Điều chế mã hoá mạng lưới và ứng dụng trong truyền dẫn với kênh RAYLEIGH luận văn ths kỹ thuật điện tử viễn thông 2 07 00
Bạn đang xem bản rút gọn của tài liệu. Xem và tải ngay bản đầy đủ của tài liệu tại đây (3.82 MB, 88 trang )
ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
TRƢỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ
Lê Minh Hiếu
ĐIỀU CHẾ MÃ HÓA MẠNG LƢỚI VÀ ỨNG DỤNG
TRONG TRUYỀN DẪN VỚI KÊNH RAYLEIGH.
LUẬN VĂN THẠC SĨ
Hà Nội – Năm 2005
ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
TRƢỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ
Lê Minh Hiếu
ĐIỀU CHẾ MÃ HÓA MẠNG LƢỚI VÀ ỨNG DỤNG
TRONG TRUYỀN DẪN VỚI KÊNH RAYLEIGH
Chuyên ngành: Kỹ thuật vô tuyến điện tử và thông tin liên lạc
Mã số: 2.07.00
LUẬN VĂN THẠC SĨ
NGƢỜI HƢỚNG DẪN KHOA HỌC:
PGS.TS Nguyễn Viết Kính
HÀ NỘI - 2005
LỜI NÓI ĐẦU
Gần 60 năm từ khi Shannon công bố nghiên cứu “Lý thuyết truyền tin” năm
1948, lĩnh vực truyền thông số đã phát triển liên tục không ngừng. Trong đó,
kỹ thuật điều chế mã lưới TCM (trellis-coded modulation) đã được sử dụng
để phát triển nhiều hệ thống quan trọng trước đây như modem truy cập
internet tốc độ cao, truyền thông vệ tinh … , và vẫn đang tiếp tục được ứng
dụng cho nhiều hệ thống mới như các mạng CDMA 3G, truyền thông vệ tinh.
TCM được Ungerboeck giới thiệu sơ lược lần đầu vào năm 1976 và ngay sau
báo cáo chi tiết năm 1982 được công bố đã diễn ra sự bùng nổ trong nghiên
cứu lý thuyết và các áp dụng thực tế kỹ thuật TCM cho đến tận ngày nay.
Mục đích của luận văn này là tìm hiểu kỹ thuật điều chế mã lưới TCM và ứng
dụng của nó trong truyền thông qua kênh fading Rayleigh. Khóa luận gồm 5
chương:
Chương 1 tóm tắt các lý thuyết cơ bản mà TCM dựa trên là mã chập,
giải mã Viterbi và kênh fading Rayleigh.
Chương 2 trình bày chi tiết kỹ thuật TCM.
Chương 3 phân tích hệ thống TCM điều chế 8PSK cho các kênh
Rayleigh, đây chính là kỹ thuật chính cho phép tạo nên các modem
truyền số liệu tốc độ cao trước đây.
Chương 4 trình bày các hệ thống CDMA dùng TCM gần đồng bộ QSTC-CDMA, đang được thử nghiệm và áp dụng cho các hệ thống
CDMA thế hệ thứ 3 hiện nay.
Chương 5 là các kết quả thu được khi giả lập kỹ thuật TCM bằng
chương trình Matlab và một vài đánh giá nhận xét cuối cùng.
MỤC LỤC
CHƢƠNG 1: MỞ ĐẦU
1.1. Mã chập.......................................................................................... Error! Bookmark not defined.
1.2. Giải mã chập – thuật toán Viterbi............................................ Error! Bookmark not defined.
1.2.1. Thuật toán Viterbi............................................................ Error! Bookmark not defined.
1.2.2. Giải mã Viterbi quyết định cứng và quyết định mềm..............Error! Bookmark not
defined.
1.2.2.1. Giải mã Viterbi quyết định cứng....................Error! Bookmark not defined.
1.2.2.2. Giải mã Viterbi quyết định mềm.................... Error! Bookmark not defined.
1.2.2.3. Độ sâu giải mã Viterbi...................................... Error! Bookmark not defined.
1.3. Kênh fading Rayleigh................................................................. Error! Bookmark not defined.
1.3.1. Kênh fading....................................................................... Error! Bookmark not defined.
1.3.1.1. Fading rộng......................................................... Error! Bookmark not defined.
1.3.1.2. Fading hẹp........................................................... Error! Bookmark not defined.
1.3.2. Các kỹ thuật chống fading lựa chọn tần số................Error! Bookmark not defined.
1.3.3. Các kỹ thuật chống fading nhanh................................. Error! Bookmark not defined.
CHƢƠNG 2: ĐIỀU CHẾ MÃ LƢỚI TCM
2.1. Tổng quan...................................................................................... Error! Bookmark not defined.
2.1.1. Mã sửa lỗi truyền thống................................................. Error! Bookmark not defined.
2.1.2. Kỹ thuật điều chế mã lưới TCM.......................................................................................... 16
2.1.3. Mã lưới 4 trạng thái điều chế 8 PSK........................... Error! Bookmark not defined.
2.1.4. Mã lưới 8 trạng thái......................................................... Error! Bookmark not defined.
2.1.5. Các mã lưới phức tạp hơn.............................................. Error! Bookmark not defined.
2.2. Mã lưới TCM................................................................................ Error! Bookmark not defined.
