Thuật toán đa truy nhập cho mạng thông tin di động sử dụng công nghệ mimo OFDMA

bộ giáo dục và đào tạo
trờng đại học bách khoa hà nội
-----------XW-----------

LÊ đình trờng

Thuật toán đa truy nhập cho mạng thông tin
di động sử dụng công nghệ mimo-ofdma

Chuyờn ngnh: K Thut in T

LUậN VĂN THạC Sỹ KHOA HọC
NGàNH: điện tử viễn thông

ngời hớng dẫn: PGS.TS NGUYễN VĂN ĐứC

Hà Nội 10/2010


LỜI CAM ĐOAN
Tôi xin cam đoan Luận Văn Thạc sỹ Khoa học này là do tôi nghiên cứu và thực
hiện dưới sự hướng dẫn của PGS. TS Nguyễn Văn Đức. Các kết quả tham khảo từ
các nguồn tài liệu cũng như các công trình nghiên cứu khoa học khác được trích dẫn
đầy đủ. Nếu có gì sai phạm về bản quyền, tôi xin hoàn toàn chịu trách nhiệm trước
nhà trường.

Hà Nội, tháng 10 năm 2010

Lê Đình Trường

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 1 

MỤC LỤC
LỜI CAM ĐOAN....................................................................................................1
DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT ..................................................................................4
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ .................................................................................6
LỜI NÓI ĐẦU ........................................................................................................8
CHƯƠNG 1 : HỆ THỐNG MIMO..........................................................................9
1.1. Kênh MIMO ................................................................................................9
1.2. Các Kỹ thuật phân tập tín hiệu. ...................................................................11
1.2.1. Phân tập tần số .....................................................................................12
1.2.2. Phân tập thời gian ................................................................................12
1.2.3. Phân tập không gian.............................................................................13
1.4. Dung lượng kênh truyền hệ thống MIMO ...................................................15
1.5. Mã Hóa Không Gian -Thời Gian STC.........................................................19
1.5.1. Mã hóa không gian thời -gian khối STB...............................................20
1.5.2. Mã hóa không gian -thời gian lới STTC ..............................................25
1.5.3. Mã hóa không gian -thời gian lớp BLAST ..........................................28
CHƯƠNG 2 : HỆ THỐNG MIMO-OFDM ...........................................................29
2.1. Hệ thống MIMO -OFDM............................................................................30
2.1.1. Mô hình hệ thống MIMO -OFDM........................................................30
2.1.2. Mô hình hệ thống MIMO-OFDM Alamouti .........................................32
2.1.3. Mô hình hệ thống MIMO-OFDM V-BLAST .......................................36
2.1.4. Mô hình tín hiệu MIMO đa sóng mang ................................................39
2.2. Dung lượng của hệ thống MIMO – OFDM . ...............................................46
CHƯƠNG 3 : NGHIÊN CỨU PHƯƠNG PHÁP TRUY NHẬP CHO HỆ THỐNG
MIMO-OFDMA....................................................................................................47
Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 2 

3.1. Công nghệ đa truy cấp OFDMA .................................................................47
3.1.1. Khái niệm ............................................................................................48
3.1.2. Đặc điểm..............................................................................................49
3.1.3. OFDMA nhảy tần ................................................................................50
3.1.4. Hệ thống OFDMA ...............................................................................52
3.2. Cấp phát tài nguyên cho OFDMA...............................................................53
3.3. Thuật toán cấp phát kênh động cho hệ thống MIMO-OFDMA ...................54
CHƯƠNG 4 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG THUẬT TOÁN CẤP PHÁT KÊNH ĐỘNG
BẰNG MATLAB..................................................................................................56
4.1. Với trường hợp sử dụng phướng pháp ZF cho mô hình kênh Monte Carlo và
Rayleigh. ...........................................................................................................56
4.2. Với trường hợp sử dụng phướng pháp MMSE cho mô hình kênh Monte
Carlo và Rayleigh. .............................................................................................59
4.3. Với trường hợp sử dụng mô hình kênh Monte Carlo hoặc Rayleigh cho cả hai
phương pháp ZF và MMSE ...............................................................................61
4.4. Nhân xét thuật toán và kết luận ...................................................................64
KẾT LUẬN...........................................................................................................65
TÀI LIỆU THAM KHẢO .....................................................................................66
TÓM TẮT LUẬN VĂN........................................................................................68

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 3 


DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT
STT
1
2
3
4
5

6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34

Từ Viết Tắt
3GPP
ADC
AWGN
BER
BLAST
BPF
BPSK
BTS
CDMA
CSMA
CSI
CSMA
D- BLAST
DAC
DCA
DFT
FDMA
FFT
GSM
HiperLAN2
ICI
IDFT
IEEE
IFFT
IP
ISI
MIMO
MISO
MMSE

MMSE-IC
MS
NLOS
OFDM
OFDMA

Từ đầy đủ
3rd Generation Partnership Project
analog-to-digital converter
Additive White Gaussian Noise
Bit Error Rate
Bell-Laboratories Layered Space-Time Code
Band Pass Filter
Binary Phase Shift Keying
Base transceiver station
Code Division Multiplexing Access
Carrier Sense Multiple Access
Channel State Information
Carrier Sense Multiple Access
Diagonal- Bell-Laboratories Layered Space-Time
Code
Digital-to-analog converter
Dynamic Channel Allocation
Discrete Fourier Transform
Frequency Division Multiplexing Access
Fast Fourier Transform
Global System for Mobile Communications
High Performance Radio Local Area Network Type 2
Inter Carrier Interference
Inverse Discrete Fourier Transform

