với chiều dài l1 và
điện dung song song RH (CR1) được hình thành theo cách tương tự như với mơ hình CRLH thơng thường.
Kết quả ta có một anten đơn siêu vật liệu với kích thước của vùng bức xạ là 8,92 x 12,6 mm 2 (0,07λ0 ×
0,1λ0 ở tần số 2,4 GHz), được in trên đế điện mơi kích thước 27 × 30 mm 2. Tần số cộng hưởng trung tâm
của anten siêu vật liệu được xác định như sau:
1
(3.3)
𝑓 =
𝐶

2𝜋√(𝐿𝐿1 + 𝐿𝐿𝐴 )𝐶𝑅1

Mơ hình anten MIMO được xây dựng bằng cách đặt hai anten đơn cách nhau một khoảng 7,5 mm
(0.06λ0 ở tần số 2,4 GHz) tính từ cạnh của mỗi anten đơn, giúp cho kích thước tổng thể của anten MIMO
rất nhỏ gọn. Cấu trúc của anten MIMO được thể hiện trong hình 3.2(b).
Để tăng cường cách ly giữa các anten thành phần của anten MIMO, cấu trúc mặt phẳng đế khơng
hồn hảo được sử dụng trong khơng gian giữa hai anten đơn. Đầu tiên, cấu trúc DGS dạng hai khe hẹp
song song được kht trên mặt phẳng đế. Kết quả là anten MIMO đã đáp ứng u cầu về độ cách ly
nhưng anten MIMO khơng cộng hưởng tốt trong vùng tần số của WLAN. Vì vậy, một cấu trúc DGS hình
chữ I được sử dụng như một mạch phối hợp trở kháng cho anten MIMO như biểu diễn trong hình 3.2(b).
Kết quả cuối cùng ta có một anten MIMO với kích thước tổng cộng của vùng bức xạ là 8,92 × 32,6 mm 2,
đáp ứng tất cả các u cầu của anten MIMO với sự cách ly rất cao giữa các anten thành phần. Các kích
thước của anten siêu vật liệu đơn và anten MIMO như sau: l1=8; l2=0,5; l3=2,8; l4=10,5; l5=6,7; w1=6;
s1=0,42; s1=0,3; L=5; L1=2,5; L2=6; L3=12; L4=2,5; L5=0,5; S=1; đơn vị mm.
3.3.2. Kết quả và thảo luận

0

0

Tham số tán xạ S (dB)

S11 (dB)

Anten
đề xuất

-20

Anten
không tải

-30

-40

S11

-10

-10

1

2

3

4

5

Anten không tải
Anten đề xuất

6

7

8

-20
-30
-40
-50
2.2

Không có DGS
Hai khe khoét
DGS hoàn chỉnh

S21

2.3

2.4

Tần số (dB)

2.5

(a)

Hình 3.4. Mơ phỏng tham số S11 của anten
khơng tải và anten đơn siêu vật liệu

2.6

2.7

Tầ n số (GHz)

(b)

Hình 3.5. (a) Kết quả mơ phỏng tham số tán xạ S và (b) khảo sát mật
độ dòng bề mặt của anten MIMO.

Từ hình 3.4 ta thấy anten khơng tải cộng hưởng ở tần số 6 GHz trong khi anten đơn siêu vật liệu
cộng hưởng ở tần số trung tâm 2,44 GHz. Như vậy có thể kết luận, anten đơn siêu vật liệu đã giảm 60%
kích thước so với anten vi dải có cùng tần số cộng hưởng.
Kết quả mơ phỏng hệ số phản xạ của anten MIMO ban đầu (khơng có DGS), anten MIMO với cấu
trúc DGS hai khe hẹp và anten MIMO với cấu trúc hai khe hẹp cùng với cấu trúc DGS chữ I (có tác dụng
như mạch phối hợp trở kháng) được thể hiện trong hình 3.5(a). Từ kết quả này ta thấy anten MIMO ban
đầu khơng đáp ứng được các điều kiện phối hợp trở kháng do tác động của hiện tượng tương hỗ. Với
anten MIMO có cấu trúc DGS dạng hai khe hẹp, kết quả mơ phỏng tham số tán xạ cho thấy hệ số S21 đã
thấp hơn −18 𝑑𝐵 trên tồn bộ băng tần WLAN. Tuy nhiên, anten chỉ phối hợp trở kháng trên vùng tần số

từ 2,42 GHz đến 2,5 GHz. Khi anten MIMO với cấu trúc DGS đầy đủ được triển khai, kết quả mơ phỏng
cho thấy anten có hệ số cách ly lớn hơn 35 dB trên vùng tần số của WLAN từ 2,38 GHz đến 2,52 GHz.
16


Khảo sát phân bố dòng điện bề mặt khi tiếp điện ở cổng 1 của anten MIMO tại tần số 2,44 GHz ta thấy
thay vì lan truyền sang phần tử thứ hai, mật độ dòng chủ yếu tập trung vào cấu trúc DGS như thể hiện
trong hình 3.5(b). Do đó, ảnh hưởng của dòng điện bề mặt lên phần tử thứ hai đã giảm đáng kể.
0

330

0

-20

300

0

330

0

60
-20

-40 270

-20

0

30

30

300

60

90 -40 270

240

120

210

150

-20

0

90

240

120

210

150
180

180

(a)

(b)

(c)

Hình 3.6. Kết quả đồ thị phương hướng bức xạ trong mặt phẳng (a) xy và (b) yz. (c) Hình ảnh mẫu chế tạo anten

Đồ thị phương hướng bức xạ của anten MIMO ở tần số 2,44 GHz được biểu diễn trên hình 3.6 (a)-(b).
cho ta thấy anten bức xạ đẳng hướng trong mặt phẳng yz.