2.2.1. Thiết kế hệ thống TCM................................................... Error! Bookmark not defined.
2.2.1.1. Sắp xếp các tập tín hiệu.................................... Error! Bookmark not defined.
2.2.1.2. Các mã chập cho hệ thống điều chế mã lưới TCM Error! Bookmark not
defined.
2.2.1.3. Tìm các mã TCM tối ưu................................... Error! Bookmark not defined.
2.2.2. Tác động của sự dịch pha sóng mang ......................
2.2.2.2. Hoạt động của các vòng tìm ph
2.2.2.3. Sự bất biến của các mã TCM
2.2.3. Các mã lưới nhiều chiều ...........................................
2.2.3.1. TCM 4 chiều ............................................
2.2.3.2. TCM 8 chiều ............................................
2.2.4. Đánh giá chung .........................................................
2.3.
Các bảng mã tối ưu cho kênh AWGN do Ungerboeck đề xuất. .......
defined.
CHƢƠNG 3: ĐIỀU CHẾ MÃ LƢỚI TCM CHO KÊNH RAYLEIGH
3.1.
Hệ thống cơ bản .................................................................
3.2.
Hệ thống mã gần tối ưu......................................................
3.3.
Tỷ lệ lỗi của hệ thống mới .................................................
CHƢƠNG 4: HỆ THỐNG CDMA MÃ LƢỚI GẦN ĐỒNG BỘ
4.1.
Tổng quát ...........................................................................
4.2.
Điều chế chuỗi tín hiệu trên các mặt phẳng trực giao .......
4.3.
Mô hình hệ thống ...............................................................
4.4.
Hoạt động của hệ thống .....................................................
4.4.1.
4.4.2.
4.5.
Các kết quả tính toán .........................................................
4.6.
Kết luận..............................................................................
CHƢƠNG 5: KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
5.1.
Xây dựng giản đồ lưới trong Matlab 7.0.1 ..............................................................
Bookmark not defined.
5.2. Xây dựng bộ điều chế mã lưới TCM ........................................................................
Bookmark not defined.
5.3.
Các tỷ lệ lỗi của kết quả mô phỏng......................................................................
Bookmark not defined.
5.4.
Bookmark not defined.
Các kết quả khác. .................................................................................................
MỞ ĐẦU
Để thuận tiện khi nghiên cứu nội dung chính là kỹ thuật điều chế mã lưới
TCM trong các phần sau, chương này trình bày vắn tắt các nội dung: mã chập,
thuật toán Viterbi và kênh fading Rayleigh.
Mã chập [1]
Như chúng ta đã biết, trong hệ thống thông tin, do sự không hoàn thiện của kênh truyền nên
tại nơi thu tín hiệu sẽ bị lỗi. Mã kênh nhằm sửa lỗi mắc phải khi truyền tin trên kênh. Về cơ
bản nó được chia làm 2 loại là mã khối và mã chập. Khác với mã khối, mã chập là loại mã có
nhớ, nghĩa là dữ liệu lối ra sẽ phụ thuộc dữ liệu lối vào tại thời điểm đang xét và cả dữ liệu lối
vào trước đó.
Hình 0.1 Bộ mã chập
Tổng quát bộ mã chập được xây dựng từ các thanh ghi dịch và các bộ cộng môđun 2 như
trong hình 1.1. Thanh ghi d ịch là tuyến tính và có số trạng thái hữ u hạn. Như trong hình 1.1,
hệ thống gồm K nhịp, mỗi nhịp có k bit. Các bộ cộng môđun 2 đóng vai trò là các bộ tạo hàm
đại số tuyến tính. Thông tin nhị phân đi vào bộ mã hóa mỗi nhịp k bit, đầu ra tương ứng sẽ là
n bit. Ta định nghĩa tốc độ mã hóa RC = k/n, K được gọi là độ dài ràng buộc của mã chập.
Xét ví dụ một bộ mã chập như hình vẽ 1.2 với
K=3, k=1 và n=3. Tại thời điểm ban đầu, dữ
liệu trong thanh ghi dịch đều là bit 0. Giả sử, bit
đầu tiên của lối vào là 1 thì 3 bit lối ra sẽ là 111.
Bit thứ 2 vào là 0 thì 3 bit ra tương ứ ng là 001.
Bit lối vào thứ 3 là 1 thì 3 bit ra là 100 ...
Hình 0.2 Bộ mã chập K=3,
k=1, n=3
Mỗi nhịp, một bit lối vào sẽ được lưu trong thanh ghi dịch, 2 bit còn lại xác
định trạng thái của bộ mã chập. Các trạng thái được ký hiệu là a:00, b:01,
c:10, d:11. Có nhiều phương pháp để mô tả mã chập. Cách đơn giản nhất để
biểu diễn mã chập là dùng biểu đồ cây mã như trong hình 1.3. Để thuận tiện ta
quy ước, lối vào bit 0 ứng với nhánh phía trên và bit 1 được biểu diễn trong
nhánh dưới. Cấu trúc cây tuy đơn giản nhưng không thuận tiện.
Mã chập cũng có thể biểu diễn theo các hàm tạo mã.
Trong ví dụ trên, mỗi bit lối vào ta có 3 bit lối ra. Ta có 3
hàm tạo mã g1 = [100], g2 = [101], g3 = [111] ứng với
lần lượt các bit lối ra 1, 2 và 3. Các bit 1 trong hàm tạo
mã sẽ ứng với các bit có đường nối với bộ cộng môđun
2. Các hàm này thường được biểu diễn ở dạng cơ số 8,
trong ví dụ này là (4,5,7)8. Trong Matlab, mã chập được
biểu diễn theo cách này.