Institute of Electrical and Electronics Engineers
Inverse Fast Fourier Transform
Internet Protocol
InterSymbol Interference
Multiple Input Muliple Output
Multiple Input single Output
Minimum Mean Sqare Error
MMSE-Interference Cancellation
Mobile Station
Non Light Of Sight
Orthogonal Frequency Division Multiplexing
Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 4 


35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
46
47
48

49

QAM
QPSK
RF
SC
SIMO
SISO
SNR
STBC
STMLD
STTC
TDMA
V-BLAST
WCDMA
WIMAX
ZF

Quadrature Amplitute Modulation
Quadrature Phase Shift Keying
Radio Frequency
SingleCarrier Communication
Single Input Multiple Output
Single Input Single Output
Signal to noise
Space-Time Block Code
Space-Time Maximum Likelihood Decoder
Space-Time Trellis Code
Time Division Multiplexing Access
Vertical-Bell-Laboratories Layered Space-Time

Wideband Code Division Multiple Access
Worldwide Interoperability for Microwave Access
Zero-Forcing

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 5 


DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ
Hình 1.1 Hình trực quan của một hệ thống MIMO ....................................................9
Hình 1.2. Mô hình kênh MIMO vô tuyến [2] ...........................................................10
Hình 1.3 Phân tập theo thời gian...............................................................................13
Hình 1.4 Các phương pháp phân tập.........................................................................14
Hình 1.5. Mô hình tương đương của kênh truyền SISO [2]. ....................................15
Hình 1.6. Mô hình tương đương của kênh truyền MISO [2]. ...................................16
Hình 1.7. Mô hình tương đương của kênh truyền SIMO [2]. ...................................17
Hình 1.8. Dung lượng kênh MIMO pha đinh Rayleigh [2]. .....................................19
Hình 1.9. Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu [7]. ......................................20
Hình 1.10. Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti [7]. .................................21
Hình 1.11. Alamouti 2 anten phát và M anten thu [7]. .............................................24
Hình 1.12. Sơ đồ mã lưới ..........................................................................................26
Hình 1.13. Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2 ............................................................27
Hình 1.14. Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2............................27
Hình 2.1. Sơ đồ khối hệ thống MIMO –OFDM [16]................................................30
Hình 2.2. Sơ đồ khối bộ phát OFDM [16]. ...............................................................30
Hình 2.3. Sơ đồ khối bộ thu OFDM [16]..................................................................30
Hình 2.4. Ma trận kênh truyền [7]. ...........................................................................32
Hình 2.5. Máy phát MIMO–OFDM Alamouti [2]....................................................32
Hình 2.6. Máy thu MIMO -OFDM Alamouti [2] .....................................................33
Hình 2.7. Máy phát MIMO -OFDM VBLAST [15] .................................................36
Hình 2.8. máy thu MIMO -OFDM VBLAST [15]. ..................................................39

Hình 3.1. OFDM và OFDMA [9]. ............................................................................49
Hình 3.2. Ví dụ của biểu đồ tần số, thời gian với OFDMA [9]. ...............................50
Hình 3.3. Biểu đồ tần số thời gian với 3 người dùng nhảy tần a, b, c đều có 1 bước
nhảy với 4 khe thời gian [9]. .....................................................................................51

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 6 


Hình 3.4. 6 mẫu nhảy tần trực giao với 6 tần số nhảy khác nhau [9]. ......................52
Hình 3.5. Tổng quan hệ thống sử dụng OFDMA [9]................................................52
Hình 3.6. Mẫu tín hiệu dẫn đường trong OFDMA [9]..............................................53
Hình 4.1. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo khi thay đổi số MS
theo phương pháp ZF ................................................................................................57
Hình 4.2. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh khi thay đổi số MS theo
phương pháp ZF. .......................................................................................................58
Hình 4.3. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo khi thay đổi số ký tự
trên khung MAC theo phương pháp ZF....................................................................58
Hình 4.4. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh khi thay đổi số ký tự trên
khung MAC theo phương pháp ZF. ..........................................................................58
Hình 4.5. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo thay đổi số MS theo
phương pháp MMSE .................................................................................................59
Hình 4.6. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh thay đổi số MS theo
phương pháp MMSE .................................................................................................60
Hình 4.7. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo thay đổi số ký tự trên
khung MAC theo phương pháp MMSE....................................................................60
Hình 4.8. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh Carlo thay đổi số ký tự
trên khung MAC theo phương pháp MMSE.............................................................61
Hình 4.9. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo cho phương pháp ZF
và MMSE khi thay đổi số MS...................................................................................62
Hình 4.10 . Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh cho phương pháp ZF và

MMSE khi thay đổi số MS........................................................................................62
Hình 4.11. Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo cho phương pháp ZF
và MMSE khi thay đổi số ký tự trên khung MAC....................................................63
Hình 4.12 . Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh cho phương pháp ZF và
MMSE khi thay đổi số ký tự trên khung MAC.........................................................63