ECC

Tham số tán xạ S (dB)

Hình 3.7(a) thể hiện kết quả
0.03
0
mơ phỏng và đo đạc tham số
S11
-10
S11 và S21 của anten MIMO

0.02
được thiết kế. Từ kết quả này
-20
có thể thấy anten MIMO được
Mô phỏ ng
-30
Thự c nghiệ m
0.01
thiết kế hoạt động trên phạm vi
-40
S21
tần số từ 2,38 GHz đến 2,5
GHz bao phủ băng tần WLAN.
-50
0.00
2.2
2.3
2.4
2.5
2.6
2.7
2.2
2.3
2.4
2.5
2.6
2.7
Trong khi đó, hệ số cách ly
Tần số (GHz)
Tần số (GHz)

giữa các phần tử (S21) lớn hơn
(a)
(b)
35 dB trên tồn bộ băng tần Hình 3.7. Kết quả mơ phỏng và đo đạc (a) tham số tán xạ và (b) mơ phỏng hệ
WLAN.
số tương quan đường bao của anten MIMO được thiết kế
Hình 3.7(b) biểu diễn kết quả mơ phỏng của hệ số tương quan đường bao của anten MIMO, trong đó giá
trị của nó nhỏ hơn 0,01 trên tồn dải tần số hoạt động. Anten MIMO được thiết kế đã đáp ứng được u
cầu cho hệ thống liên lạc khơng dây trong đó hệ số tương quan đường bao ECC phải nhỏ hơn 0,5.
3.4. Anten MIMO-PIFA hai băng tần ứng dụng cho hệ thống thơng tin 4G-LTE và WiMAX
3.4.1. Thiết kế anten MIMO PIFA hai băng tần
Anten PIFA đơn gồm hai nhánh bức xạ dạng xoắn ốc, đặt đối xứng nhau, với độ dài L1 và L2 khác
nhau. Độ dài của nhánh L2 dài hơn độ dài của nhánh L1, do đó nhánh này cộng hưởng tại tần số thấp hơn
(tần số của 4G-LTE); trong khi đó nhánh L1 sẽ cộng hưởng ở tần số cao hơn (tần số của WiMAX). Ngồi
ra, anten PIFA đơn này còn có được nối với đất thơng qua cột nối kim loại. Anten được tiếp điện bằng
đường truyền vi dải độ rộng Wm . Cấu trúc của anten PIFA đơn được biểu diễn như trong hình 3.8(a). Tần
số hoạt động của anten được tính bằng cơng thức
𝑓𝐶 =

𝑐

4𝐿𝑠𝑝𝑖𝑟𝑎𝑙

(3.4)

trong đó fc là tần số cộng hưởng của mode cơ bản, c là tốc độ của ánh sáng trong khơng gian tự do và
Lspiral là độ dài của nhánh bức xạ. Sau khi tối ưu, chiều dài của nhánh bức xạ xoắn ốc lần lượt là Lspiral_1 =
32,4 mm và Lspiral_2 = 40,5 mm để anten hoạt động ở hai băng tần mong muốn.
Hình 3.8(b) biểu diễn mơ hình anten MIMO PIFA hoạt động trên hai dải tần. Anten MIMO này
gồm hai phần tử anten PIFA đơn giống nhau, cùng nằm trên một lớp đế điện mơi, đặt đối xứng nhau và

cách nhau một khoảng da= 9 mm. Cấu trúc DGS dạng hai khe hẹp được kht trên mặt đế giúp giảm ảnh
hưởng tương hỗ trong anten MIMO ban đầu. Do ta muốn giảm ảnh hưởng tương hỗ ở vùng tần số 1,8
GHz, khe hẹp có chiều dài l=32 mm, chiều rộng wslot=1 mm, khoảng cách hai khe ds=4 mm, tương ứng
với tần số cắt ở 1,8 GHz sẽ được lựa chọn làm tham số thiết kế ban đầu. Các giá trị da và ds được giữ cố
định và chiều dài của khe DGS được tối ưu để đạt được độ cách ly cao nhất khi hai phần tử anten đơn
17


được đặt rất gần nhau. Mô hình chế tạo thực nghiệm của các anten PIFA đơn, anten MIMO khi không có
và khi có cấu trúc DGS được giới thiệu ở hình 38(c).
Các kích thước của anten PIFA đơn và anten MIMO PIFA như sau: LGND=55; Ls=4,5; L0=3,5;
L1=9,3; L2=15,4; Lf=25; WGND=46(với anten đơn) và 65 (với anten MIMO); Ws=4; Ws=2,24; Wm=1,52;
s=0,5; h1=10; h2=6,4; h3=2,1; c=2; g=1,54; đơn vị mm.
c

s

h1

s

LS

hsub

g

L2

L0

h3

da

h2

WS
L1

lslot

Cột nối kim
loại

Wm

ds
wslot

Lgnd

Wf

y
z

Lf

y

x

z

x
Cổng1

Wgnd

(a)

Cổng2

(b)

(c)

Hình 3.8. Cấu trúc của (a) anten PIFA đơn; (b) anten MIMO PIFA và (c) Hình ảnh mẫu chế tạo anten
3.3.2. Kết quả và thảo luận

Tần số (GHz)

Tần số (GHz)

(a)

(b)

(c)

Hình 3.9. Mô phỏng tham số tán xạ của anten MIMO ban đầu. (b) Khảo sát chiều dài khe hẹp DGS và (c) Khảo
sát phân bố dòng điện mặt của anten MIMO tại tần số 1,8 GHz.
0

5

330

30

0
-5

300

Maët phaúng E
Maët phaúng H

-5

90

-10

(a)

300

Maët phaúng E

Maët phaúng H

60

-15 270

90

-10

240

120

0
5

30

-10

-15 270

Tần số (GHz)

330

0

60

-10

-5

0

5

-5

240

120

0

210

150
180

(b)

5

210

150
180

(c)

Hình 3.10. (a) Kết quả mô phỏng và đo đạc tham số tán xạ của anten MIMO PIFA. (b) Đồ thị phương hướng bức
xạ của anten MIMO PIFA tại tần số (b)1,8 GHz và (c) 2,33 GHz.

