ĐÁP ỨNG TẦN SỐ CAO CỦA MẠCH KHUẾCH ĐẠI GHÉP RC

ĐÁP ỨNG TẦN SỐ CAO CỦA
MẠCH KHUẾCH ĐẠI GHÉP RC
2.1 BỘ KHUẾCH ĐẠI TRANSISTOR Ở TẦN SỐ CAO:
Chúng ta vừa khảo sát: ở tần số thấp mạch có đáp ứng phụ thuộc vào tụ ghép và bypass. Ở
dãy tần số cao, đáp ứng tần số bị giới hạn do các điện dung bên trong của dụng cụ. Trong một
transistor mối nối C-B hoạt động như là một diode phân cực ngược. Khi cực C được phân cực
âm so với B, các lỗ trống trong miền cực base dịch chuyển về phía collector và ngược lại các
electron dịch chuyển từ C về B, các electron trong base và các lỗ trống trong collector dịch
chuyển khỏi tiếp giáp C-B tạo nên vùng khuyết. Chiều dài hiệu dụng của vùng khuyết là L
càng lớn khi điện thế phân cực ngược càng tăng. Vì các điện tử và lỗ trống dịch chuyển khỏi
mối nối, vùng khuyết ở base trở nên tích điện dương và vùng khuyết ở collector trở nên tích
điện âm. Do đó mối hoạt động giống như tụ điện về lý thuyết thay đổi ngược với điện áp V
CB
.
Thực tế điện dung mối nối C
b’c
tỷ lệ ngược với luỹ thừa 1/2 hoặc 1/3 điện áp V
CB
tùy thuộc
vào transistor tần số cao (transistor cao tần). Tại mối nối B-E cũng xuất hiện một điện dung
C
b’e
có giá trị lớn hơn nhiều so với C
b’c
tiêu biểu vào khoảng 100 đến 5000pF.
2.1.1 Mạch tương đương hình PI:
Hầu hết các kiểu tần số cao của transistor được dùng là mô hình “HYBRID-PI”.
Trong hình H2.1, ký hiệu B’ để chỉ mối nối cực base và B tiêu biểu cho đầu cuối base của
transistor. Điện trở r
bb’
là điện trở tỉ lệ trực tiếp với độ rộng base có trị số khoảng 10 đến 50Ω.

Các transistor cao tần có độ rộng cực base bé nên r
bb’
nhỏ hơn so với transistor ở tần số thấp.
Điện trở mối nối B-E:
)K300T(
I
h025.0
r
o
EQ
fe
eb
=≈
′
Trở kháng ra
oe
h
1
ở tần số cao có thể bỏ qua vì thường lớn hơn R
L
nhiều. Do đó:
)K300T(
I
h025.0
rrrh
o
EQ
fe
bbebbbie
=+=+=

′′′
(2.1)
Tần số cắt:
Ảnh hưởng của các tụ điện ký sinh vừa nói ở trên ở tần số cao sẽ cho một tần số f
β
được
định nghĩa như sau: Cho v
ce
= 0, kiểu mẫu HYBRID-PI sẽ trở thành mạch đơn giản.
Trang 15
i
b'
B C
E E
r
bb'
r
b'e
B’
C
b'e
C
b'c
h
fe
i
b'
oe
h
1

Hình 2.1: Mô hình Hybrid – pi c a transistorủ
i
i
r
bb’
i
b'
C
b’e
C
b’c
r
b'e
h
fe
i
b'
oe
h
1
i
C
i
LSC
B B’
E E
C
R
L
= 0

Hình 2.2: Mô hình hybrid – pi dùng đ tính fể
Ta có độ lợi dòng ngắn mạch:
0v
i
c
ce
i
i
=
sẽ suy giảm 3dB tại tần số:
)C (vì
2
1
)(2
1
eb cb
ebebcbebeb
C
CrCCr
f
′′
′′′′′
>>=
+
=
ππ
β
(2.2)
Do đó f
β

là tần số ngắn mạch 3dB.
Giới hạn tần số trên của transistor đôi khi được định nghĩa theo f
T
có độ lợi dòng điện CE
bằng 1. Độ lợi dòng điện ngắn mạch của bộ khuếch đại lý tưởng như H2.2 sau:
β
ω
ω
+
−=
j
1
h
i
i
fe
i
c
(2.3)
Độ lợi sẽ bằng 1 khi:
fe
2
feT
hf1hfff
ββ
≈−≈=
(2.4)
Tần số f
T
được gọi là tích số độ lợi khổ tần của bộ khuếch đại.

Kiểu mẫu transistor ở tần số cao trong cách mắc cực base chung như sau:
Độ lợi dòng điện ngắn mạch:
β
=
ω
ω
+
==
fe
fb
0v
c
sc
i
h
j
1
h
i
i
A
cb
(2.5)
Và băng thông 3dB của bộ khuếch đại là f
α
, từ (2.5) ta có:
fe
hff
βα
=

(2.6)
So sánh (2.4) và (2.6) ta có:
T
ff =
α
. Kết quả này không chính xác vì các mạch CB ở trên
không có giá trị ở f
T
.
Tần số cắt α có thể xác định bằng:
βα
λ+=λ+= fh)1(f)1(f
feT
(2.7)
λ có giá trị từ 0.2 đến 1, tiêu biểu là 0.4
Để dễ dàng mạch tương đương thứ nhất ở trên bài toán này có thể tính điện áp v
b’e
hơn là
dòng i
b’
chảy qua r
b’e
. Nguồn dòng điện ngõ ra h
fe
i
b’
có thể chuyển thành dòng điện kiểm soát
bằng điện áp:
Trang 16
E

B B
C
C
b’e
C
b’c
i
e
i
i
fe
eb
h
r
'
h
fb
i
e
Hình 2.3
ebm
eb
eb
febfe
vg
r
v
hih

=








=
(2.8)
v
ib
mEQ
EQ
eb
fe
m
h
1
g;KI40
025.0
I
r
h
g =====

o

300T ụỷ
(2.9)
tin dựng ký hiu cho BJT, FET, TUBE ta dựng ký hiu g
m
.
Túm tt cỏc phn t mch tng ng PI:
=

50 ủeỏn 10r
bb
EQ
fe
eb
I40
h
r =

EQ
EQ
m
I40
025.0
I
g ==
h
oe
t l vi I
EQ
T
m

T
EQ
ebT
fe
eb
g
I40
r
f
C

=

=

=


( )
31 ủeỏn pvụựi v leọ tổ
bc
21C
p
cb
=


(C
bc
thng c nh sn xut cho di ký hiu l C

ob
in dung ngừ ra ca cỏc mc CB)
Thớ d: c tớnh ca transistor 2N3647 c nh sn xut cho : I
CQ
= 150mA; V
CE
= 1V
nh sau: f
T
= 350MHz; h
oe
= 10
-4
mho; h
fe
= 150; C
ob
= 4pF. T cỏc thụng s ny, tớnh toỏn cỏc
tham s ca mch tng ng tn s cao nu transistor hot ng I
CQ
= 300mA.
Gii:

ìì
==


5.12
1030040
150

I40
h
r
3
EQ
fe
eb
r
bb
khụng c cho, chỳng ta gi s bng 10
mho123.040g
m
=ì=
mho102h
4
oe

ì
pF5450
103502
12
g
C
6
T
m
eb

ìì
=

=

C
bc
= C
ob
= 4pF
2.1.2 B khuch i cc phỏt chung tn s cao in dung Miller:
Trang 17
B
E E
C
C
be
r
bb'
r
b'e
C
bc
g
m
v
be
B
v
be
+ + +
- - -

v
be
v
ce
Hỡnh 2.4: Mụ hỡnh t ng ng hybrid pi v i ỏp c i u khi n b i dũng
i
i
r
i
R
c
R
b
r
bb
r
be
C
be
C
bc
g
m
v
b'e
i
L
i
b
+

-
v
b'e
B B C
E
Hỡnh 2.5b: M ch t ng ng t n s cao
V C C
C
e
i
i
r
i
R
1
R
2
R
c
R
e
R
L
C
c1
C
c2
i
L
Hỡnh 2.5a

Để đơn giản ta đặt R
b
= R
b
//r
bb’
và R
L
= R
L
//R
c
. Mạch có thể xem như loại khuếch đại hồi
tiếp sai lệch dòng điện C
b’c
được thay thế bằng R
f
.
Dùng kỹ thuật hồi tiếp, ta có mạch tương đương mới như sau:
Với:
bbi
bbb
b
ii
ri
rR
R
ii
′
′

>>≈
+
=
′
b
R vì
(2.10a)
Và R
b’e
= r
b’e
// (R
b
+r
bb’
) (2.10b)
Chúng ta giả sử rằng:
L
cb
R
C
1
>>
ω
′
LL
cb
RR
C
≈⇒ //

1
'
ω
(2.11a)
mcb
gC <<ω
′
(bỏ nguồn dòng jC
b’c
v
b’e
) (2.11b)
Mạch sẽ đưa về dạng tương đương đơn giản như sau:
Trang 18
R
L
R
L
g
m
v
b'e
C
b’c
C
b’e
r
b’e
r
bb’

R
b
’
i
L
i
b’
+
-
v
b'e
i
i
B B’ C
E
Hình 2.5c
R
b’e
i'
i
R
L
C
b’e
C
b’c
B’ C
E
v’
L

+
-
v
b’e
+
-
v
L
C
b’c
jC
b’c
v
b’e
g
m
v
b’e
Hình 2.6a
i'
i
R
b’e
R
L
C
b’e
C
b’c
B’ C

E
v’
L
v
b’e
+
-
+
-
V
L
g
m
v
b'e
i
L
Hình 2.6b
Độ lợi vòng:








+ω+
ω
−=

′
⋅=
′
=
′′′
′′′
′
=
′
)CC(Rj1
CRj
Rg
v
v
v
v
v
v
T
cbebeb
ebeb
Lm
L
eb
eb
L
0i
L
L
i

(2.12)
Tổng dẫn vào:
( )
cbeb
eb
0v
eb
i
i
i
CCj
R
1
v
i
Z
1
Y
L
′′
′
=
′
′
+ω+=
′
==
(2.13a)
Tổng dẫn hồi tiếp là:
( ) ( )







+ω+
ω
+⋅






+ω+=−=
′′′
′′
′′
′
)CC(Rj1
CRRgj
1CCj
R
1
T1YY
cbebeb
ebebLm
cbeb
eb

iif

( )
[ ]
cbLmeb
eb
CRg1Cj
R
1
′′
′
++ω+=
(2.13b)
Chúng ta nhận thấy mạch vào Thevenin có hồi tiếp gồm có:
R
b’e
// C
b’e
// (1 + g
m
R
L
)C
b’c
(2.13c)
Vì thế điện dung ngõ vào được tăng lên bởi điện dung Miller:
C
M
= (1+g
m

R
L
)C
b’c
(2.13d)
Do đó điện dung hồi tiếp collector – base được nhân bởi hệ số (1 + g
m
R
L
) khi được phản
ánh đến mạch vào. Đây chính là hiệu ứng Miller và thông thường sẽ làm giảm băng thông 3dB
ở tần số cao.
Nếu trở kháng tải là Z
L
thì:
Y
M
= jω(1 + g
m
Z
L
)C
b’c
Tổng dẫn ra:
Tổng dẫn ngõ ra Thevenin có hồi tiếp:
( )
)CC(Rj1
CRRgj
R
1

T1
R
1
Y
cbebeb
ebebLm
LL
of
′′′
′′
+ω+
ω
+=−








=
(2.14a)
Cj
R
R
CRgjCg
CC
R
Y

L
cbcbmcbm
cbeb
L
of
ω
ω
1
11
1
)(
11
+
+=
+
+
+=
′′′
′′
(2.14b)
Tổng dẫn ra gồm có điện trở R
L
song song với một mạch RC với
cbm
eb
cb
eb
m
Cg
C

C
C
1
g
1
R
′
′
′
′
≈








+=
(2.14c)
và C = g
m
R
b’e
C
b’c
(2.14d)
Độ lợi dòng điện ngắn mạch:
Từ mạch tương đương Norton, chúng ta xác định kế tiếp độ lợi dòng điện ngắn mạch A

isc
.
Từ hình vẽ H2.6b trên cho ta:
0vv
LL
=
′
=
,
)CC(Rj1
Rg
i
v
v
i
i
i
A
cbebeb
ebm
i
eb
eb
sc
i
sc
isc
′′′
′′
′

+ω+
−
=
′
⋅=
′
=⇒
(2.15)
Mạch tương đương Thevenin có thể vẽ từ mạch Hình 2.6a và 2.6b kết hợp với các phương
trình (2.13a), (2.14b) và (2.15) để cho H2.7. Mạch tương đương đơn giản hơn có thể từ hình vẽ
2.6b dùng hiệu hiệu ứng Miller (2.13d) để có H2.8. Từ đây có thể tính độ lợi dòng điện và trở
kháng nhập.
Trang 19
r
b'e
i'
i
R
L
R
b
+ r
bb’
C
b'e
C
R
A
isc
i’

i
+
-
v
b'e
( )
cbLmM
CRgC
'
1+=
+
-
v
L
B’
E
C
Hình 2.7: M ch t ng đ ng Nortonạ ươ ươ
i'
i
r
b'e
R
b
+ r
bb’
R
L
C
b'e

g
m
v
b'e
C
M
v
b'e
-
+
+
-
v
L
B’
R
b’e
Hình 2.8: M ch t ng đ ng dùng hi u ng Millerạ ươ ươ ệ ứ
Độ lợi dòng điện và băng thông:
Từ mạch tương đương Hình 2.8, dùng kỹ thuật hồi tiếp:
T1
A
A
i
if
−
=
(2.16)
[ ]
)Rg1(CCR