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 7 


LỜI NÓI ĐẦU
Hiện nay nhu cầu về thông tin vô tuyến trên toàn cầu đang có xu hướng tăng
rất nhanh như các hệ thống thông tin di động tế bào, internet và các dịch vụ đa
phương tiện khác kéo theo các yêu cầu về dung lượng hệ thống phải cần được cải
thiện. Trong khi đó, sự giới hạn về phổ tần số như đang chống lại trào lưu trên,
không đủ khả năng để đáp ứng được nhu cầu ngày càng lớn. Song song với việc tiếp
tục triển khai các dịch vụ thông tin không dây thế hệ thứ 3 (3G), các hệ thống thông
tin không dây thế hệ thứ 4 (4G) cũng đã và đang được nhận dạng và thiết kế.
Các chuẩn 4G và cả các bộ tiêu chuẩn 3G (3GPP và 3GPP2) đều chỉ ra công
nghệ đa truy cập phân chia tần số trực giao (OFDMA) là lựa chọn tối ưu cho công
nghệ truyền dẫn lớp vật lý với hai ưu điểm chính của bản thân công nghệ này là
nâng cao hiệu quả sử dụng phổ tần số và tránh nhiễu phân tập đa đường. Một ưu
điểm nổi bật khác của OFDMA là khả năng kết hợp với kỹ thuật xử lý tín hiệu đa
anten phát và thu (MIMO) cho phép cải thiện dung lượng của hệ thống. Sự kết hợp
của hai kỹ thuật này đã và đang dành được nhiều sự quan tâm của các nhà nghiên
cứu và được đánh giá là xu hướng chủ đạo cho các hệ thống dữ liệu tốc độ cao trong
tương lai.
Hiện tại hệ thống 3G đã và đang triển khai mạnh mẽ trên thế giới, ở Việt Nam hệ
thống 3G đã triển khai và đã cung cấp các dịch vụ, xu hướng chung của con người
là tiếp tục phát lên hệ thông có dụng lượng cao hơn nữa chính vì thế hệ thống 4G sẽ
là tất yếu trong tương lai, do vậy sau thời gian nghiên cứu và được PGS.TS. Nguyễn

Văn Đức hướng dẫn em chọn đề tài.
Em xin chân thành cảm ơn PGS. TS. Nguyễn Văn Đức đã tận tình hướng dẫn và
giúp đỡ em trong suốt thời gian qua.
Hà Nội, tháng 10 năm 2010
Học viên

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 8 


CHƯƠNG 1 : HỆ THỐNG MIMO
Trong gần 10 năm qua mạng vô tuyến (không dây) đã phát triển với tốc độ
chóng mặt. Có rất nhiều loại hình mạng, nhiều công nghệ, nhiều chuẩn vô tuyến đã
và đang được chuẩn hóa. Công nghệ mạng không dây là hầu như gần gũi nhất với
nhiều người đó là công nghệ mạng thông tin di động tế bào. Đấy chính là mạng điện
thoại di động 2G, 3G.Tên thông dụng mà mọi người hay gọi là mạng GSM/CDMA
hay UMTS/WCDMA/CDMA2000. Ngày này công nghệ được đế xuất sử dụng
trong các mạng 4G là MIMO-OFDM. Trong Chương này giới thiệu các mô hình,
các kỹ thuật phân tập cũng như dụng lượng của hệ thống MIMO. Toàn bộ nội dung
trong chương này được tham khảo trong tài liệu [2] và được tổng hợp từ các tài liệu
khác.

1.1. Kênh MIMO
Hệ thống MIMO (Multiple Input Multiple Output) được định nghĩa là tuyến
thông tin điểm -điểm với đa anten tại phía phát và phía thu.
Hệ thống MIMO có thể tăng đáng kể tốc độ truyền dữ liệu, giảm BER, tăng
vùng bao phủ hệ thống vô tuyến mà không cần tăng công suất hay băng thông hệ
thống. Chi phí phải trả để tăng tốc độ truyền dữ liệu chính là việc tăng chi phí triển
khai hệ thống anten, không gian cần thiết cho hệ thống cũng tăng lên, độ phức tạp
của hệ thống xử lý số tín hiệu nhiều chiều cũng tăng lên.

Hình 1.1 Hình trực quan của một hệ thống MIMO

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 9 


Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến sử dụng cả phân tập phát và thu với N
anten phát và M anten thu như hình vẽ sau [2]:

Hình 1.2. Mô hình kênh MIMO vô tuyến [2]
Kênh truyền giữa các anten mát phát ( Tx ) và anten máy thu ( Rx ) như mô
tả được gọi là kênh đa đầu vào - đa đầu ra MIMO ( Multiple Input – Multiple
Output ). Một hệ thống truyền dẫn trên kênh MIMO được gọi là hệ thống truyền
dẫn MIMO. Trong các trường hợp đặc biệt khi N = 1 và M = 1, tương ứng chúng ta
có các hệ thống phân tập thu SIMO và phát MISO. Kênh truyền đơn giữa anten máy
thu m và anten máy phát n được ký hiệu là hmn. Tương tự như các hệ thống phân tập
phát hoặc thu, để tránh ảnh hưởng giữa các anten phát hoặc các anten thu với nhau
thì khoảng cách yêu cầu tối thiểu giữa các phần tử anten ở các mảng anten phát
hoặc thu là λ\2. Kênh MIMO trong trường hợp này được gọi là kênh MIMO không
tương quan. Trong trường hợp pha đinh Rayleigh bằng phẳng không có tương quan,
hmn được mô hình hóa bằng một biến số Gauss phức có giá trị trung bình bằng 0 và
phương sai bằng 1. Một kênh MIMO gồm N anten phát và M anten thu thường
được biểu diễn bởi một ma trận số phức gồm M hàng và N cột như sau [2] :

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 10 


H

=

h11

h12

...

h1N

h21

h22

...

h2N

.