Hình 3.9(a) biểu diễn các giá trị hệ số phản xạ (S11) và tương hỗ giữa hai cổng (S21) của anten
MIMO PIFA ban đầu. Khi hai phần tử anten được ghép trên cùng một đế điện môi, anten MIMO có độ
cách ly đạt yêu cầu (lớn hơn 16 dB) tại dải tần 2,3 GHz, tuy nhiên giá trị này tương đối thấp tại dải tần 1,8
GHz, chỉ đạt khoảng 8 dB tại tần số trung tâm. Sự phụ thuộc của chiều dài của khe đến ảnh hưởng tương
hỗ lên được biểu diễn trên hình 3.9(b) (với giá trị bề rộng khe giữ cố định là wslot=1mm). Ta có thể thấy
anten đạt được độ cách ly cao, lớn hơn 24 dB tại dải tần 1,8 GHz với chiều dài khe Lslot = 25 mm trong
khi cách ly tại dải tần 2,3 GHz lớn hơn 18 dB. Giá trị tối ưu của kích thước khe để đạt được giá trị tương
hỗ tối thiểu ở cả hai băng tần là khi Lslot = 24,4 mm và wslot=0,92 mm. Khảo sát dòng điện mặt của anten
18


MIMO tại tần số 1,8 GHz trên hình 3.9(b) cho ta thấy dòng điện chủ yếu tập trung tại cấu trúc DGS dạng
hai khe hẹp, do đó không còn ảnh hưởng mạnh tới phần tử thứ hai.
Kết quả đo thực nghiệm mô hình anten MIMO PIFA có sử dụng cấu trúc DGS dạng hai khe hẹp
được trình bày ở hình 3.10(a). Từ hình vẽ cho thấy các kết quả mô phỏng và đo thực nghiệm là khá tương
đồng. Anten MIMO sử dụng khe DGS hoạt động ở hai dải tần và bao phủ hoàn toàn băng thông yêu cầu
của hệ thống 4G-LTE 1800 MHz và WiMAX 2300 MHz, đồng thời thỏa mãn yêu cầu về cách ly trong
các anten MIMO khi hệ số truyền đạt giữa các cổng (S 21) luôn nhỏ hơn -22 dB ở cả hai dải tần hoạt động.
Hình 3.10(b)-(c) biểu diễn đồ thị phương hướng bức
xạ của anten MIMO PIFA. Từ các hình này dễ dàng nhận
thấy, anten bức xạ đẳng hướng trong mặt phẳng H ở cả
hai tần số trung tâm của hai băng tần hoạt động. Kết quả
mô phỏng của hệ số tương quan đường bao của anten
MIMO được biểu diễn ở hình 3.11. Ta thấy rằng, giá trị

ECC của anten MIMO được thiết kế luôn nhỏ hơn 0,04
trên cả hai băng tần hoạt động. Do đó anten MIMO đáp
ứng được yêu cầu cho hệ thống liên lạc không dây.
3.6. Tổng kết chương
Trong chương này, giải pháp sử dụng cấu trúc mặt phẳng
đế không hoàn hảo dạng hai khe hẹp đã được đề xuất và
Tần số (GHz)
sử dụng thành công trong việc giảm ảnh hưởng tương hỗ
khi thiết kế hai mô hình anten MIMO có kích thước nhỏ Hình 3.11. Kết quả mô phỏng hệ số tương quan
gọn ứng dụng cho các thiết bị cầm tay di động. Hai anten
đường bao của anten MIMO PIFA
được thiết kế bao gồm:
(1) Anten MIMO siêu vật liệu 2x2 cho hệ thống thông tin WLAN chuẩn IEEE 802.11n đã được
thiết kế, phân tích, mô phỏng, chế tạo và đo thực nghiệm. Nguyên lý siêu vật liệu điện từ dạng phức hợp
(CRLH) được áp dụng để giảm khoảng 60% kích thước của anten đơn so với anten vi dải có cùng tần số
cộng hưởng. Mô hình anten MIMO gồm hai phần tử anten đơn ghép cạnh nhau trên cùng đế điện môi với
khoảng cách tính từ cạnh của mỗi anten đơn là 7,5 mm (0.06λ0 ở tần số 2,4 GHz), giúp cho kích thước
tổng thể của anten MIMO rất nhỏ gọn. Với sự có mặt của cấu trúc DGS ở mặt đế giữa hai phần tử bức xạ,
tương hỗ giữa hai anten thành phần đã được giảm đi đáng kể, với hệ số cách ly cổng lớn hơn 35 dB và hệ
số tương quan đường bao nhỏ hơn 0,01 trên toàn bộ dải tần hoạt động từ 2,4 đến 2,48 GHz.
(2) Anten MIMO PIFA 2×2 hai băng tần cho hệ thống thông tin 4G-LTE (1710-1880 MHz) và
WiMAX (2305-2360 MHz) kích thước nhỏ gọn đã được thiết kế, phân tích, chế tạo và đo đạc thực
nghiệm. Anten PIFA đơn được thiết kế dựa trên công nghệ mạch dải gồm hai nhánh bức xạ xoắn ốc, được
đặt đối xứng nhau để đạt được băng thông hoạt động theo yêu cầu. Anten MIMO gồm hai anten PIFA
đơn đặt cách nhau 9 mm (0,054λ0 ở tần số 1,8 GHz), có hệ số cách ly lớn hơn 22 dB và hệ số tương quan
đường bao luôn nhỏ hơn 0,04 trên cả hai dải tần là nhờ sử dụng cấu trúc DGS dạng hai khe hẹp.
CHƯƠNG 4. GIẢI PHÁP SỬ DỤNG MẠNG CÁCH LY ĐƯỜNG TRUYỀN VI DẢI TRONG
THIẾT KẾ ANTEN MIMO HAI BĂNG TẦN
4.1. Giới thiệu chương
Trong chương này, một kỹ thuật cách ly hai băng tần sử dụng mạng cách ly đường truyền vi dải