Ngoài 2 cách trên, ta còn có thể biểu diễn mã chập theo
giản đồ lưới như trong hình 1.4 hoặc giản đồ trạng thái
như trong hình 1.5.
Hình 0.3 Cấu trúc cây mã
của mã chập K=3, RC = 1/3
Hình 0.4 Giản đồ lưới của mã chập K=3, RC=1/3.
Trong mã chập, ta dùng hàm truyền để miêu tả mối quan hệ giữ a lối vào và lối ra. Hàm này cũng
cho biết tổng các trọng số Hamming của đường tín hiệu lối ra bất kỳ so với đường toàn bit 0 bằng
i
bao nhiêu. Định nghĩa D với i là khoảng cách Hamming của dãy tạo ra tới dãy toàn 0. Ví dụ từ
trạng thái a sang trạng thái c thì chuỗi tạo ra là 111 và do đó khoảng cách Hamming là 3, ký hiệu là
3
3
D . Từ đó ta có các phương trình trạng thái là: Xb = D.XC + D.XD ; Xc = D .Xa + D.Xb ; Xd =
2
2
D .Xc + D .Xd . Ứng với bước chuyển về trạng thái toàn 0 ta có: Xe
2
= D .Xb. Hàm truyền của mã chập được định nghĩa là: T(D) = Xe/Xa .
Giải mã chập – thuật toán Viterbi
Thuật toán Viterbi [2]
Thuật toán Viterbi được A.J.Viterbi công bố vào tháng 3 năm 1967 trên tạp chí
IEEE. Từ đó đến nay, thuật toán đã trở nên nổi tiếng và được ứng dụng trong
nhiều lĩnh vực thuộc ngành viễn thông và công nghệ thông tin, trong đó gồm cả
các hệ thống điều chế mã lưới TCM. Sau đây là nội dung chính của thuật toán.
Xét K hàm vô hướng, giá trị thực:
0
0
,
1
1
,...
k 1k 1
hàm này được xác định như sau:
k
0
, 1 ,... k
1
(1.1)
i
Giá trị nhỏ nhất của hàm (.) được xác định là
:
m = min
(1.2)
Nếu các biến i là độc lập với nhau
thì phương trình trên sẽ thành:
m=
i= 0
Nghĩa là, cực tiểu của hàm
K biến sẽ thành cực tiểu của
K hàm 1 biến. Như vậy, về
mặt lý thuyết ta luôn tìm
được giá trị cực tiểu dù các
biến là độc lập hay phụ
thuộc. Tuy nhiên, khi các
biến là độc lập, số phép tính
cần thực hiện là quá lớn, do
đó, cần có các phương pháp
khác để xác định hiệu quả
hơn.
Thuật toán tối thiểu hóa liên tiếp
Nếu các biến
thiết là
Công việc tìm
Tiếp theo, ta cực tiểu hóa với giả thiết
i 1
,...,
1
i
1,...,
phép cực tiểu hóa cuối cùng để thu được
i
{ + |1 t
t
{
t
i+1
k-1
}
=
,..., t
t
|t
{i
m = min mk - 1
(t k- 1 )
Thuật toán Viterbi
Có thể đơn
giản hóa trúc
của tập i |
{t k- 1}
thuật toán tối thiểu hóa liên tiếp trong
công thức (1.4) nhờ việc xét cấu
K 1
i
|
i1
. Tình huống đơn giản nhất khi:
,...,
K 1
giá trị i nhận được không bị ảnh hưởng bởi l+1... K-1,
các biến là độc lập và khi đó phương trình (1.4) trở
thành phương trình (1.3) như đã nói ở trên.
Tiếp đến, ta xem xét trường hợp đơn giản thứ 2. Ta có:
i
|
i1
,...,
nghĩa là giá trị i chỉ phụ thuộc vào
|
i
K 1
i+1,
với: 0
i 1
i
(K-2)
(1.6)
và khi đó phương trình (1.4) đơn giản hóa thành:
ii
min
K
1
Đây chính là nguyên tắc cơ bản của thuật toán Viterbi. Thuật toán Viterbi có
thể giải bài toán cực tiểu hóa rất hiệu quả.
Hình 0.6: Tạo các trạng thái của 1 thanh ghi dịch.
Sau đây, ta sẽ xem xét việc áp dụng thuật toán Viterbi trong việc giải mã chập. Quá trình giải
mã này thực chất là việc tìm đường đi ngắn nhất qua lưới. Xét trường hợp tổng quát, nguồn tin
tạo ra một chuỗi hữu hạn các ký hiệu độc lập là 0 , 1 ,..., K 1 . Các ký hiệu này mang một giá trị
xác định trong tập M giá trị hữ u hạn. Các ký hiệu này lần lượt tới một hệ thống có i lối ra. Gọi
xi là một hàm phụ thuộc lối vào hiện tại và L lối vào trước đó:
xi
g
i
,
i 1,..., i L
Chuỗi xi có thể coi như được tạo ra từ một thanh ghi dịch như chỉ ra trong hình 1.6. Trạng thái
của thanh ghi dịch tại thời điểm xuất hiện ký hiệu i thường được biểu diễn thông qua một
vectơ, ký hiệu là i :
i
,...,
i1
(1.9)
i L
Lối ra xi phụ thuộc vào lối vào hiện tại
(1.10)
Khi
i1
nguồn
,
i
i
trạng thái
i1
Trong giản đồ lưới, giá trị
i( i)
i+1
tương ứng với bước chuyển trạng thái từ
trong phương trình 1.7 thể hiện độ dài hay số đo của nhánh.