.

..

.

.

.

hM1

hM2

..
...

( 1.1 )

.
hMN

Tín hiệu thu được biểu diễn như sau [2]:
y1 = h11s1 + h12s2 + . . . + h1NsN + z1
y2 = h21s1 + h22s2 + . . . + h2NsN + z2

( 1.2 )

…………………………………...
yM = hM1s1 + hM2s2 + . . . + hMNsN + zM
ta có thể định nghĩa các vector phát, thu và tạp âm tương ứng là [2]:
s = [ s1, s2, …, sN ]T

( 1.3 )

y = [ y1, y2, …, yN]T

( 1.4 )

z = [ z1, z2, …, zN ]T

( 1.5 )

y = H.s + z

( 1.6 )

nhiệm vụ của chúng ta là cần phải lấy được các tín hiệu s1, s2, …, sN nghĩa là chúng
ta phải đi giải hệ phương trình ( 1.2 ) và điều kiện để có thể giải được là M ≥ N

1.2. Các Kỹ thuật phân tập tín hiệu.
Trong truyền thông không dây di dộng, kỹ thuật phân tập được sử dụng rộng
rãi để làm giảm ảnh hưởng của fading đa đường và cải tiến độ tin cậy của kênh
truyền mà không yêu cầu tăng công suất phát hoặc tăng băng tần cần thiết. Kỹ thuật
phân tập yêu cầu nhiều bản sao tín hiệu phát tại nơi thu, tất cả mang cùng một thông
tin nhưng có sự tương quan rất nhỏ trong môi trường fading. ý tưởng cơ bản của
phân tập là nếu nơi thu nhận hai hay nhiều bản sao của tín hiệu một cách độc lập thì
những mẫu này bị suy giảm cũng độc lập với nhau. Điều này có nghĩa là khi một
Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 11 


đường tín hiệu cụ thể bị suy giảm thì đ ường tín hiệu khác có thể không bị suy giảm.
Vì vậy, sự kết hợp hợp lý của các phiên bản khác nhau sẽ làm giảm ảnh hưởng của
fading và cải thiện độ tin cậy của đường truyền.
Có nhiều cách để đạt được phân tập. Phân tập thời gian có thể thu được qua
mã hoá (Coding) và xen kênh (Interleaving), phân tập tần số nếu đặc tính của kênh
truyền là chọn lọc tần số, phân tập không gian sử dụng nhiều anten phát hoặc thu
đặt cách nhau với khoảng cách đủ lớn.
Trong thực tế, kỹ thuật phân tập có thể ứng dụng trong miền không gian, sự
phân cực của anten, miền tần số và miền thời gian.

1.2.1. Phân tập tần số

Trong phân tập tần số, sử dụng các thành phần tần số khác nhau để phát cùng
một thông tin. Các tần số cần được phân chia để đảm bảo bị ảnh hưởng của fading
một cách độc lập. Khoảng cách giữa các tần số phải lớn hơn vài lần băng thông nhất
quán để đảm bảo rằng fading trên các tần số khác nhau là không tương quan với
nhau. Trong truyền thông di động, các phiên bản của tín hiệu phát thường được
cung cấp cho nơi thu ở dạng dư thừa trong miền tần số còn được gọi là trải phổ, ví
dụ như trải phổ trực tiếp, điều chế đa song mang và nhảy tần. Kỹ thuật trải phổ rất
hiệu quả khi băng thông nhất quán của kênh truyền nhỏ. Tuy nhiên, khi băng thông
nhất quán của kênh truyền lớn hơn băng thông trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ hơn
chu kỳ của tín hiệu. Trong trường hợp này, trải phổ là không hiệu quả để cung cấp
phân tập tần số. Phân tập tần số gây ra sự tổn hao hiệu suất băng thông tùy thuộc
vào sự dư thừa thông tin trong cùng băng tần số.

1.2.2. Phân tập thời gian
Phân tập theo thời gian có thể thu được qua mã hóa và xen kênh. Sau đây ta
sẽ so sánh hai trường hợp: truyền ký tự liên tiếp và dùng xen kênh khi độ lợi kênh
truyền rất nhỏ

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 12 


ht

t

Hình 1.3 Phân tập theo thời gian
Từ hình vẽ ta thấy rằng: từ mã x2 bị triệt tiêu bởi fading nếu không dùng bộ
xen kênh, nếu dùng bộ xen kênh thì mỗi từ mã chỉ mất một ký tự và ta có thể phục
hồi lại từ 3 ký tự ít bị ảnh hưởng bởi fading
Phân tập thời gian có thể đạt được bằng cách truyền dữ liệu giống nhau qua

những khe thời gian khác nhau, tại nơi thu các tín hiệu fading không tương quan với
nhau. Khoảng cách thời gian yêu cầu ít nhất bằng thời gian nhất quán của kênh
truyền hoặc nghịch đảo của tốc độ fading . Mã điều khiển lỗi thường được sử dụng
trong hệ thống truyền thông để cung cấp độ lợi mã (coding gain) so với hệ thống
không mã hóa. Trong truyền thông di động, mã điều khiển lỗi kết hợp với xen kênh
để đạt được sự phân tập thời gian. Trong trường hợp này, các phiên bản của tín hiệu
phát đến nơi thu dưới dạng dư thừa trong miền thời gian. Khoảng thời gian lặp lại
các phiên bản của tín hiệu phát được quy định bởi thời gian xen kênh để thu được
fading độc lập ở ngõ vào bộ giải mã. Vì tốn thời gian cho bộ xen kênh dẫn đến trì
hoãn việc giải mã, kỹ thuật này thường hiệu quả trong môi trường fading nhanh, ở
đó thời gian nhất quán của kênh truyền nhỏ. Đối với kênh truyền fading chậm nếu
xen kênh quá nhiều thì có thể dẫn đến trì hoãn đáng kể.