(TLDN) được đề xuất và phân tích. TLDN gồm một đường truyền trở kháng lớn, ở giữa là một dây chêm
hở mạch. Để đạt được hệ số cách ly cao giữa các anten thành phần, cấu trúc TLDN được nối song song về
mặt điện với anten MIMO sau khi đã nối qua bộ chuyển đổi dẫn nạp. Để chứng minh tính khả thi của cấu
trúc đề xuất, hai anten MIMO hai băng tần đã được thiết kế, chế tạo, đo đạc. Anten thứ nhất là anten hai
băng tần 2,45 GHz và 5.25 GHz cho hệ thống WLAN, anten thứ 2 là anten hai băng tần LTE 1.8GHz và
WIMAX 3.5 GHz. Kết quả là cả hai anten MIMO đều đạt hệ số cách ly cao, hiệu suất lớn và hệ số tương
quan đường bao ECC nhỏ. Qua đó cho thấy kỹ thuật sử dụng TLDN đã cải thiện cách ly cho anten MIMO
với cấu trúc đơn giản, giá thành rẻ và dễ chế tạo, có khả năng ứng dụng trong các thiết bị di động, PDA
hoặc Laptop.
4.2. Phương pháp luận thiết kế
4.2.1. Mô hình anten
Hình 4.1 là mô hình mạch điện của hai anten tương hỗ
19


được nối song song với cấu trúc mạng cách ly đề xuất và
Hệ anten hai băng tần
kết hợp với một mạng phối hợp trở kháng 2 băng tần
Y A 
(DMN). Rõ ràng, hai anten hai băng tần dạng đối xứng
Y A'
Z ,l
Z ,l
có cấu trúc bất kỳ đặt gần nhau có thể được biểu diễn
Bộ chuyển đổi dẫn nạp
Z ,l
Z ,l
thông qua một ma trận dẫn nạp [𝑌 𝐴 ] kích thước 2x2 với
các phần tử là dạng phức. Trước khi nối vào mạng cách
ly, hai anten được nối tới bộ biến đổi dẫn nạp. Do đó, ma

DMN
′
DMN
L
L
trận dẫn nạp mới sẽ được biểu diễn dưới dạng [𝑌 𝐴 ]. Để
C
C
C
tạo ra sự cách ly giữa hai anten, mạng cách ly là một
đường truyền vi dải cùng với một dây chêm hở mạch ở
Mạng cách ly
giữa, được nối song song với hai anten tương hỗ. Giả sử
mạng cách ly không tổn hao, các phần tử của ma trận dẫn
Hình 4.1. Mô hình mạch điện của anten MIMO
nạp của mạng cách ly [𝑌 𝐷 ] sẽ có giá trị thuần ảo. Dẫn
nạp tổng của anten với mạng cách ly sẽ là tổng của hai gồm hai anten đơn nối song song với mạng
cách ly đề xuất kết hợp với một mạng phối hợp
ma trận dẫn nạp thành phần, được biểu diễn như sau:
1

1

1

1

2

2

2

2

 

Port 1

Port 2

1

2

1

trở kháng.

′

𝑌 = [𝑌 𝐴 ] + [𝑌 𝐷 ] = [

𝐴′

𝐴′

𝐷
𝐷
𝑌11 (𝜔) 𝑌12 (𝜔)

𝑌 (𝜔) + 𝑌11
(𝜔) 𝑌12 (𝜔) + 𝑌12
(𝜔)
]= [ 11
]
′
′
𝐴 ( )
𝐷
𝐴 ( )
𝐷
𝑌21 (𝜔) 𝑌22 (𝜔)
𝑌21 𝜔 + 𝑌21 (𝜔) 𝑌22 𝜔 + 𝑌22 (𝜔)

(4.1)

trong đó 𝜔 là tần số hoạt động của anten.
Dễ dàng nhận thấy qua phép biến đổi từ ma trận S thành ma trận Y, hai cổng sẽ cách ly tốt trong băng
tần hoạt động khi:
𝐴′ (
𝐷(
(4.2a)
𝑌21 (𝜔𝐿 ) = 𝑌21
𝜔𝐿 ) + 𝑌21
𝜔𝐿 ) ≈ 0
và
𝐴′ (
𝐷(
(4.2b)
𝑌21 (𝜔𝐻 ) = 𝑌21