Khi đó, tập hợp các biến để (.) tối thiểu sẽ tương ứng với
quãng đường có độ dài ngắn nhất trong giản đồ lưới. Xét
ví dụ giản đồ lưới trong hình 1.7. Các giá trị tương
ứng với giản đồ là: L=2, M=2, i {-1,1} và K=5. Với
2
Giải mã Viterbi quyết định cứng và quyết định mềm [2]
Ta định nghĩa hàm có khả năng giống nhất p(v/ui), trong đó v là chuỗi bit thu được còn ui là
một trong số các chuỗi có thể phát. Bộ giải mã chọn chuỗi un nếu:
p(v/un) = max p(v/ui) , ui
Dựa vào hàm này, ta phân biệt hai phương pháp giải mã là giải mã quyết
định cứng và quyết định mềm.
Giải mã Viterbi quyết định cứng
Để đơn giản ta xét kênh truyền là loại đối xứng nhị phân (BSC), với xác suất
có điều kiện: p(1/0))=p(0/1)=p và p(1/1)=p(0/0)=1-p. Ta dễ dàng nhận thấy
rằng, trong trường hợp này p(v/un) có giá trị cực đại khi khoảng cách
Hamming giữa các từ mã là nhỏ nhất.
Xét mã chập trong hình 1.8 có sơ đồ lưới được cho ở hình 1.9. Chú ý trong hình
1.9, các đường thẳng ứng với bit vào là 0 và các đường đứt nét ứng với bit 1.
Các số đo ở đây là khoảng cách Hamming giữa các từ mã. Với mỗi nhánh, ở
thời điểm ti, ta ghi nhãn là khoảng cách Hamming. Ta định nghĩa tổng tích lũy
của một đường tín hiệu ở thời điểm ti là tổng các khoảng cách Hamming của các
nhánh trên đường đó. Trong ví dụ trên, tại mỗi thời điểm, 1 bit lối vào sẽ làm
trạng thái của bộ mã hoá thay đổi. Ứng với giá trị 1 và 0 của lối vào, mỗi trạng
thái trong lưới có 2 trạng thái mới. Như vậy, mỗi trạng thái mới sẽ có 2 đường
chuyển vị tới nó. Giải mã Viterbi sẽ tính toán các số đo và loại bỏ đường dài hơn
(tổng tích luỹ lớn hơn).
Hình 0.8: Bộ mã chập ví dụ.
Hình 0.9: Giản đồ lưới ví dụ.
Hình 1.10 miêu tả 2 đường tín hiệu
cùng bắt đầu từ trạng thái b tại t2 và
sau 3 chu kỳ tái hợp tại trạng thái a
(t5). Ta nhận thấy đường trên có độ
dài là 4 (2+1+1) và đường dưới là
1 (0+0+1). Đường trên bị loại vì
đường dưới có số đo nhỏ hơn.
Hình 0.10 Các số đo đường dẫn cho
2 đường hội nhập.
Việc tính toán này được thực hiện
cho từng nút trong số 2K-1 nút ở
thời điểm ti, sau đó bộ giải mã
dịch đến thời điểm ti+1 và lặp lại
quá trình này.
Giải mã Viterbi quyết định mềm
Khác với giải mã quyết định mềm dùng
khoảng cách Hamming làm số đo, giải mã
quyết định mềm tính độ dài các đường tín
hiệu theo khoảng cách Ơclit. Khoảng này có
thể được biểu diễn thông qua xác suất
chuyển đổi giữa các trạng thái (trong ví dụ
này là lôga xác suất chuyển đổi giữa các
trạng thái).
Xét bộ mã hoá hình 1, xác suất chuyển đổi của
các kênh được cho như ở hình 1.11. Ta coi xác
suất chuyển đổi là xác suất mức nhận được sau
bộ lượng tử hóa nhiều mức vj tương ứng với bi
cji thứ j của nhánh thứ i và số đo của nhánh đượ
tính theo loga cơ số 2 của các xác suất này.
Chú ý: ln[p(0|0)] = ln[p(3|1)] =
-0.22; ln[p(1|0)] = ln[p(2|1)] =
-1.9; ln[p(2|0)] = ln[p(1|1)] =
-3.22; ln[p(3|0)] = ln[p(0|1)] =
-4.61. Ví dụ nếu 2 bit của nhánh
là 11 và 2 mức thu được tương
ứng là 32 thì số đo của nhánh là:
ln p 3 |1ln p 2 |1
Hình 1.12 miêu tả quá trình giải
mã Viterbi quyết định mềm.
Hình 0.12(a,b,c): Các bước giải mã Viterbi quyết định mềm
Ví dụ, trong hình 1.12b, ở độ sâu thứ 3 của lưới (t4 ) tại nút a có 2 nhánh tới:
một từ a và một từ nút c, các số đo tích lũy tương ứng của hai đường là:
Đường 1 (a a a a): -7.83+(-5.12)+(-9.22)= -22.24.
Đường 2 (a b c a): -2.12+(-6.44)+(-0.44)= -9.00.
Do nhánh dưới có số đo lớn hơn nên ta chọn nhánh này và bỏ nhánh trên. Cứ
tiến hành như vậy cho đến khi kết thúc lưới, ta được đường tín hiệu có khả năng
giống chuỗi đã phát nhất (trong ví dụ này kết quả là đường tô đậm ở hình 1.12c).