1.2.3. Phân tập không gian
Phân tập không gian còn gọi là phân tập anten. Phân tập không gian được sử
dụng phổ biến trong truyền thông không dây dùng sóng viba. Phân tập không gian
sử dụng nhiều anten hoặc chuỗi array được sắp xếp trong không gian tại phía phát

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 13 


hoặc phía thu. Các anten được phân chia ở những khoảng cách đủ lớn sao cho tín
hiệu không tương quan với nhau. Yêu cầu về khoảng cách giữa các anten tùy thuộc
vào độ cao của anten, môi trường lan truyền và tần số làm việc. Khoảng cách điển
hình khoảng vài bước sóng là đủ để các tín hiệu không tương quan với nhau. Trong
phân tập không gian, các phiên bản của tín hiệu phát được truyền đến nơi thu tạo
nên sự dư thừa trong miền không gian. Không giống như phân tập thởi gian và tần
số, phân tập không gian không làm giảm hiệu suất băng thông. Đặc tính này rất
quan trọng trong truyền thông không dây tốc độ cao trong tương lai.

Hình 1.4 Các phương pháp phân tập
Tùy thuộc vào việc sử dụng nhiều anten hoặc ở nới phát hoặc nơi thu mà
người ta chia phân tập không gian thành 3 loại: phân tập anten phát (hệ thống
MISOh), phân tập anten thu (hệ thống SIMOh), phân tập anten phát và thu (hệ
thống MIMO). Trong phân tập anten thu, nhiều anten được sử dụng ở nơi thu để
nhận các phiên bản của tín hiệu phát một cách độc lập. Các phiên bản của tín hiệu
phát được kết hợp một cách hoàn hảo để tăng SNR của tín hiệu thu và làm giảm bớt
fading đa đường.
Trong hệ thống thực tế, để đạt được BER của hệ thống theo yêu cầu, ta kết
hợp hai hay nhiều hệ thống phân tập thông thường để cung cấp sự phân tập nhiều chiều
(multi-demnsional diversity).

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 14 


1.4. Dung lượng kênh truyền hệ thống MIMO
Dung lượng kênh truyền được định nghĩa là tốc độ có thể truyền dẫn tối đa
với một xác suất lỗi tương đối nhỏ nào đó. Dung lượng của một kênh truyền chịu
ảnh hưởng của tạp âm nhiễu cộng trắng Gauss do Shannon tìm ra và được biểu diễn
như sau [2]:
C = W log2(1+ρ)

[bit/s]

( 1.7 )

trong đó W là băng tần của kênh truyền tính bằng đơn vị Hz, ρ là tỷ số công suất tín
hiệu trên tạp âm ( SNR )

Hình 1.5. Mô hình tương đương của kênh truyền SISO [2].

Đối với kênh SISO : Trong trường hợp truyền tín hiệu qua một kênh truyền cố định
có độ lợi h như hình ( 1.6 ), chúng ta có tỷ số SNR tại đầu vào máy thu như sau [2]:
PR PS|h|2
ρSIMO = P = P = ρ|h|2
N

( 1.8 )

N

Dung lượng trong trường hợp này có thể được tính bằng [2]:
CSISO = Wlog2(1+ρ|h|2)

[bit/s]

( 1.9 )

Đối với kênh MISO : Tương tự như kênh truyền SISO, đối với các trường hợp kênh
truyền phân tập phát ( MISO ) ở hình vẽ ( 1.7 )

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 15 


Hình 1.6. Mô hình tương đương của kênh truyền MISO [2].
Tỷ số SNR và dung lượng kênh truyền được tính như sau [2] :
1 N 2
N ∑|hn| Ps
n=1
ρ N 2
=

ρMISO =
PN
N ∑|hn|
n=1
ρ N
CMISO = Wlog2( 1 + N ∑|hn|2 ) [bit/s]
n=1
trong đó hệ số

( 1.10 )

( 1.11 )

1
được sử dụng để chuẩn hóa công suất phát.
N

Đối với kênh SIMO : đối với kênh truyền SIMO ở hình ( 1.8 ), tỷ số SNR trên một
nhánh phân tập là [2]:
ρm =

PS|h|2
σ2m

( 1.12 )

Giả sử rằng công suất phát tạp âm trên M nhánh phân tập thu đều như nhau, tức là
σ2m = σ2, thì dung lượng kênh truyền CSIMO tính được như sau [2]:
M
CSIMO = W log2 ( 1 + ρ ∑|hm|2 ) [ bit/s ]

m=1

( 1.13 )