𝜔𝐻 ) + 𝑌21
𝜔𝐻 ) ≈ 0
trong đó 𝜔𝐿 và 𝜔𝐻 tương ứng là các tần số hoạt động ở vùng băng tần thấp và vùng băng tần cao của
anten.
Do ma trận [𝑌 𝐷 ] là thuần ảo, từ (4.2a) và (4.2b) ta có được điều kiện để có sự cách ly là
𝐴′ (
(4.3a)
𝑅𝑒{𝑌21
𝜔𝐿 )} ≈ 0
′
𝐴 (
𝐷(
(4.3b)
𝑗. 𝐼𝑚{𝑌21
𝜔𝐿 )} + 𝑌21
𝜔𝐿 ) ≈ 0
và
𝐴′ (
(4.4a)
𝑅𝑒{𝑌21
𝜔𝐻 )} ≈ 0
′
𝐴 (
𝐷(
(4.4b)
𝑗. 𝐼𝑚{𝑌21
𝜔𝐻 )} + 𝑌21
𝜔𝐻 ) ≈ 0.
Do yêu cầu chính của mạng cách ly là giúp thỏa mãn điền kiện cách ly 4.2 và 4.3 nhưng có thể
không đồng thời thỏa mãn điền kiện phối hợp trở kháng. Vì vậy, một mạng phối hợp trở kháng sẽ cần

được thêm vào mỗi cổng của anten để giúp tăng cường khả năng phối hợp trở kháng của toàn hệ anten.
4.2.2. Bộ biến đổi dẫn nạp hai băng tần
𝐴( )
Để thỏa mãn điều kiện (4.3a) và (4.4a) một cách đồng thời, dẫn nạp tương hỗ dạng phức 𝑌21
𝜔
của hai anten thành phần phải được chuyển đổi thành giá trị thuần ảo tại hai tần số trung tâm của hai băng
tần hoạt động của anten. Trong chương này, bộ biến đổi dẫn nạp dạng hai đoạn, trở kháng nhảy bậc bao
gồm hai đoạn đường truyền với trở kháng đặc tính tương ứng là 𝑍1 và 𝑍2 và độ dài vật lý tương ứng là 𝑙1
và 𝑙2 được sử dụng. Do đó, giá trị của 𝑍1 , 𝑍2 cùng với giá trị của 𝑙1 , 𝑙2 có thể được tối ưu để thỏa mãn
điều kiện (4.3a) và (4.4a) một cách đồng thời trong khi tối thiểu hóa sự suy giảm điều kiện phối hợp trở
kháng.
4.2.3. Mạng cách ly sử dụng đường truyền vi dải (TLDN)
Cấu trúc và mô hình mạch điện của mạng cách ly đề xuất được mô tả tương ứng trên hình 4.2(a) và hình
4.2(b).
Mạng cách ly là một đường vi dải ngắn, trở kháng lớn
với trở kháng là 𝑍𝐷 (hai đầu đường vi dải là trường
ld2
Wd
truyền trở kháng nhỏ 𝑍0 ), ở giữa là một dây chêm hở
mạch. Tương ứng với chiều dài của đường vi dải và dây
Z
Z
Z
chêm là 𝑙𝑑1 và 𝑙𝑑2 , giả sử 𝑙𝑑1 ⁄2 < 𝜆𝑔 /8 và 𝑙𝑑2 ⁄2 <
ld1
0

20

D

0


𝜆𝑔 /8, trong đó 𝜆𝑔 là bước sóng trong đế điện môi, các
tham số mạch điện trong mô hình mạch điện tương
đương có thể được xác định như sau:

(a)
L

L

C1

𝑍𝐷 𝑙𝑑1 √𝜀𝑒
𝑙𝑑1 √𝜀𝑒
𝑙𝑑2 √𝜀𝑒
𝐿=
; 𝐶1 =
; 𝐶2 =
2. 𝑐
2. 𝑐. 𝑍𝐷
𝑐. 𝑍𝐷

C1

C2

(4.2)

(b)
trong đó 𝜀𝑒 là hằng số điện môi hiệu dụng, c là vận tốc
ánh sáng trong không gian tự do.
Hình 4.2. (a) Cấu trúc và (b) mô hình mạch
Các thành phần của ma trận dẫn nạp của mạng cách ly điện của mạng cách ly đề xuất.
[𝑌 𝐷 ] được xác định như sau:
(1 −
𝐷( )
𝐷( )
𝑌11
𝜔 = 𝑌22
𝜔 = 𝑗 𝜔𝐶1 +

trong đó 𝜔02 = 1⁄𝐿𝐶 .

[

𝜔2
)
𝜔02

𝜔2
𝜔𝐿 ( 2 − 2)
𝜔0
]

𝐷( )
𝐷( )
𝑌21
𝜔 = 𝑌12

𝜔 =

;

−𝑗
𝜔2
𝜔𝐿 ( 2 − 2)
𝜔0

(4.3)

2

Từ (4.3) nhận thấy, ta có thể điều chỉnh chiều dài 𝑙𝑑1 ,𝑙𝑑2 và chiều rộng của đường vi dải 𝑤𝑑 để thỏa mãn
điều kiện (4.3b) và (4.4b) của một cặp anten cho trước một cách đồng thời. Cùng lúc đó, phần ảo của
𝐷
𝑌11
(𝜔) khác không ở cả hai băng tần hoạt động của anten, do vậy cần đưa thêm một mạng phối hợp trở
kháng để bù lại sự thay đổi của thành phần dẫn nạp này.
4.3. Anten MIMO hai băng tần sử dụng TLDN
4.3.1. Thiết kế các anten MIMO hai băng tần
Thiết kế ban đầu của anten MIMO hai băng tần cho hệ thống WLAN 2,4 GHz và 5,25 GHz và cho
hệ thống LTE 1,8 GHz và WiMAX 3,5 GHz được biểu diễn tương ứng trên hình 4.3 và hình 4.4. Mỗi
anten MIMO gồm hai anten đơn cực giống nhau, được đặt cách nhau một khoảng cách d. Kích thước các
anten như sau:
- Anten thứ nhất: WSUB=55; LSUB=80; LGND=50; LL=21,79; LH=5,54; wL=3; wH=3,5; h=3,55;
LE=2; d=8,5; w0=3; đơn vị mm.
- Anten thứ hai: WSUB=55; LSUB=100; LGND=60; LL=22,83; LH=9,4; wL=3; wH=3,17; h=2,43;
LE=2,5; d=9,5; w0=3; dL=4,03; dH=2,94; hA=3,82; đơn vị mm.
Các kết quả từ hình hình 4.3 và 4.4 cũng cho thấy, các anten MIMO phối hợp trở kháng ở cả hai