Độ sâu giải mã Viterbi
Để quyết định đường sống sót tới mỗi trạng thái ta phải tính tổng dồn của tất
cả các bước chuyển trước đó và như vậy ta sẽ không bao giờ có thể đưa ra
quyết định cuối cùng. Tuy nhiên trong thực tế, ta chỉ cần tính toán với các
đường có dài khoảng 5 lần từ mã. Điều này không làm sai lệch kết quả vì khi
tính toán với các độ sâu giải mã lớn hơn 5 lần độ dài mã, kết quả tính toán
không thay đổi (với xác suất rất cao).
Kênh fading Rayleigh [3]
Trong truyền thông vô tuyến, nếu không xác định trước, ta coi môi trường là tự do lý tưởng,
nghĩa là: không có vật nào hấp thu hoặc phản xạ năng lượng tần số vô tuyến nằm giữa anten
phát và anten thu; mặt đất phải là xa vô cùng so với tín hiệu được phát đi; không khí là hoàn
toàn đồng nhất; môi trường không hấp thu; anten thu là đẳng hướng. Khi đó, tổn hao không
gian tự do Ls(d) là:
æ4pd ö2
L ( d) = ç
s
ç
èl
với d là khoảng cách giữa máy phát và máy thu, là bước sóng tín hiệu. Nhưng trong thực
tế, tín hiệu được truyền đi trong không khí gần mặt đất, nhiều vật cản, tín hiệu có thể tới
máy thu qua nhiều đường gây nên sự thay đổi biên độ, pha và góc đến của tín hiệu thu;
hiện tượng này được gọi là fading đa đường.
Kênh fading
Có hai loại là fading rộng và fading hẹp tương ứ ng với các trường hợp khi di chuyển máy thu
trong phạm vi rộng hay hẹp khi so sánh với bước sóng mang. Fading hẹp cũng được gọi là
fading Rayleigh vì đường bao tín hiệu thu được có hàm mật độ xác suất tuân theo phân bố
Rayleigh. Khi di chuyển máy thu trong một phạm vi rộng, kênh truyền chịu fading hẹp chồng
lên fading rộng. Hình 1.13 sẽ phân loại cũng như mô tả đặc tính của từ ng loại kênh fading đa
đường.
Fading rộng
Tổn hao trung bình trên kênh fading rộng được tính theo công thức của Hata (dựa trên kết quả
đo đạc thực tế của Okumura trong phạm vi rộng):
L
p
(d) (dB) = Ls(d0) (dB) + 10 n log (d/d0)
Trong đó d là khoảng cách giữa máy phát và máy thu và d0 là khoảng cách tham chiếu, được
lấy bằng 1 km với các mạng tế bào lớn, 100 m cho các mạng tế bào ... Hệ số n phụ thuộc vào
tần số, độ cao anten, và môi trường truyền phát.
Tổn hao đường truyền Lp (d) tính theo phương trình (1.14) là giá trị trung bình, để chính xác
cho từng trường hợp cụ thể, ta thêm X là một biến ngẫu nhiên Gauss trung bình bằng không
với độ lệch chuẩn là (tất cả tính theo dB):
Lp(d) (dB) = Ls(d0) (dB) + 10 n log (d/d0) + X (dB)
X phụ thuộc vào vị trí và khoảng cách và được lựa chọn dựa trên việc đo đạc; nhưng thông
thường là từ 6 đến 10 dB hoặc hơn.
Hình 0.13: Các loại fading đa đường.
Fading hẹp
Khi tín hiệu nhận được gồm một thành phần theo đường truyền thẳng LOS (line of sight)
cộng với các thành phần đa đường thì đường bao biên độ sẽ có hàm mật độ xác suất dạng
Rice. Khi thành phần truyền thẳng LOS bằng không, hàm mật độ xác suất Rice sẽ tiến tới
phân bố Rayleigh. Fading hẹp có hai tác động là: hiện tượng các xung bị trải ra theo thời
gian và hiện tượng đáp ứ ng của kênh thay đổi theo thời gian. Hình 1.13 tổng kết hai cơ
chế của fading hẹp, mỗi cơ chế lại được xét theo hai phương diện là thời gian trễ (hay thời
gian) và tần số (hay độ dịch tần Doppler).Chú ý là các tính chất khi phân tích theo thời
gian có thể suy ra tính chất tương ứ ng theo tần số và ngược lại. Các phần tiếp theo sẽ phân
tích chi tiết đặc điểm của từ ng loại fading hẹp.
a. Xuống cấp do tín hiệu bị trải ra theo thời gian
Xét trong miền thời gian: nếu độ trễ tối đa của xung là Tm và symbol có độ rộng là Ts, ta
có hiện tượng fading phụ thuộc tần số nếu Tm > Ts, khi đó một số thành phần đa đường của
cùng một symbol sẽ chồng lên symbol kế tiếp giống như nhiễu ISI. Ngược lại, kênh là fading
phẳng nếu Tm
của cùng một symbol đến bộ thu theo các đường khác nhau có thể ngược pha nhau.
Hình 0.14: Các biểu hiện của fading hẹp (Fading Rayleigh)
Xét trong miền tần số: Ta định nghĩa, độ rộng dải kết hợp, f0, là dải tần số mà trong đó
kênh sẽ truyền tất cả các thành phần tần số trong dải đó với cùng hệ số biên độ và độ lệch pha.