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 16 


Hình 1.7. Mô hình tương đương của kênh truyền SIMO [2].
Để ý rằng dung lượng của các kênh truyền phân tập thu ở công thức ( 1.11 ) và
( 1.13) tăng theo quy luật logarithm theo số lượng anten phân tập.
Đối với trường hợp kênh MIMO mô tả như hình vẽ ( 1.2) tỷ số SNR ở kênh thứ i,
với i = 0,1,..., min(M,N).
ρi =

λiPS
Nσ2

( 1.14 )

thay ρi vào công thức Shannon chúng ta có [2] :
r

CMIMO = W

∑

log2( 1 +

λiPS
)

Nσ2

( 1.15 )

i=1
Trong thực tế do tác động của pha đinh, kênh truyền biến động theo thời gian
và thường được mô hình hóa bằng các biến số ngẫu nhiên tuân theo phân bố
Rayleigh. Ma trận kênh truyền H trong trường hợp này là một ma trận chứa các biến
số ngẫu nhiên Gauss phức độc lập với giá trị trung bình bằng 0 và phương sai bằng
1, tức là, E{hmn} = 1.
Giả sử kênh truyền pha đinh biến đổi chậm, tức là độ lợi kênh truyền không thay
đổi trong một khoảng thời gian bằng độ dài một khung liên tiếp các symbols. Giả sử
thêm rằng máy thu biết hay ước lượng chính xác được ma trận kênh truyền H. Dung

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 17 


lượng kênh truyền trong trường hợp này thường được gọi là dung lượng ergodic và
được tính bằng cách lấy giá trị trung bình theo tất cả các thực thể của H. Tức là
chúng ta có [2]:

CMIMO =

ρ
EH { W log2 det ( Ir + N HHH)}

[ bit/s ] nếu M < N

ρ
EH { W log2 det ( Ir + N HHH)}

[ bit/s ] nếu M ≥ N

(1.16)

Để ý rằng do các phần tử của H là các biến số ngẫu nhiên, nên nếu áp dụng
quy luật số lớn chúng ta có [2].
H HH
H HH

NÆ∞
MÆ∞

N IM

nên

CMIMO = MWlog2 ( 1 + ρ )

N IN

nên

M
CMIMO = NWlog2 ( 1 + ρ N )

(1.17)

Giả sử M = N chúng ta thấy rõ ngay rằng dung lượng kênh truyền MIMO tăng
tuyến tính theo số lượng anten tối thiểu dùng ở máy phát hay máy thu. Điều này

được mô tả rõ thông qua kết quả mô phỏng máy tính ở hình vẽ ( 1.8 ). Một nhận xét
tiếp theo có thể thấy là nếu so sánh biểu thức ( 1.13 ) với biểu thức ( 1.17 ) chúng ta
có thể thấy rằng dung lượng kênh truyền MIMO pha đinh Rayleigh có thể đạt đến
gấp r = min(M,N) lần dung lượng một kênh truyền SISO cố định. Cần chú ý rằng để
đạt được dung lượng kênh MIMO nói trên, các phần tử hmn của ma trận kênh H cần
là các biến Gauss phức và độc lập lẫn nhau. Điều này tương đương với môi trường
truyền dẫn giữa máy phát và máy thu là một môi trường pha đinh Rayleigh giàu tán
xạ.

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 18 


Hình 1.8. Dung lượng kênh MIMO pha đinh Rayleigh [2].

1.5. Mã Hóa Không Gian -Thời Gian STC
Khi khoảng cách giữa các anten khá nhỏ nên tín hiệu tại các anten là các
phiên bản giống nhau bị trễ, trong các hệ thống MIMO sử dụng hệ thống mã hóa
không gian -thời gian STC (Space-Time Code), các anten được thế kế với khoảng
cách đủ lớn để các tín hiệu tại các anten không ảnh hưởng lẫn nhau. Môi trường vô
tuyến trong trường hợp bị các hiện tượng đa đường và có tán xạ mạnh khiến tín hiệu
thu được từ các anten hoàn toàn độc lập. Thay vì tìm cách chống lại hiện tượng đa
đường, ù mã hóa không gian thời gian lợi dụng tính chất này để nâng cao dung
lượng kênh truyền. Với 1 chuỗi symbol vào, bộ mã hóa không gian thời gian sẽ
chọn các điểm tương ứng trên giản đồ chồm sao để truyền đồng thời tại tất cả các
anten qua đó tăng độ lợi ghép kênh và độ lợi phân tập. Có 3 loại mã hóa không gian
-thời gian là:
-

Mã hóa không gian - thời gian khối STBC (Space-Time Block Code)

-

Mã hóa không gian - thời gian lưới STTC (Space-Time Trellis Code)

-

Mã hóa không gian - thời gian lớp BLAST (Bell-Laboratories Layered
Space-Time).

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 19 


Trước tiên ta sẽ xem xét mô hình hệ thống MIMO khi hệ thống sử dụng mã
hóa không gian thời gian, sau đó ta sẽ xét dung lượng hệ thống và xét từng loại mã
hóa không gian thời gian .