1
Lmcbebeb
h
++
=ω
′′′
Kết quả:
)CC(Rj1
Rg
i
i
A
Mebeb
ebm
i
L
if
+ω+
=
′
=
′′
′
(2.17)
Độ lợi dãy giữa là:
A
im
= g
m
R

b’e
(2.18a)
Độ lợi suy giảm 3dB ở tần số:
)CC(R2
1
f
Mebeb
h
+π
=
′′
(2.18b)
Được gọi là tần số 3dB ở phía trên. Khi dùng các bộ khuếch đại RC, f
h
lơn hơn rất nhiều so
với f
L
, do đó ta định nghĩa băng thông 3dB là (f
h
– f
L
).
Trang 20
g
m
R
b'e
h
L
v

A
T n s gi aầ ố ữ T n s caoầ ốT n s th pầ ố ấ
( )
[ ]
cbLmebeb
h
CRgCR
'''
1
1
++
=
ω
Hình 2.9: áp ng t n s c a m ch CEĐ ứ ầ ố ủ ạ
6dB/octave
Thí dụ: Một bộ khuếch đại có các tham số: r
i
= 10K; C
b’c
= 2pF; R
b
= 2K; C
b’e
= 200pF; r
bb’
= 25Ω; g
m
= 0.5mho; R
L
= 200Ω; r

b’e
= 150Ω. Tìm độ lợi dãy giữa và tần số 3dB – f
h
.
Giải:
Từ (2.18a) ta có độ lợi dòng điện dãy giữa là:
A
im
= -g
m
(R
b
+ r
bb’
) // r
i
// r
b’e
≈ -0.5×150 = -75
Tần số 3dB f
h
(1.18) :
pF400200
2
1
12200CC
Meb
=













++=+
′
MHz6.2
)CC(R2
1
f
Mebeb
h
≈
+π
=
′′
MHz400
CR2
1
f
cbL
h
≈
π

<<
′
Vì: f
h
= 2.6MHz << 400MHz
Mỗi khi f
β
được dùng xấp xỉ bằng f
h
. Trong ví dụ này:
MHz3.5
CR2
1
f
ebeb
h
≈
π
=
′′
Do đó sự xấp xỉ không chính xác, và điều này đạt được chỉ khi có:
C
b’e
>> C
b’c
(1+g
m
R
L
) và R

b’e
≈ r
b’e
2.1.3 Mạch phát theo ở tần số cao:
Trong hầu hết các mạch phát theo, độ lợi điện áp đều mong muốn bằng 1 do đó r
i
được
chọn rất bé, R
b
được chọn rất lớn để tiện tính toán ta xem như vô hạn. Trở kháng nhập và xuất
ở tần số giữa, độ lợi ở tần số giữa là:
Trang 21
V C C
C
e
i
i
r
i
R
1
R
2
R
c
R
e
R
L
C

c1
C
c2
i
L
Hình 2.10
V C C
-
v
i
r
i
R
b
R
e
R
L
v
e
C
c1
→∞
C
c2
→∞
+
V
BB
v

i
r
i
R
b
R
e
R
L
v
e
+
-
r
bb’
r
b’e
C
b’e
C
b’c
+ -v
b’e
g
m
v
b’e
Z
i
Z’

i
Z
o
M ch t ng đ ng t n s ạ ươ ươ ở ầ ố
cao
B B’ E
C
Hình 2.11a
Hình 2.11b:
Z
im
= h
ie
+(h
fe
+ 1)R’
e
≈ h
fe
R’
e
(2.19a)
R’
e
= R
e
// R
L
1h
rrr

1h
hr
Z
fe
ebbbi
fe
iei
om
+
++
=
+
+
=
′′
(2.19b)
1
v
v
A
i
e
vm
==
(2.19c)
Bây giờ ta xác định ảnh hưởng của C
b’c
và C
b’e
:

Trở kháng vào:
β
′
ω
+
′
+
+
′
≈
′
s
1
Rhr
RZ
efeeb
ei
(2.20)
Kết hợp với r
bb’
và C
b’c
cho ta trở kháng của Z
i
. Nếu R’ >> R’
e
có thể bỏ qua R’
e
thì giá trị
i

Z
bằng 0.707 lần giá trị dãy giữa xảy ra ở tần số:
)CC)(Rhr(
1
cbefeeb
1
′
+
′
+
≈ω
′′
(2.21a)
Với
em
eb
efeeb
Rg1
C
)Rhr(
1
C
′
+
=
′
+ω
≈
′
′

′
β
(2.21b)
Mạch tương đương trên ta thấy rằng Z
i
có 1 cực và zero. Ở các tần số rất cao








′′
cb
C
bb
r
1
treân
, Z
i
≈ r
bb’
nhỏ hơn so với dãy giữa nhiều.
Trở kháng ra:























ω
+








ω

+
′
+
+
′
+
=
′′′
iT
iebeb
fe
ieb
o
s
1
s
1
)R//r(sC1
1h
Rr
Z
(2.22)
Với R’
i
= r
i
+ r
bb’
(2.23a)
Và

cbi
i
CR
1
′
′
=ω
(2.23b)
Trang 22
efeeb
RhrR ''
'
+=
v
i
r
bb'
r
i
e
R'
C
b’c
( )
efeeb
Rhr
C
'
1
'

'
+
=
β
ω
em
eb
Rg
C
'1
'
+
=
R’
i
Z
i
Z’
i
Hình 2.12: Tr kháng vào c a m ch EC cao t nở ủ ạ ở ầ
+
-
v'
b
Nếu R’
i
nhỏ hơn r
b’e
nhiều, zero ở (2.22) xảy ra ở tần số cao hơn ω
β

nhưng nhỏ hơn ω
i
. Ở
tần số này trở kháng ngõ ra bắt đầu tăng cao hơn giá trị ở dãy giữa. Ở các tần số cao hơn các
cực ở mẫu số của (2.22) và trở kháng giảm.
Độ lợi điện áp:
i
b
b
e
v
v
v
v
v
A
′
′
⋅=
Ta tính
b
e
v
v
′
bằng cách viết phương trình nút ở điểm nút Emitter:
e
e
ebm
eb

eb
R
v
vg
Z
v
′
=+
′
′
′
(2.24a)
Với
β
′
′
ω
+
=
s
1
r
Z
eb
eb
Vì v
b’e
= v
b’
– v

e
, (2.24b)
(2.24a) có thể viết:
( )
e
e
eb
meb
R
v
Z
1
gvv
′
=








+−
′
′
(2.24c)
Và
b
ebe

m
eb
m
be
v
ZR
g
Z
g
vv
′
′
′
′
≈
+
′
+
+
≈
11
1
(2.25a)