Kênh fading phụ thuộc tần số ứ ng với trường hợp f0 < 1/Ts W (tốc độ symbol gần bằng băng
thông, khi đó, các thành phần phổ của symbol không được kênh đáp ứ ng giống nhau (hình
1.15a). Ngược lại, fading phẳng xảy ra khi f0 > W: kênh sẽ đáp ứng giống nhau đối với tất cả
các thành phần tần số tín hiệu (hình 1.15b). Để tránh hiện tượng ISI, phải thiết kế hệ thống
thoả mãn điều kiện sau: f0 > W 1/Ts. Do đó, f0 sẽ là giới hạn trên của tốc độ truyền.
Hình 0.15: Trải tín hiệu – xét theo tần số
Hình 1.15 mô tả các dạng tín hiệu bị trải ra theo thời gian: hình 1.15a là fading phụ thuộc
tần số; hình 1.15b biểu diễn fading phẳng thường gặp; hình 1.15c 1à trường hợp mà kênh
là fading phẳng (f0 > W) nhưng vẫn chịu suy giảm phụ thuộc tần số.
b. Suy hao do kênh thay đổi theo thời gian
Xét trong miền thời gian: Hiện tượng kênh thay đổi theo thời gian được chia làm hai loại
là: Fading nhanh và Fading chậm. Ta định nghĩa thời gian kết hợp (coherence time) T0 là
khoảng thời gian mà đáp ứ ng của kênh không thay đổi. Fading nhanh xảy ra khi T0
méo các xung ở băng cơ sở dẫn đến việc tổn hao SNR gây nên tỷ lệ lỗi không thể hạn chế.
Điều này cũng dẫn đến sự mất đồng bộ (lỗi PLL).
Kênh được coi là fading chậm nếu T0 > Ts, nghĩa là trong khoảng thời gian truyền một
symbol đáp ứng của kênh là không thay đổi. Kênh fading chậm làm tổn hao về SNR như
trong cơ chế suy giảm phẳng.
Xét theo sự dịch tần Doppler: Khi máy thu di chuyển so với anten phát, tần số sóng mang
sẽ thay đổi do hiện tượng Doppler, fd là tần số dịch chuyển tối đa so với tần số sóng mang, nó
mang dấu dương nếu máy thu tiến lại gần anten phát và mang dấu âm khi tiến ra xa. Một kênh
được gọi là fading nhanh nếu W<fd hoặc Ts>T0 và ngược lại kênh được coi là fading chậm
nếu W>fd hoặc Ts
Các kỹ thuật chống fading lựa chọn tần số [4]
Dựa trên các bộ cân bằng (hay sửa sóng: equalizer) để loại bỏ nhiễu ISI do suy giảm lựa
chọn tần số gây nên. Các bộ cân bằng này sẽ khôi phục lại các năng lượng mất mát của
symbol. Kỹ thuật này được thực hiện bằng cách thêm vào một bộ lọc, hệ gồm kênh và bộ lọc
này sẽ có đáp ứng phẳng và pha tuyến tính. Do đáp ứ ng của kênh là thay đổi theo thời gian,
nên các bộ lọc cân bằng phải là các bộ lọc thích nghi (adaptive filter).
Các bộ cân bằng quyết định ngược DFE (decision feedback equalizer): tín hiệu lối vào sẽ
qua một bộ lọc ngang tuyến tính có trọng số trễ và trọng số đường được chọn để tổ hợp tất cả
năng lượng của symbol thu. DFE cũng có một đường phản hồi nhằm loại bỏ phần năng lượng
thừa của các symbol trước đó. Ý tưởng cơ bản của DFE là khi nhận dạng được một symbol
mang thông tin thì ISI nó gây ra cho symbol tiếp theo có thể ước lượng và loại trừ trước khi
nhận các symbol tiếp theo.
Các bộ cân bằng ước đoán chuỗi gần giống nhất MLSE (maximum likehood sequence
estimation) sẽ kiểm tra tất cả các chuỗi dữ liệu thay vì giải mã từng symbol và chọn ra chuỗi
dữ liệu có khả năng hợp lý nhất. Các bộ MLSE được Forney giới thiệu lần đầu khi ông dùng
các bộ cân bằng với thuật toán Viterbi để giải mã. Các bộ cân bằng này đã được dùng trong hệ
di động GSM.