1.5.1. Mã hóa không gian thời -gian khối STB
STBC thực hiện mã hóa một khối các ký tự đầu vào thành một ma trận đầu
ra với các hàng tương ứng các anten phát (không gian) và cột tương ứng thứ tự phát
(thời gian). STBC cho phép phân tập đầy đủ và có độ lợi nhỏ tùy thuộc vào tốc độ
mã của bộ mã, quá trình giải mã đơn giản, dựa trên các bộ giải mã tương quan tối đa
ML (Maximun Likelihood).
- Sơ đồ Alamouti
Trong sơ đồ Alamouti (hình 1.9) bộ mã hóa space -time encoder sẽ mã hóa 2 ký tự
liên tiếp [c1 c2] với c1,c2 thuộc chòm sao điều chế thành ma trận [7].
⎡c
C=⎢ 1
⎣c 2

− c 2* ⎤

⎥
c1* ⎦

(1.18)

Ma trận C gọi là ma trận mã, ma trận này là ma trận trực giao có tính chất [7].
⎡ c1 2 + c 2
CC = ⎢
0
⎣⎢

2

(

⎤
2
+ c2
2 ⎥ = c1
+ c 2 ⎦⎥
0

+

c1

2

2

)I

(1.19)

2

Trong chu kỳ thứ nhất bộ phát sẽ phát đồng thời 2 tín hiệu c1 và c2 ra 2 anten 1 và 2,
chu kì tiếp theo, bộ phát sẽ phát 2 tín hiệu –c2* và c1* ra 2 anten 1 và 2 (hình 1.10).

Tx 1

[c1

⎡c − c2* ⎤
c2 ]→ ⎢ 1
⎥
*
⎢⎣c2 c1 ⎥⎦

h1

Tx 2

h2

[n1

n2 ]

~r

r

Hình 1.9. Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu [7].

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 20 


T

1

T2 T3

T 4 T 5 T6

c1 −c2* c3 −c4* c 5 −c6*

Tx2

c 2 c1* c 4 c 3* c 6 c 5*

Rx1

r1 r 2 r 3 r4 r5 r 6

Khoâng gian

Tx1

Hình 1.10. Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti [7].

Giả sử kênh truyền quasi -static, độ lợi kênh truyền không đổi qua 2 chu kỳ symbol:
h1 (t ) = h1 (t + T ) = h1 = α 1e jϕ1
h2 (t ) = h2 (t + T ) = h2 = α 2 e jϕ 2

(1.20)

Với T là chu kỳ Symbol .
Tín hiệu tại máy thu chu kỳ 1 và chu kỳ 2 [7]:

[r1

r2 ] = [h1

⎡c
h2 ]⎢ 1
⎣c 2

[r1

− c 2* ⎤
⎥ + [n1
c1* ⎦

r2 ] = [h1

n2 ]

⎡c
h2 ]⎢ 1
⎣c 2

− c 2* ⎤
⎥ + [n1
c1* ⎦

(1.21)

n2 ]

(1.22)

Việc giải mã c~1 , c~2 dựa trên việc tìm 2 giá trị s x1 , x 2 ∈ S{s1 , s 2 ,...s M } ao cho tín hiệu
thu được khi truyền x1, x2 qua kênh truyền sẽ giống r1, r2 nhất [7].
x1 , x 2 ∈ S{s1 , s 2 ,...s M }

(1.23)

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 21 


Ta thấy việc giải mã đồng thời c~1 , c~2 tương đương việc giải mã riêng lẻ c~1 , c~2 [7].

(

(
+ (h

)
)x

2
2
2
c~1 = arg min r1 + h1 + h2 x12 − (r2h2* + r1*h1 ) x1 − (r1h1* + r2*h2 ) x1*
x1∈S

2
= arg min⎛⎜ r1
x1∈S ⎝

2

1

(

+ h2

2

2

1

)

)

2
2

2
+ (r2h2* + r1*h1 ) − x1 − x1 − (r2h2* + r1*h1 ) ⎞⎟
⎠

(1.24)

2
2
2
2
= arg min⎛⎜ h1 + h2 − 1 x1 + (r2h2* + r1*h1 ) − x1 ⎞⎟
x1∈S ⎝
⎠

(

(
+ (h

)
)x

2
2
2
c~2 = argmin r2 + h1 + h2 x22 − (r1*h2 − r2h1* ) x2 − (r1h2* − r2*h1 ) x2*
x2∈S

)

2
2
2
2
2
2
*
*
*
* 2⎞
= argmin⎛⎜ r2
1 + h2
2 − (r1 h2 − r2 h1 ) − x2 − x2 − (r1 h2 − r2 h1 ) ⎟ (1.25)
x2∈S ⎝
⎠
2
2
2
2
= argmin⎛⎜ h1 + h2 −1 x2 + (r1*h2 − r2h1* ) − x2 ⎞⎟
x2∈S ⎝
⎠

(

)

2

2

Do r1 và (r2 h2* + r1*h1 ) không phụ thuộc vào x1 , tức là không ảnh hưởng tới việc
2

2

tìm min của biểu thức trong ngoặc nên ta có thể bỏ qua . r1 và (r2 h2* + r1*h1 ) . trong
2

2

biểu thức tìm c1. Tương tự ta có thể bỏ qua r2 và (r2 h2* + r1*h1 ) trong biểu thức tìm
c2
Bộ kết hợp sẽ tạo ra các tín hiệu ước lượng ~x1 , ~x 2 töø r1, r2 nhö sau [7] .