>>
′
m
g
1
R vì
e
(2.25b)
Chú thích: Độ lợi điện áp từ B’ đến E xấp xỉ bằng 1, và độc lập đối với tần số. Độ lợi điện
áp
i
b
v
v
′
có thể xác định từ mạch ngõ vào và tương đương của hình vẽ trên. Ở tần số thấp hơn
ω
β
, trở kháng của C’ lớn hơn trở kháng R’. Do đó C’ có thể bỏ qua.
β
′
′
ω<ω=
ω
+
=
′
+
≈ jj s vôùi

i
icbi
b
s
1
1
RsC1
1
v
v
(2.26a)
Giả sử rằng R’
i
<< r
b’e
+ h
fe
R’
e
. Cho s = jω = jω
β
1
1
1
v
v
2
i
i
b

≈








ω
ω
+
=⇒
β
′
(2.26b)
Ở tần số cao hơn ω
β
, trở kháng của C’ nhỏ hơn (r
b’e
+ h
fe
R’
e
) do đó hình vẽ trên có thể đơn
giản thành H2.13. Mạch tương đương đơn giản phát theo tần số cao:
Trang 23
v
i
'

'
bbii
rrR +=
R’
e
C
b’c
+
em
eb
Rg
C
C
'1
'
'
+
=
-
v
b'
Hình 2.13: M ch vào EF đ n gi n cao t nạ ơ ả ở ầ
Độ lợi:
[ ]
cbie
2
cbiie
e
i
b

CRCRsCRC)RR(s1
RCs1
v
v
′′
′
′′′
+
′
+
′′
+
′
+
′′
+
=
(2.26c)
Vì
1
v
v
b
e
≈
′
xem như là ở mọi tần số theo (2.25a). Vậy độ lợi điện áp được coi như là
i
b
v

v
′
và
được tính theo (2.26a) và (2.26b). Khi đó tần số 3dB của mạch được phát theo được tính theo
(2.26c).
Thí dụ: Mạch phát theo hình vẽ Hình 2.11 có các tham số:
C
b’e
= 1000pF; h
fe
= 100; C
b’c
= 10pF; R’
e
= 100Ω
R
b’e
= 100Ω; R’
i
= 100Ω; r
bb’
= 30Ω.
Tìm Z
i
, Z
o
và A
v
.
Giải:

Z
im
= r
bb’
+r
b’e
+ (1 + h
fe
)R’
e
≈ 10K
Vì r
b’e
+ h
fe
R’
e
>> R’
e
. Dùng (2.21a) có thể cực tần số thấp nhất của Z
i
. Dùng (2.21b)
pF10
1001
101000
R
r
h
1
C

Rg1
C
C
12
e
eb
fe
eb
em
eb
≈
+
×
=
′
+
=
′
+
=
′
−
′
′′
Và
s/rad105
10)1010)(10100(
1
)CC)(Rhr(
1

6
124
cbefeeb
1
×=
++
≈
′
+
′
+
≈ω
−
′′
H2.14 cho biểu đồ tiệm cận của Z
i
.
Từ (2.22), với:
s/rad10
C
g
9
cb
m
T
==ω
′
và
s/rad10
CR

1
9
cbi
i
=
′
=ω
′
Trang 24
, Mrad/s
6dB/octave
1
= 5
= 10
3300
1
''
=
cbbb
Cr
6dB/octave
Không xác đ nhị
r
bb'
= 30
( )
4
'
10'1 =++
efeeb

Rhr
ng Đườ
th c tự ế
Hình 2.14: Tr kháng vào c a m ch EFở ủ ạ
Và
2
9
7
99
9
10
1
102
1
2
10
1
10
1101
)50101)(100100(
11
)//(1
1






+







×
+
≈






+






+
××++
=























+








+
′
+
+

′
+
=
−
′′′
s
s
ss
s
ss
RrsC
h
Rr
Z
iT
iebeb
fe
ieb
o
ωω
Độ lợi điện áp: Xấp xỉ bằng 1 ở ω ≤ ω
β
theo (2.25a) và (2.26b). Để xác định tần số 3dB ta
dùng (2.26c):
[ ]
121221212
12
v
10101001010100s)1010)(100()1010)(200(s1
1010100s1

A
−−−−
−
××××××+×+×+
×××+
≈







×
+






×
+
+
=
+×+
+
=
−−
−

99
9
2189
9
1062.2
s
1
1038.0
s
1
10
s
1
s10s1031
s101
2.1.4 Dao động ở tần số cao:
Trong thực tế, các mạch phát theo trở nên bất ổn và sinh ra dao động ở tần số cao. Do các
điện dung dây nối sai lệch từ emitter xuống đất dài với trở kháng nội của nguồn cung cấp, làm
cho độ lợi dòng lớn hơn 1. Tính bất ổn có thể loại trừ bằng cách tăng r
i
cho đến khi ngừng dao
động. Điều này lại bất lợi là tăng trở kháng nhập và giảm độ lợi. Giải pháp khác, thêm vào
cảm kháng có Q thấp nối tiếp với r
i
. Trở kháng này được chọn để trở kháng của nó trong dãy
tần số được chọn có thể bỏ qua, trong khi ở tại tần số dao động nó lại có 1 giá trị trở kháng
cao. Hiệu quả sẽ làm tăng giá trị r
i
ở tần số cao.
Trang 25