Các kỹ thuật trải phổ có thể được dùng để chống lại ISI gây ra bởi hiện tượng fading phụ
thuộc tần số, do bản chất của các hệ trải phổ là có khả năng loại bỏ nhiễu giống như ISI. Xét
một kênh truyền trải phổ trực tiếp DS/SS điều chế PSK, có một thành phần truyền thẳng LOS
và một thành phần phản xạ. Ký hiệu độ trễ của thành phần phản xạ là k, bỏ qua nhiễu tín hiệu
nhận được r(t) sẽ bằng
r (t ) = A.x(t).g(t).cos(2p f c t ) + a . A.x(t ).g (t - t k )cos(2p f c t+q)
x(t) là dữ liệu, g(t) là mã giả ngẫu nhiên PN để trải phổ, là góc pha ngẫu nhiên và là sự suy
giảm cường độ của thành phần đa đường so với thành phần đường ngắm thẳng. Tại nơi
thu, tín hiệu r(t) sẽ được nhân với g(t):
A.x(t).g2 (t ).cos(2p fc t)+a . A.x(t - t k ).g (t ).g (t - t k )cos(2p f c t+q)
k
2
Từ tính chất tương quan của mã trải phổ: g (t)=1 và nếu
phổ) ta có:
(1.17)
lớn hơn nhiều lần so với độ
rộng của chip (độ rộng của một bit trong mã trải
(1.18)
ò g* (t ).g (t - t k )dt
ò g * (t ).g (t ).dt
d
ấ
u
(
*
)
t
h
ể
h
i
ệ
n
l
i
ê
n
h
ợ
p
p
h
ứ
c
n
ê
n
t
a
n
hận thấy kết quả r(t).g(t) sẽ cho ta dữ liệu. Như vậy là hệ trải phổ loại bỏ
được nhiễu đa đường. Tuy nhiên, mỗi thành phần đa đường trong hệ thống
trải phổ vẫn mất đi một phần năng lượng. Và để khắc phục ta dùng các bộ
thu Rake. Bộ thu này sẽ có một bộ tương quan riêng cho từng thành phần
đa đường nhằm lấy lại các năng lượng đã mất.
Trong các phần trước, chúng ta cũng đã miêu tả trường hợp kênh thỏa mãn
điều kiện suy giảm phẳng nhưng khi các điểm không của hàm truyền của kênh
nằm trong dải tần tín hiệu thì kênh vẫn chịu suy giảm lựa chọn tần số. Hệ
thống DS/SS có tín hiệu được trải tần nên hiện tượng trên sẽ bị loại bỏ.
Trải phổ nhẩy tần FH/SS (frequency-hopping spread spectrum) với khoảng
nhẩy tần lớn hơn hoặc bằng tốc độ symbol cũng có thể loại bỏ suy giảm lựa
chọn tần số. Nguyên lý hoạt động của phương pháp này khác với kỹ thuật
DS/SS. Bộ thu FH sẽ chống tổn hao đa đường bằng cách làm tần số máy phát
thay đổi nhanh.
Phương pháp OFDM (orthogonal frequency-division multiplexing) cũng có
thể được dùng trong kênh có suy giảm phụ thuộc tần số. Dải tần tín hiệu sẽ
được phân thành nhiều băng con, mỗi băng con này sẽ có tốc độ symbol thấp
hơn. Các băng con được truyền đi bằng các sóng mang trực giao. Mục địch là
để tốc độ symbol, W 1/Ts, trên mỗi sóng mang nhỏ hơn dải tần kết hợp của
kênh f0. Và do đó có thể chống lại hiện tượng suy giảm phụ thuộc tần số.
Kỹ thuật dùng tín hiệu thăm dò (pilot) xác định tính chất của kênh trước khi
truyền tín hiệu nhằm cải thiện sự suy giảm.
Các kỹ thuật chống fading nhanh [4]
Để chống méo do fading nhanh, ta dùng phương pháp điều chế “khỏe”
(robust) (không kết hợp hoặc kết hợp vi sai). Trong đó không cần phải bám
pha và giảm thời gian lấy tích phân trong bộ thu.
Tăng tốc độ symbol (1/TS) để lớn hơn tốc độ fading fd 1/T0 nhiều lần bằng
cách thêm dư thừa cho tín hiệu.
Mã sửa lỗi và xen kẽ nhằm làm giảm giá trị SNR cần thiết. Với một giá trị
Eb/N0 cho trước thì mã hóa có tỷ lệ lỗi sẽ thấp hơn khi không mã.
Với trường hợp fading nhanh và fading phụ thuộc tần số xảy ra đồng thời:
để chống fading phụ thuộc tần số ta có thể dùng một tập tín hiệu OFDM,
nhưng sự trải Doppler sẽ làm mất
tính trực giao của giữ a các tín hiệu OFDM. Kỹ thuật lọc đa pha (polyphase) được dùng để tạo
dạng trong miền thời gian, giúp cho tín hiệu kéo dài hơn, làm giảm búp phổ nhánh, do đó giữ
được tính trực giao. Quá trình này sẽ dẫn đến nhiễu ISI và nhiễu kênh liền kề (adjacent
channel interference - ACI ), các loại nhiễu này sau đó sẽ được loại bỏ nhờ các bộ cân bằng
xử lý trước và bộ lọc khử.
Các kỹ thuật chống tổn hao SNR [4]
Sau khi chống fading lựa chọn tần số và fading nhanh, tỷ lệ lỗi của hệ thống sẽ có dạng
như đường ở giữ a trong hình 1.16. Bước tiếp theo, ta sẽ đưa điểm làm việc về đường tỷ
lệ lỗi của kênh AWGN.
Kỹ thuật phân tập theo thời gian (time
diversity): truyền một tín hiệu theo L khe thời gian
khác nhau, cách nhau một khoảng thối thiểu là T0.
Kỹ thuật phân tập theo tần số (frequency
diversity): truyền tín hiệu với L sóng mang khác
nhau, các tần số sóng mang chênh lệch ít nhất một
khoảng là f0. Mở rộng băng thông là một dạng của
kỹ thuật này: băng thông của tín hiệu W được mở
rộng để lớn hơn f0 nhiều lần, nhờ vậy máy thu có
thể thu được bản sao tín hiệu độc lập. Tuy nhiên,
kênh vẫn có thể chịu fading phụ thuộc tần số nên
phải thêm các bộ cân bằng để loại bỏ các lỗi đó.