[~x1

⎡h *
~
x 2 ] = ⎢ 1*
⎣ h2

[~x1

− h2 ⎤ ⎡ r1 ⎤
*
*
⎥ ⎢ * ⎥ = r1 h1 + r2 h2
h1 ⎦ ⎣− r2 ⎦

⎡h *
~
x 2 ] = ⎢ 1*
⎣ h2

[

r1 h2* − r2* h1

− h2 ⎤ ⎡ r1 ⎤
*
*
⎥ ⎢ * ⎥ = r1 h1 + r2 h2
h1 ⎦ ⎣− r2 ⎦

[

]

r1 h2* − r2* h1

(1.26)

]

(1.27)

Nếu kênh truyền không tương quan h1, h2 sẽ không tương quan nguồn nhiễu n~1 , n~2
sẽ có phương sai xấp xỉ gấp 2 lần nhiễu gốc.

(

2

Hệ thống cùn cấp phân tập đôi do hệ số h1 + h2

2

)

Biểu thức tìm c~1 , c~2 trở thành [7]:

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 22 


(
= arg min ( ~
x

2
2
2
c~1 = arg min ~
x1 − x1 + ( h1 + h2 − 1) x1

2

x1∈s

c~2

x2 ∈s

2

2

2

2

)
2

− x 2 + ( h1 + h2 − 1) x 2

)

(1.28)

Đới với tín hiệu PSK x1 = x 2 = L = x M nên ( h1 + h2 − 1) x1 và
2

2

2

2

2

2

Khơng ảnh hưởng tới việc tìm min của biểu thức, biểu thức quyết định(1.28) trở
nên đơn giản hơn [7].

(
)
min ( ~
x −x )

c~1 = arg min ~
x1 − x1

2

x1∈s

c~2 = arg

(1.29)

2

x2 ∈s

2

2

~
x1 , ~
x 2 sẽ được gửi tới bộ ML để so sánh với tất cả ký tự có thể, dựa trên (1.28)
hoặc (1.29) để giải c~ , c~ .
1

2

- Sơ đồ Alamouti mở rộmg
Sơ đồ Alamoti có thể được mở rộng sử dụng 2 anten phát và M anten thu như
hình 1.11 .Trong trường hợp này tín hiệu thu được có dạng sau [7]:

[r11

r12 ] = [h11

⎡c
h12 ]⎢ 1
⎣c 2

− c 2* ⎤
⎥ + [n11
c1* ⎦

[r21

r22 ] = [h21

⎡c
h22 ]⎢ 1

⎣c 2

− c 2* ⎤
⎥ + [n 21
c1* ⎦

n12 ]

n22 ]

(1.30)

…

[rM 1

rM 2 ] = [hM 1

⎡c
hM 2 ]⎢ 1
⎣c 2

− c 2* ⎤
⎥ + [n M 1
c1* ⎦

nM 2 ]

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 23 

[n11

h11

r

h12

Tx 1

h21

[c1

⎡c1 − c2* ⎤
c2 ]→ ⎢
⎥
c1* ⎦⎥
⎣⎢c2

Tx 2

n12 ]

~
r

[n21 n22 ]

h22

r

c~

hM 1
hM 2

[nM1 nM 2 ]
r

Hình 1.11. Alamouti 2 anten phát và M anten thu [7].
Bộ kết hợp sẽ tạo ra các tín hiệu ước lượng [7].
⎡ h * − h12 ⎤ ⎡ r11 ⎤
~
x12 ] = ⎢ 11*
⎥⎢ * ⎥
⎣h12 h11 ⎦ ⎣− r12 ⎦
*
⎡ h21
− h22 ⎤ ⎡ r21 ⎤
~
x 22 ] = ⎢ *
⎥⎢ * ⎥
⎣h22 h21 ⎦ ⎣− r22 ⎦

[~x11
[~x21

(1.31)

M
⎡ h*
~
x M 2 ] = ⎢ *M 1
⎣ hM 2

[~x M 1

− hM 2 ⎤ ⎡ rM 1 ⎤
⎥⎢ * ⎥
hM 1 ⎦ ⎣− rM 2 ⎦

[~
x1 ~
x2 ] = [~
x11 ~
x12 ] + [ ~
x 21 ~
x 22 ] + L + [ ~
xM 1 ~
xM 2 ]
*
⎡hM* 1 − hM 2 ⎤ ⎡ rM 1 ⎤
⎡h * − h12 ⎤ ⎡ r11 ⎤ ⎡h21
− h22 ⎤ ⎡ r21 ⎤
+
+
+

L
= ⎢ 11*
⎢ *
⎥⎢ * ⎥
⎥⎢ * ⎥
⎥⎢ * ⎥ ⎢ *
hM 1 ⎥⎦ ⎣− rM 2 ⎦
h21 ⎥⎦ ⎣− r22 ⎦
h11 ⎥⎦ ⎣− r12 ⎦ ⎢⎣h22
⎢⎣hM 2
⎢⎣h12

(

(1.32)

)

2
2
2
2
2
2
~
x1 = h11 + h12 + h21 + h22 + L + hM 1 + hM 2 c1
*
*
n21 + h22 n22
+ h11* n11 + h12 n12* + h21

+ L + hM* 1nM 1 + hM 2 nM* 2

(

)

2
2
2
2
2
2
~
x2 = h11 + h12 + h21 + h22 + L + hM 1 + hM 2 c2

(1.33)

*
*
n21 − L − hM 1nM* 2 + hM* 2 nM 1
− h11n12* + h12* n11 − h21n22
+ h22

Lê Đình Trường – Lớp KT Điện Tử 2 – Khóa 2008-2010                                    Trang 24