6dB/octave
, Mrad/s
= 10
20 100
1000 10,00
0
2
100
50
Ω,
o
Z
ng th c tĐườ ự ế
1
10
Hình 2.15: Tr kháng ra c a m ch EFở ủ ạ
, Mrad/s
= 380 Mrad/s
v
A
6dB/octave
44010 100 1000 2620
0.707
0.1
0.38
1
Hình 2.16: l i áp c a m ch EFĐộ ợ ủ ạ
2.2 FET Ở TẦN SỐ CAO:
Ở tần số cao, các điện dung ở các mối nối trong FET là C
gs

và C
gd
. Từ kết quả phân cực
ngược mối nối diode, điện dung C
gs
và C
gd
có thể tương tự như C
b’c
.
Do đó
( )
0V- ~
21
gs
≤
−
gsgs
VC
(2.27a)
( )
0V- ~
21
gd
≤
−
gdgd
VC
(2.27b)
Vì

gsgd
vv >>
do đó: C
gd
<< C
gs
(2.27c)
Tiêu biểu: C
gs
có giá trị khoảng 50pF ở các FET tần số thấp, nhỏ hơn 5pF ở các FET cao
tần. Tụ hồi tiếp C
gd
thường nhỏ hơn 5pF và ở các IGFET cao tần thì nhỏ hơn 0.5pF.
2.2.1 Bộ khuếch đại nguồn chung (CS) ở tần số cao:
Tụ điện Miller được tính bằng:
C
M
= C
gd
(1 + g
m
(r
ds
// R
d
)) (2.28a)
Kết quả này có giá trị đối với tần số thỏa:
gdddsgd
C)R//r(C
1

m
g
vôùi <<ω<<ω
(2.28b)
Ta vẽ được mạch tương đương sau:
So sánh hình vẽ của mạch tương đương BJT ta thấy có dạng giống nhau.
Độ lợi điện áp:
( )
)CC(rj1
1
R//rg
v
v
A
Mgsi
dsm
i
d
v
+ω+
−==
(2.29a)
Tần số 3dB là:
)CC(r2
1
f
Mgsi
h
+π
=

(2.29b)
Độ lợi điện áp được vẽ ở hình sau:
Trang 26
( )
[ ]
ddsmgd
M
RrgC
C
//1+
=
v
i
r
i
r
ds
R
d
C
gs
G D
S
+
+
-
-
v
gs
v

d
g
m
v
ds
Hình 2.18: M ch CE khi lo i b h i ti pạ ạ ỏ ồ ế
( )
Mgsi
h
CCr +
=
1
ω
v
A
( )
ddsm
Rrg //
Hình 2.19: áp ng biên t n c a m ch khu ch đ i CSĐ ứ ầ ủ ạ ế ạ
v
i
r
i
C
gd
R
d
r
ds
C

gs
g
m
v
gs
-
+
v
gs
DG
S
+
-
v
d
Hình 2.17b: M ch t ng đ ng t n s ạ ươ ươ ở ầ ố
cao
v
i
r
i
R
d
D
S
Hình 2.17a
Thí dụ: Bộ khuếch đại FET như H2.17 có các giá trị sau:
R
d
= 10K; r

ds
= 15K; g
m
= 3×10
-3
mho; C
gs
= 50pF; C
gd
= 5pF
Tìm r
i
để đảm bảo băng thông ít nhất là 100KHz
Giải:
Từ (2.29b) ta có:
))1061031(1051050)(10(2
1
)CC(f2
1
r
3312125
Mgsh
i
×××+×+×π
≤
+π
=
−−−
= 11K (C
M

tính từ (2.28a)).
Ta có thể chọn r
i
= 10K
Độ lợi điện áp khi r
i
= 0: Xét bộ khuếch đại dùng FET như H2.17a, với r
i
= 0, mạch tương
đương có vẽ như hình 2.20b ở trên và đơn giản là hình 2.20c.
Nếu ta có: v
gs
= v
i
.
( )
( )
ddsds
dds
gdm
i
d
v
R//rCj1
R//r
Cjg
v
v
A
ω+

ω+−==

( )
( )
ddsds
m
gd
ddsm
R//rCj1
g
Cj
1
R//rg
ω+
ω
+
−=
(2.30)
Với
( )
ddsm
R//rg
>> 1 (2.31)
Độ lợi điện áp được vẽ ở hình 2.21.
Trang 27
1
( )
ddsgd
h
RrC //

1
=
ω
v
A
( )
ddsm
Rrg //
gd
m
C
g
Hình 2.21: l i áp c a m ch khu ch đ i dùng FETĐộ ợ ủ ạ ế ạ
C
gd
+
v
i
r
ds
//R
d
g
m
v
gs
-
v
d
C

gd
r
ds
//R
d
-
+
v
d
( )
igdm
vCjg
ω
+−
Hình 2.20a Hình 2.20b
Chú ý: nếu R
d
vô hạn, băng thông 3dB của bộ khuếch đại cực nguồn chung sẽ bị giới hạn
bởi điện trở r
ds
và tụ điện C
gd
.
2.2.2 Đáp ứng tần số cao của mạch nguồn theo: (Source Follower)
Mạch này khác với loại phát theo ở BJT vì có điện trở vô hạn song song với C
gs
thay vì r
b’e
rất bé ở BJT.
Trở kháng vào:

( ) ( )
)R//r(g1
Cj
1
R//r
i
v
Z
ddsm
gs
dds
gd
i
+








ω
+==
′
(2.32)
Từ Hình 2.23a trở kháng nhập gồm có C
gd
song song với mạch nối tiếp RC.
Giả sử:

1)R//r(g
ddsm
>>
(2.33a)
Trang 28
v
i
r
i
C
gd
r
ds
//R
s
( )
sdsm
gs
Rrg
C
C
//1
'
+
=
Z
i
Z’
i
D

G
Hình 2.23a: M ch tính Zạ
i
( )
sdsm
gs
Rrg
C
//1+
v
i
r
i
C
gd
Z
i
G
D
Hình 2.23b: Khi << g
m
/C
gs
v
i
r
i
C
gd
r

ds
//R
s
Z
i
G
D
Hình 2.23c: Khi >> g
m
/C
gs
v
i
r
i
R
s
S
r
ds
C
gs
C
gd
g
m
v
gs
+
-

v
s
G
D
Z’
i
Z’
o
Hình 2.22b: M ch t ng đ ng cao t nạ ươ ươ ở ầ
r
i
v
i
R
s
+
-
v
s
G
D
S
Hình 2.22a
i
i’
0
Ta có:
2
dds
2

gs
m
2
dds
2
i
)R//r(
C
g
)R//r(Z








ω
+≈
′
(2.33b)
Tụ C’ có trở kháng cao hơn điện trở
)R//r(
dds
miễn là:
ds
m
C
g

<<ω
Trong dãy tần số này, mạch tương đương có thể vẽ đơn giản như H2.23b. Đối với các tần
số thỏa
ds
m
C
g
<<ω
mạch tương đương trở thành H2.23c. Ta có:








+
′
ω
+
′
ω
+
⋅
ω
=
gdsds
sds
gd

i
C
1
C
1
)R//r(j
1
1
)R//r(Cj
1
1
Cj
1
Z
(2.34)
Trở kháng ra:
Từ H2.22b ta có:

( )
gdi
m
gs
igsgd
m
0v
o
s
o
Crj1
g

Cj
1
r)CC(j1
g
1
i
v
Z
i
ω+








ω
+
+ω+
⋅=
′
=
′
=
(2.35a)
Nếu r
i
= 0, các tiệm cận của

o
Z
′
tương đương
với 1/g
m
đến tần số ω
1
:
gs
m
1
C
g
=ω
(2.35b)
Và sẽ giảm ở mức 6dB/octave
Độ lợi điện áp:
i
g
g
s
i
s
v
v
v
v
v
v

v
A ⋅==
(2.36)
g
s
v
v
được tính trực tiếp từ hình 2.24b bằng
cách dùng KCL:
(g
m
v
gs
+ i)(r
ds
// R
s
) = v
s
(2.37a)
Với
gs
sggs
Cj
i
vvv
ω
=−=
(2.37b)
Thay vào (2.37a) ta có:

1
)R//r(g1
)R//r(
Cj1
g
Cj
1
)R//r(g1
)R//r(g
v
v
sdsm
sds
gs
m
gs
sdsm
sdsm
g
s
=













+
ω+
ω
+
+
=
(2.37c)
Trang 29
(Mrad/s)
6dB/octave
v
A
1
100
1
==
gdi
h
Cr
ω
Hình 2.24c: l i ápĐộ ợ
i
Z
6dB/octave
( )
sdsm

gs
Rrg
C
C
//1
'
+
=
( )
sds
RrC //'
1
















+
sdsgd

RrCC //
11
'
1
Hình 2.24a: c tính ZĐặ
in
theo t n sầ ố
r
i
= 0
o
Z
gs
m
C
g
=
1
ω
m
g
1
6dB/octave
Hình 2.24b: Tr kháng raở
i
g
v
v
được tính từ H2.23 ở các tần số thấp hơn
gs

m
C
g
.
Ta có:






+
+ω+
≈
)R//r(g1
C
Crj1
1
v
v
sdsm
gs
gdi
i
g
(2.38a)
Ở các tần số cao hơn
gs
m
C

g
dùng hình vẽ 2.23c ta có:








ω+
≈
)R//r//r(Cj1
R//r//r
r
1
v
v
sdsigd
sdsi
ii
g
(2.38b)
Nếu r
i
→ 0,
i
g
v
v

→ 1 không phụ thuộc vào tần số.
Thí dụ: Một mạch nguồn theo FET, có các thông số sau đây:
C
gs
= 6pF; C
gd
= 2pF; r
ds
= 70K; g
m
= 3×10
-3
mho. Nếu R
s
= 10K và r
i
= 5K, vẽ độ lợi điện
áp theo tần số và xác định tần số 3dB.
Giải:
Độ lợi điện áp là:
i
g
g
s
i
s
v
v
v
v

v
v
v
A ⋅==
Từ (2.37c) ta suy ra:
1
v
v
g
s
≈
Để xác định
i
g
v
v
, ta xét các tần số nhỏ hơn:

s/rad105
106
103
C
g
8
12
3
gs
m
×=
×

×
=
−
−
Dùng (2.38a) và ta chú ý rằng:
)R//r(g1
C
C
sdsm
gs
gd
+
>>
8
gdii
g
v
10j1
1
Crj1
1
v
v
A
−
×ω+
=
ω+
≈≈
Vậy tần số 3dB là:

ω
h
= 100×10
6
rad/s <
gs
m
C
g
Xem hình vẽ độ lợi điện áp ở H2.24c.
2.3 BỘ KHUẾCH ĐẠI ĐA TẦNG RC:
Trang 30
Giữa các tầng, khi ghép lại có sự tương tác, do đó phép tính phức tạp hơn đơn tầng rất
nhiều. Phương pháp tính toán, bắt đầu từ tầng cuối cùng, sau đó đi dần tới mạch vào, nhờ đó ta
có được các trở kháng Miller.
Để tính toán độ lợi dòng điện A
i
= i
L
/i
i
, giả sử bỏ qua r
bb’
, dùng các kết quả của phần 2.1.2
để xác định điện dung Miller của tầng thứ hai. Ta được H2.26.
Tuy nhiên mạch vẫn còn phức tạp, để đơn giản ta thay:
eb2b1c2
r//R//RR
′
=

(2.39)
( )( )
2cLmcbeb2
R//Rg1CCC ++=
′′
(2.40)
với
( )( )
2cLmcbM
R//Rg1CC +=
′
eb1bi1
r//R//rR
′
=
. (2.41)
Ta được mạch đơn giản như hình 2.27:
Trang 31
i
i
A’
i
i
R
1
R
2
R
c2
R

L
C
b’e
C
b’c
C
2
i
L
+
-
+
-
v
b’1
v
b’2
g
m
v
b'1
g
m
v
b'2
B’
1
B’
2
A

Hình 2.27: M ch rút g n đ n gi n h nạ ọ ơ ả ơ
V C C
R
L
i
i
r
i
R
b1
R
b2
R
e1
R
e2
R
c1
R
c2
Hình 2.25a: M ch khu ch đ i liên t ngạ ế ạ ầ
V
BB
V
BB
C
c 1
→∞
C
c 2

→∞
C
c 3
→∞
C
e1
→∞
C
e1
→∞
R
L
r
i
R
c1
R
b2
R
c2
R
b1
r
bb’
r
bb’
C
b’c
r
b’e

r
b’e
C
b’e
C
b’e
C
b’c
g
m
v
b’1
g
m
v
b’2
+ +
-
-
v
b'1
v
b'2
B
1
B’
1
C
1
E

1
B
2
E
2
B’
2
C
2
i
L
Hình 2.25b: M ch t ng đ ng t n s caoạ ươ ươ ầ ố
C
b’c
i
i
r
i
R
b1
r
b’e
R
b2
R
c1
R
c2
r
b’e

C
b’e
B’
1
g
m
v
b'1
g
m
v
b'2
R
L
+ +
- -
v
b'1
v
b'2
B’
2
Meb
CCC +=
'2
i
L
Hình 2.26: M ch rút g nạ ọ
i
L

Để đơn giản hơn ta xác định trở kháng Miller nhìn vào các cực AA’.
cbm
2
2mcb
cbAA
AA
Cg
C
RgsC
1
1
sCY
Z
1
′′
′′
′
+
+==
(2.42)
Công thức trên chứng tỏ rằng Z
AA’
gồm có 1 tụ C
b’c
song song với mạch RC nối tiếp như H2.28.
Kết quả cuối cùng ta được mạch tương đương như H2.29.
Độ lợi dòng điện là:
i
1b
1b