Hình 0.16: Tỷ lệ lỗi giới hạn
do
fading.
Kỹ thuật trải phổ là một dạng mở rộng băng thông có nhiều ưu điểm nổi bật. Với hệ DS/SS,
như đã nói ở trên, các thành phần đa đường sẽ bị loại bỏ nếu chúng trễ một chu kỳ chip. Tuy
nhiên, để đạt được tỷ lệ lỗi của kênh AWGN, cần phải bù trừ các năng lượng bị mất. Bộ lọc
Rake được dùng để lấy lại các năng lượng mất mát khi tín hiệu được truyền đi theo nhiều
đường khác nhau.
Kỹ thuật FH/SS đôi khi cũng đư ợc coi là một kỹ thuật hữu hiệu để chống tổn hao SNR. Hệ
thống GSM dùng FH thấp (217 hop/giây) dùng trong trường hợp người dùng di chuyển máy
thu với tốc độ rất thấp (hoặc không di chuyển) và xảy ra ở các điểm phổ bằng không.
Quá trình xử lý tín hiệu sẽ được dùng để chọn trong các lối ra của các anten để kết hợp tất
cả các lối ra. Kỹ thuật này cũng có thể thực hiện bằng cách dùng nhiều máy phát trải ra trong
không gian như trong hệ định vị toàn cầu GPS.
Các kỹ thuật phân tập theo sự phân cực (polarization) là một cách khác để thu được các
mẫu tín hiệu không tương quan với nhau.
Các phương pháp kể trên về cơ bản đều dựa trên kỹ thuật mã thông thường, mã sửa lỗi có
thể cải thiện được việc suy hao SNR trong kênh fading hiệu quả hơn. Để đạt được cùng một tỷ
lệ lỗi thay vì tăng công suất tín hiệu khi phát, thì kỹ thuật này làm giảm yêu cầu về SNR. Mã
sửa lỗi liên kết với quá trình giãn cách được dùng phổ biến để cải thiện tỷ lệ lỗi trong môi
trường suy giảm.
ĐIỀU CHẾ MÃ LƯỚI TCM
Kỹ thuật điều chế mã lưới TCM (trellis-coded modulation) được G.Ungerboeck giới thiệu chi
tiết lần đầu vào năm 1982. Và ngay sau đó, kỹ thuật này đã nha nh chóng được áp dụng thực tế
trong nhiều lĩnh vực như truyền thông vệ tinh, hệ vi ba mặt đất, hệ thống thông tin di động ...
Đến nay, TCM đã có nhiều cải tiến mới và vẫn tiếp tục được sử dụng trong một số hệ thống
mới như các mạng di động CDMA thế hệ thứ 3...
Về bản chất, TCM là sự kết hợp của quá trình mã hoá (mã chập) và điều chế, có mở rộng tập
tín hiệu. Kỹ thuật TCM cho phép cải thiện đáng kể độ tăng ích (coding gain) mà không cần
thay đổi độ rộng băng thông hay giảm tốc độ dữ liệu như trong các hệ thống trước đó. Dù có
nhiều cải tiến nhưng nguyên tắc của các hệ thống TCM vẫn dựa trên những nghiên cứu ban
đầu của G.Ungerboeck.
Tổng quan [15]
Mã sửa lỗi truyền thống.
Trong các hệ thống truyền thông số truyền thống, quá trình điều chế và mã sửa lỗi là hoàn
toàn tách biệt. Các bộ điều chế và giải điều chế sẽ biến đổi một kênh dạng sóng liên tục thành
một kênh rời rạc, trong khi các bộ mã hóa và giải mã hóa sửa lỗi trong các kênh rời rạc này.
Đối với quá trình điều chế và giải điều chế: tại
máy phát, mỗi chu kỳ, bộ điều chế chuyển m bit
m
nhị phân thành một trong M=2 symbol. Tại nơi
thu, bộ giải điều chế so sánh tín hiệu nhận được
với M symbol biết trước, xác định symbol giống
nhất rồi khôi phục m bit tín hiệu gốc. Hình 2.1 là
các tập tín hiệu AM, PM và QAM trong điều chế
và giải điều chế.
Hình 0.1: Tập tín hiệu AM,PSK và QAM
Trong quá trình mã hóa và giải mã nhị phân, với mã có tỷ lệ k/n <1 các symbol dư thừa dài
(n-k) bit dùng để kiểm tra sẽ được thêm vào mỗi symbol thông tin dài k bit. Khoảng cách
Hamming được dùng để đo khoảng cách giải mã và làm tiêu chuẩn đánh giá mã. Với khoảng
H
m in
cách Hamming tối thiểu là d
các symbol mã.
bộ giải mã có thể sửa được tối thiểu [(d
H
m in-1)/2]
bit trong
Khi SNR thấp hoặc nhiễu lớn, để tăng phẩm chất của hệ thống điều chế, dù tốc độ tín hiệu
giảm hay có trễ do quá trình sửa lỗi thì việc dư thừa để sửa lỗi vẫn được sử dụng.
Kỹ thuật điều chế mã lƣới TCM
Có hai cách để khắc phục việc giảm tốc độ do dư thừa trong các hệ thống mã sửa lỗi truyền
thống: tăng tốc độ điều chế (nếu có thể mở rộng băng thông của kênh truyền) hoặc mở rộng
tập tín hiệu của hệ thống điều chế (nếu không thể mở rộng băng thông). Cách thứ 2 dẫn đến