băng tần hoạt động nhưng hệ số cách ly ở hai băng tần đều thấp. Với anten thứ nhất, ở băng tần 2,45
GHz, S21 khoảng −6 dB và ở băng tần 5,25 GHz giá trị S21 khoảng −10 𝑑𝐵; với anten thứ 2, ở băng tần
1,8 GHz, S21 khoảng −6,5 dB và ở băng tần 3,5 GHz giá trị S21 khoảng −8,5 dB. Các giá trị này đều chưa
đạt yêu cầu về cách ly của anten MIMO với giá trị thường sử dụng của S21 là −15 𝑑𝐵. Hình 4.6 biểu diễn
cấu trúc các anten MIMO cùng với bộ chuyển đổi dẫn nạp được thiết kế theo cách đã trình bày trong mục
4.2.2.
WSUB
WL

Điện môi
(FR4)

WL
d

LSUB

LH

W0

h

LE

LGND

Y
Z

LL

WH

LL

X

Biên độ tham số S (dB)

WH

Điện môi
(FR4)

dL

dH
d
w0

LH
hA

LE

LSUB

h

Mô phỏng
Mô phỏng
Đo đạc
Đo đạc

LGND

Lớp đất

Y

Tần số (GHz)

Z

X

Biên độ tham số S (dB)

WSUB

Mô phỏng
Mô phỏng
Đo đạc
Đo đạc

Lớp đất

Tần số (GHz)

Hình 4.3. Cấu trúc và kết quả mô phỏng tham số tán xạ
S của mô hình ban đầu anten thứ nhất.

Hình 4.4. Cấu trúc và kết quả mô phỏng tham số tán
xạ S của mô hình ban đầu anten thứ hai.

Các kích thước của bộ chuyển đổi dẫn nạp của anten thứ nhất là: l1=3,14 mm, l2=13,4 mm; w2 =
2,6 mm, của anten thứ hai là: l1=5 mm, l2=15,7 mm; w2 = 2,7 mm. Từ kết quả mô phỏng trên hình 4.5 và
𝐴′ ( )
4.6 ta thấy phần thực của dẫn nạp tương hỗ 𝑅𝑒{𝑌21
𝜔 } gần bằng không đồng thời ở tần số trung tâm của
cả hai băng tần hoạt động. Cùng lúc đó, các anten vẫn đảm bảo sự phối hợp trở kháng trong hai băng tần
hoạt động ở mức chấp nhận được.
21


Điện môi
(FR4)

Phần thực và ảo của
dẫn nạp tương hỗ

Điện môi
(FR4)

l2

w2

LE

l1
w2

Phần thực và ảo của
dẫn nạp tương hỗ

LE
l1

l2

Y
X

Z

Lớp đất

Y

Tần số (GHz)

Z

Hình 4.5. Cấu trúc bộ chuyển đổi dẫn nạp và và kết quả
mô phỏng tham số của mô hình anten thứ hai.

X

Lớp đất

Tần số (GHz)

Hình 4.6. Cấu trúc bộ chuyển đổi dẫn nạp và và kết
quả mô phỏng tham số của mô hình anten thứ hai.

lb
wd
dx

la2

la3

Điện môi
(FR4)

w0
la1

Tần số (GHz)

Y

Y
Z

Dẫn nạp

Dẫn nạp

Điện môi
(FR4)

X

X

Z

Lớp đất

Tần số (GHz)

(a)

Lớp đất

Hình 4.7. Cấu trúc hai mô hình
anten và mạng cách ly TLDN.

(b)

Hình 4.8.Các kết quả mô phỏng:dẫn nạp truyền dẫn, phản xạ của mạng cách
ly và dẫn nạp tương hỗ của (a) anten thứ nhất và (b) anten thứ hai.

Các anten MIMO ban đầu với bộ chuyển đổi dẫn nạp được nối song song với mạng cách ly đề
xuất để triệt tiêu phần ảo của dẫn nạp tương hỗ ở cả hai băng tần như thể hiện trên hình 4.7. Kích thước
của mạng cách ly cho anten thứ nhất là: la1=2; la2=4,14; la3=2,46; lb=2,44; wd=1,02; dx=0,99, cho anten
thứ hai là: la1=2; la2=4,01; la3=9,2; lb=6,96; wd=1,09; dx=0,91; đơn vị mm. Từ kết quả mô phỏng ở hình

4.8 ta thấy, phần thực và phần ảo của dẫn nạp tương hỗ của anten MIMO sau khi nối với mạng cách ly
TLDN xấp xỉ bằng không đồng thời trong cả hai băng tần 2,45 GHz và 5,25 GHz của anten MIMO thứ
nhất và hai băng tần 1,8 GHz và 3,5 GHz của anten MIMO thứ hai. Vì vậy, tương hỗ giữa hai anten thành
phần của các anten MIMO đã bị triệt tiêu. Tuy nhiên, cùng lúc đó, phần ảo của dẫn nạp phản xạ của mạng
𝐷
cách ly 𝑌11
(𝜔) cos giá trị khác 0 ở các băng tần hoạt động; dẫn đến sự suy giảm đặc tính phối hợp trở
kháng của các anten MIMO.
Điện môi
(FR4)

Biên độ tham số S (dB)

lma

Wma

Wmb

Wma

lma

Wmb

lmb

Wmc
W0

lmc2

Ws

Port 2

ls

lmb
Wmc

lmc1

lmc1

Port 1

lmc2

Port 1

X

Lớp đất

ls

Port 2

Đo đạc

Đo đạc
Mô phỏng
Mô phỏng

Đo đạc
Đo đạc
Mô phỏng
Mô phỏng

Ws

W0

Y
Z

Biên độ tham số S (dB)

Điện môi
(FR4)

Y
Z

Tần số (GHz)

X

Lớp đất

Hình 4.9. Mô hình hoàn chỉnh của anten các
MIMO

(a)

Tần số (GHz)

(b)

Hình 4.10. Kết quả mô phỏng và đo đạc tham số tán xạ của
anten MIMO (a) thứ nhất và (b) thứ hai.