2b
2b
L
i
L
i
i
v
v
v
v
i
i
i
A
′
′
′
′
⋅⋅==









+









ωω
+








ω
+
ω
+









ω
+
⋅
ω
+
−
⋅
+
−
=
′′
1
cbeb
21
2
21
2
1
2
2cm
L2c
2cm
C
CC
s11
s1
s
1R
s
1

Rg
RR
Rg
(2.43a)
Chú ý: Vẫn có biểu thức s/ω
2
nhưng có ký hiệu đơn giản và mẫu số cho (1 + s/ω
2
)
với
22
2
11
1
1
;
1
CRCR
==
ωω
(2.43b) và (2.43c)
( )
cb2meb1
CRg1CC
′′
++=
(2.43d)
Băng thông 3dB khuếch đại trên có thể rút ra từ (2.43a)
2
11

C
CC
1
2
21
2
h
2
1
cbeb
21
2
h
=








ω
+
ω
ω+















+
ωω
ω
−
′′
(2.44)
Giải ra ta có:
( ) ( )








+









−+
ω
ω
+
ω
ω
+








−+
ω
ω
+
ω
ω
−
ωω
=ω
2

2
2
1
1
2
2
1
1
2
2
21
2
h
q4q12q12
q2
(2.45a)
với
1
cbeb
C
CC
q
′′
+
=
(2.45b)
Thí dụ: Tìm độ lợi và băng thông của mạch Hình 2.25a nếu:
Trang 32
g
m

R
2
C
b’c
i
i
R
1
R
2
R
c2
R
L
C
b’e
C
b’c
g
m
v
b'1
C
2
g
m
v
b'2
cbm
Cg

C
'
2
v
b’2
+
+
- -
v
b’1
Hình 2.29: M ch t ng đ ng cho hai t ng khu ch đ i CEạ ươ ươ ầ ế ạ
i
L
Z
AA’
g
m
R
2
C
b’c
C
b’c
Hình 2.28
r
b’e
= 100,
rbb’
= 0
C

b’e
= 100pF, C
b’c
= 1pF
R
c1
= R
c2
= R
b1
= R
b2
= r
i
= 2K
R
L
= 100, h
fe
= 100.
Giải: Độ lợi dãy giữa có thể tính từ (2.43a) bằng cách cho s = jω = 0.
( )
42
fe
2
ebm21
L2c
2c
2
m

im
10hrgRR
RR
Rg
A ==≈








+
=
′
Để xác định tần số 3dB, ta phải tính ω
1
, ω
2
, và q.
( )
pF100Chrg1CC
cbfeebmcbM
=≈+≈
′′′
81010
Mebeb22
21
102

1
)1010(100
1
)CC(r
1
CR
1
−−−
′′
×
=
+×
=
+
≈=ω=ω
Dùng (2.45b) ta được:

2
1
1010010
1010
q
1210
1210
≈
×+
+
=
−−
−−

Tần số gãy được tính từ (2.45a)
( ) ( )
162
2
2
16
2
h
1008.0)2/1(4)2/1(211)2/1(211
)2/1(8
10
×=






++++++−=ω
+
Suy ra:
( )
MHzfsMrad
hh
5.4/28 ==
ω
2.4.1 Ghép liên tầng dùng FET:
Trang 33
Hình 2.30b: M ch t ng đ ng cao t nạ ươ ươ ở ầ
V C C

v
i
r
i
R
g
R
g
R
d
R
d
R
L
C
c1
→∞
C
c1
→∞
+
-
v
L
Hình 2.30a
r
i
v
i
R

g
C
gs
C
gs
C
gd
C
gd
R
d
//r
ds
//R
L
R
d
//r
ds
//R
g
g
m
v
g1s
g
m
v
g2s
+

-
+
-
v
g1s
v
g2s
+
-
v
L
G
2
G
1
Từ mạch tương đương và đồng nhất trên với trường hợp BJT, ta có tần số 3dB được chọn ở
(2.45) với:
gi1
R//rR =
(2.46a)
gdsd2
R//r//RR =
(2.46b)
( )
)R//r//R(g1CCC
gdsdm
gd
gs1
++=
(2.46c)

( )
)R//r//R(g1CCC
Ldsdm
gd
gs2
++=
(2.46d)
2.4 TÍCH SỐ ĐỘ LỢI KHỔ TẦN:
2.5.1 Tích số độ lợi khổ tần của mạch khuếch đại đơn tầng:
Định nghĩa: Tích số độ lợi khổ tần GBW:
him
fAGBW =
(2.47)
Đối với tầng khuếch đại CE lý tưởng đơn tầng, (R
L
→ 0) độ lợi dãy giữa xấp xỉ bằng h
fe
và
tần số 3dB cao là f
β
:
eb
m
ebeb
fe
Tfe
C2
g
Cr2
h

fhfGBW
′′′
β
π
=
π
===⇒
(2.48)
Nhà sản xuất thường cho biết giá trị của f
T
và được dùng để ước lượng GBW cho
transistor. Sự phỏng định này là giới hạn trên, giá trị thật sự sẽ giảm do điện dung Miller đã bỏ
qua khi đến (2.48).
Để ước lượng chính xác, xét (2.18):
)CC(2
g
)CC(R
1
2
Rg
GBW
Meb
m
Mebeb
ebm
+π
=







+π
=⇒
′′′
′
(2.49)
So sánh (2.48) và (2.49) ta thấy C
M
làm giảm GBW
Thí dụ 1: Tìm GBW của bộ khuếch đại sau, với các giá trị được cho như sau: r
i
= 1K; C
b’c
= 2pF; R
c
= R
b’e
= 100Ω; C
b’e
= 100pF; C
b’c
= 1pF; h
fe
= 100.
Giải:
Từ (2.49) ta có:
GHz8.0
)CC(2

g
GBW
Meb
m
=
+π
=⇒
′
Trang 34
i
i
r
i
R
c
C
b’e
+ C
M
i
i
r
i
R
c
r
b'e
g
m
v

b'e
i
c
B’
( )
cmcbM
RgCC += 1
'
v
b'e
+
-
Hình 2.31a Hình 2.31b
E
Với:
GHz6.1
2
10
C2
g
f
10
eb
m
T
=
π
=
π
=

′
Tích số độ lợi khổ tần của FET:
Từ (2.29) ta tính được:
( )








+π
=
)CC(r2
1
R//rgGBW
Mgsi
ddsmFET
(2.50)
Công thức trên thường dùng để chuẩn hoá bằng cách giả sử rằng:
)CC(2
g
GBWR//rr
Mgs
m
FETddsi
+π
=⇒=
(2.51)