Vì vậy, ta phải thiết kế và đưa thêm vào mỗi cổng của anten MIMO một mạng phối hợp trở kháng 2 băng
tần để đảm bảo tính năng phối hợp trở kháng của toàn bộ anten MIMO. Hình 4.9 là mô hình đẩy đủ của
anten MIMO hai băng tần bao gồm bộ phối hợp trở kháng hai băng. Bộ phối hợp trở kháng hai băng được
thiết kế sử dụng hai đoạn đường truyền có trở kháng nhảy bậc kết hợp với dây chêm mắc song song tại
đầu vào. Kích thước bộ phối hợp trở kháng của anten thứ nhất là: lma=3,97; lmb=6,75; lmc1=8,73;
lmc2=4,82; wmb=1,73; wmc=3,18; ls=3,77; ws=1,84, và của anten thứ hai là: lma=7,83; lmb=11,41;
lmc1=5,12; lmc2=11; wmb=1,52; wmc=2,02; ls=6; ws=1,48; đơn vị mm.
22


Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2
Cổng 2

Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2

Cổng 2

Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2
Cổng 2

(a)

Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2
Cổng 2

(b)

Hình 4.11. Kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ của anten thứ nhất trong mặt phẳng xy và xz tại tần số (a) 2,45 GHz và
(b) 5,25 GHz khi tiếp điện ở từng cổng.
4.3.2. Kết quả và thảo luận

Hình 4.10 biểu diễn kết quả mô phỏng và đo đạc thực nghiệm tham số tán xạ của hai anten MIMO. Kết
quả cho thấy cả hai anten đáp ứng được điều kiện cộng hưởng và cách ly ở cả hai băng tần hoạt động.
Hình 4.11 – 4.12 biểu diễn kết quả mô phỏng đồ thị phương hướng bức xạ trong mặt phẳng xoy và xoz tại
tần số 2,45 GHz và 5,25 GHz (với anten thứ nhất) và tại tần số 1,8 GHz và 3,5 GHz (với anten thứ 2) khi
anten được tiếp điện lần lượt ở cổng 1 và cổng 2. Sự khác biệt của đồ thị phương hướng bức xạ khi tiếp
điện từng cổng ở mỗi tần số thể hiện sự phân tập về đồ thị bức xạ của các anten MIMO
Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2
Cổng 2

Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2
Cổng 2

Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2
Cổng 2

Cổng 1
Cổng 1
Cổng 2
Cổng 2

(a)

(b)

Hình 4.12. Kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ của anten thứ hai trong mặt phẳng xy và xz tại tần số (a) 1,8 GHz và
(b) 3,5 GHz khi tiếp điện ở từng cổng.

Kết quả mô phỏng hiệu suất của anten thứ nhất cho thấy
nó đạt giá trị khoảng 85% và 64% tương ứng ở tần số
trung tâm của băng tần thấp (2,45 GHz) và băng tần cao
(5,25 GHz). Trong khi đó với anten 2, giá trị này đạt được
khoảng 88% và 64% tương ứng ở tần số trung tâm của
băng tần thấp (1,8 GHz) và băng tần cao (3,5 GHz). Hiệu
suất này có thể đạt được giá trị cao hơn đặc biệt ở các vùng

Tần số (GHz)
tần số cao nếu ta sử dụng đế điện môi có suy hao thấp hơn
Hình 4.13. Hệ số tương quan đường bao của
(Roger, Duroid,…).
hai anten MIMO

Kết quả tính hệ số ECC của các anten MIMO được biểu
diễn ở hình 4.13. Cả hai anten MIMO đạt hệ số tương quan rất thấp, nhỏ hơn 0,04 trên cả hai băng tần
hoạt động của từng anten. Điều này cho thấy, các anten MIMO được thiết kế có khả năng ứng dụng tốt
trong các thiết bị của hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới dựa trên công nghệ MIMO.
4.4. Tổng kết chương
Trong chương này, giải pháp sử dụng mạng cách ly đường truyền vi dải TLDN nhằm cải thiện hệ số
cách ly cho anten MIMO hai băng tần đã được đề xuất và phân tích. Nội dung chính của chương có thể
tóm tắt như sau:
(1) Đề xuất và phân tích một mạng cách ly TLDN dùng cho việc tăng cách ly cổng của anten
MIMO hai băng tần. Mạng cách ly có cấu trúc đơn giản, dễ chế tạo và chi phí thấp bao gồm đường truyền
trở kháng lớn cùng với một dây chêm hở mạch nối ở giữa. Mạng cách ly sẽ tạo ra điện nạp truyền dẫn có
cùng độ lớn nhưng ngược dấu với điện nạp tương hỗ của các anten thành phần trong anten MIMO, đồng
thời ở hai dải tần số hoạt động của một anten MIMO hai băng tần. Nhờ đó có mạng cách ly TLDN, các
23


cổng của anten MIMO hai băng tần sẽ có hệ số cách ly cao để thỏa mãn yêu cầu hoạt động của một anten
MIMO.
(2) Thiết kế thành công hai mẫu anten MIMO hai băng tần sử dụng mạng cách ly TLDN đã đề xuất.
Anten thứ nhất là anten MIMO hai băng tần WLAN 2,4 GHz và WLAN 5,25 GHz trong khi anten thứ hai
là anten MIMO hai băng tần LTE 1,8 GHz và WiMAX 3,5 GHz. Bằng việc thiết kế tối ưu tham số của
mạng cách ly TLDN, các anten MIMO được thiết kế ngoài việc có khả năng hoạt động tốt ở các dải tần
yêu cầu, chúng còn có độ cách ly cổng cao và hệ số tương quan đồ thị bức xạ giữa các cổng thấp. Vì vậy,
các anten MIMO hai băng tần này có thể tích hợp trong các thiết bị như điện thoại di động, máy tính xách

tay hoặc PDA,… hoạt động trong các hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới.
KẾT LUẬN
Ở Chương 1, luận án đã trình bày tổng quan về đặc điểm hệ thống thông tin MIMO, trong đó tập
trung phân tích các đặc điểm kênh truyền không dây, các thông số và các nguyên nhân gây ra ảnh hưởng
tương hỗ trong anten MIMO. Về cơ bản, ảnh hưởng tương hỗ là một trong những yếu tố quyết định đến
khả năng hoạt động của anten MIMO. Với xu hướng tích hợp đa địch vụ vào trong các thiết bị vô tuyến
có kích thước nhỏ gọn thì vấn đề này càng trở nên cấp bách. Đồng thời, luận án cũng đã phân tích chi tiết
về các giải pháp để giảm thiểu tương hỗ, nâng cao cách ly cho anten MIMO. Đây chính là các cơ sở khoa
học để đưa ra các đề xuất và thực hiện thiết kế các mô hình anten MIMO cho các hệ thống thông tin vô
tuyến thế hệ mới trong luận án này. Các nội dung đề xuất chính trong luận án được giới thiệu và trình bày
ở Chương 2, Chương 3 và Chương 4. Lần lượt ở mỗi chương, giải pháp phần tử ký sinh, cấu trúc mặt
phẳng đế không hoàn hảo (DGS) và mạng cách ly đường truyền vi dải đã được sử dụng để giảm tương hỗ
và tăng cường cách ly giữa các phần tử anten, đồng thời thu gọn đáng kể kích thước của những anten
MIMO được thiết kế. Các kết quả phân tích, thiết kế được thực hiện bằng mô phỏng và đều được kiểm
chứng bằng các kết quả đo thực nghiệm.
Đóng góp khoa học của luận án

(1) Phát triển và thực hiện giải pháp giảm ảnh hưởng tương hỗ sử dụng phần tử ký sinh cấu trúc bộ
cộng hưởng đa mode và cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch trong thiết kế hai mô hình anten MIMO băng
thông siêu rộng. Hai mô hình anten MIMO cho hệ thống UWB và EWB đã được phân tích, thiết kế, chế
tạo và đo thực nghiệm. Các kết quả mô phỏng và thực nghiệm cho thấy, hai mô hình anten được thiết kế
đáp ứng yêu cầu về băng thông hoạt động, đảm bảo hệ số cách ly và hệ số tương quan của một anten
MIMO cho các hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới.
(2) Phát triển và thực hiện giải pháp giảm ảnh hưởng tương hỗ sử dụng cấu trúc mặt phẳng đế
không hoàn hảo dạng hai khe hẹp trong thiết kế hai mô hình anten MIMO kích thước nhỏ gọn. Các phần
tử anten đơn được thiết kế sử dụng nguyên lý cấu trúc siêu vật liệu điện từ dạng phức hợp (CRLH) và
dạng PIFA với nhánh cộng hưởng gấp xoắn ốc để thu gọn kích thước phần tử bức xạ. Các kết quả mô
phỏng và thực nghiệm đã chứng minh được tính khả thi của các mô hình anten MIMO được thiết kế khi
đáp ứng được các yêu cầu về dải tần hoạt động, độ cách ly và tính tương quan về đồ thị bức xạ.
(3) Phát triển và thực hiện giải pháp tăng cường cách ly cổng sử dụng mạng cách ly đường truyền vi

dải TLDN trong thiết kế hai mô hình anten MIMO hai băng tần. Với nhiệm vụ triệt tiêu dẫn nạp tương hỗ
của các anten thành phần của anten MIMO hai băng tần, mạng cách ly TLDN đã được áp dụng để thiết kế
hai mô hình anten MIMO cho hệ thống hai băng tần WLAN 2,4 GHz/5,25 GHz và hệ thống hai băng tần
LTE 1,8 GHz /WiMAX 3,5 GHz. Các kết quả mô phỏng và thực nghiệm cho thấy các anten MIMO có
băng thông hoạt động đáp ứng các dải tần thiết kế và đảm bảo được yêu cầu của hệ thống thông tin vô
tuyến dựa trên công nghệ MIMO về hệ số cách ly và tính tương quan đồ thị bức xạ.
Hướng phát triển của luận án

- Nghiên cứu các kỹ thuật cải thiện cách ly ứng dụng trong thiết kế các anten MIMO có cấu hình
nhiều phần tử hơn (3x3, 4x4, 5x5…).
- Nghiên cứu ứng dụng các thuật toán tối ưu (GA, PSO,…) để thiết kế tối ưu mô hình anten MIMO,
tăng tốc độ và độ chính xác của việc phân tích cấu trúc.
- Nghiên cứu thiết kế các mô hình anten MIMO nhiều hơn hai băng tần sử dụng cho thiết bị di
động.
- Nghiên cứu sử dụng vật liệu Graphene trong thiết kế anten MIMO.
24