Thí dụ 2: Tìm GBW của bộ khuếch đại dùng JFET có thông số: g
m
= 3×10
-3
mho; C
gs
=
6pF; C
gd
= 2pF; R
d
= 10K; r
ds
= 70K.
Giải:
C
M
= C
gd
[1 + g
m
(r
ds
// R
d
)] = 10
-12
(1 + 3× 70/8) = 54pF

MHz8

10)546(2
103
)CC(2
g
GBW
12
3
Mgs
m
=
+π
×
=
+π
=
−
−
So sánh với thí dụ trước ta thấy transistor có GBW cao hơn nhiều do g
m
rất lớn trong
transistor.
Thí dụ 3: Một IGFET có thông số: g
m
= 2.5×10
-3
mho; C
gs
= 6pF; C
gd
= 0.6pF; R

d
= 10K; r
ds
= 60K. Tìm GBW.
Giải:
C
M
= C
gd
[1 + g
m
(r
ds
// R
d
)] = 0.6 × 10
-12
(1 + 2 × 2.5 × 60/7) = 14pF
Từ (2.51) ta có:
MHz20
)CC(2
g
GBW
Mgs
m
=
+π
=
Nhận xét: GBW của IGFET cao hơn so với JFET nhưng vẫn nhỏ hơn BJT.
2.5.2 Tích số độ lợi khổ tần của mạch khuếch đại đa tầng:

2.4.2
Trang 35
g
m
v
b'1
i
i
r
b’e
C
b’e
g
m
v
b'N
C
b’e
C
b’e
R
L
Hình 2.32b: M ch t ng ạ ươ
đ ngươ
V C C
T ng 1ầ T ng 2ầ T ng Nầ
Hình 2.32a
Giả sử: r
bb’
= C

b’c
= 0 (về mặt trị số) ta sẽ ước tính số độ lợi khổ tần cực đại:
R
L
<< R
c
(2.52a)
R
b’e
= R
c
// R
b
// r
b’e
≈ r
i
// R
b
// r
b’e
(2.52b)
ebeb
1
CR
1
′′
=ω
(2.52c)
i

b
b
b
b
b
b
L
i
L
i
i
v
v
v
v
v
v
i
i
i
A
1
1
2
1n
n
n
⋅⋅⋅⋅⋅==
−
( )

n
1
n
ebm
1
ebm
1
ebm
1
ebm
m
s
1
Rg
s
1
Rg
s
1
Rg
s
1
Rg
g









ω
+
−
=












ω
+
−
⋅













ω
+
−
⋅⋅⋅












ω
+
−
−=
′′′′
(2.53)
Độ lợi dãy giữa:
( )
n
ebmim

RgA
′
−=
(2.54)
Tần số 3dB được tính bằng cách cho
2AA
imi
=
21
2n
2
1
h
21 =

















ω
ω
+⇒
(2.55)
Giải ra ta có:
12
f
f
n1
1
h
1
h
−==
ω
ω
(2.56)
Ta lập bảng, với f
h
là tần số 3dB:
Nhận xét: Băng thông 3dB suy giảm chậm kể từ tầng thứ 2 trở đi.
Thí dụ 1: Tìm độ lợi dãy giữa và băng thông của bộ khuếch đại 2 tầng. Dùng tính toán ở
trên, so sánh với giá trị tính được khi thêm vào hiệu ứng Miller.
Giải:
Ở thí dụ trong mục 2.3 ta có: A
im
= 10
4
. Dùng (2.52b) ta có:
MHz9.15

)10)(100)(100(2
1
f100rR//R//rR
12
hebbcebeb
=
π
=⇒Ω=≈=
−
′′′
Từ bảng trên, cho n = 2, f
h
= (0.64)(15.9MHz) = 10MHz. So với mục 2.4 của cách tính
trên, f
h
= 4.5MHz khi thêm vào hiệu ứng Miller. Chú ý rằng: Tích số GBW bao gồm điện
dung Miller là: (104)(4.5×106) = 4.5GHz. Trong khi thiết kế, các đặc tính gồm độ lợi dãy
giữa, tần số 3dB – f
h
và transistor loại nào là các dữ liệu để chúng ta dựa vào đó mà định các
chế độ làm việc và tần số cần thiết để thỏa mãn yêu cầu.
Thí dụ 2: Thiết kế bộ khuếch đại có độ lợi dãy giữa là 5000, tần số 3dB là 200KHz.
Transistor có h
fe
= 100; f
T
= 10MHz và C
b’c
= 10pF.
Trang 36

Giải: Dùng GBW = f
T
và A
im
= h
fe
cho mỗi tầng. Do đó để có bộ khuếch đại có A
im
= 5000
ta cần ít nhất là 2 tầng khuếch đại. Giả sử 2 tầng giống nhau, độ lợi dãy giữa cho mỗi tầng là:
715000 =
Giả sử:
KHz140
71
10
A
f
ffGBW
7
im
T
hT
==<⇒=
Cho n = 2 ,ứng với 2 tầng, từ bảng trên ta có:
Fh < (0.64)(140)(103) = 90KHz
Nhận xét: với 2 tầng giống nhau, không đủ cung cấp độ lợi cần thiết và dải thông đồng
thời. Ta dùng 3 tầng, khi độ lợi dãy giữa của mỗi tầng là:
KHz590
17
10

f;175000
7
h
3
=<=
Tra bảng với n = 3 → f
h
< 0.51×590×103 = 300KHz. Do đó nếu điện dung Miller không
làm giảm số này xuống dưới giá trị 200KHz cần thiết thì bộ khuếch đại có 3 tầng có thể sử
dụng được.
Bước kế tiếp, ta ước lượng điện dung Miller. Dùng (2.49) để ước tính GBW cho mỗi tầng.
Ta giả sử dòng điện tĩnh I
EQ
= 2mA (tuỳ định) để r
b’e
và C
b’e
có thể ước tính được, suy ra r
b’e
=
1200Ω, g
m
= 0.08 mho và:
pF1300
1012002
100
fr2
h
C
7

Teb
fe
eb
=
××π
=
π
=
′
′

Từ (2.49) GBW cho mỗi tầng là:
]10)R8.01()1310[(2
08.0
)CC(2
g
fA
11
eb
10
Mgs
m
him
−
′
−
×++×π
=
+π
=

Với R
b’e
= R
b
// R
c
// r
b’e
là điện trở liên tầng, do đó g
m
R
b’e
là độ lợi dãy giữa cho mỗi tầng
mà ta tính bằng 17 ⇒ R
b’e
= 17/0.8 = 210Ω
MHz6.8
)]1018()1310[(2
08.0
f17GBW
1110
h
=
×+×π
==⇒
−−
và f
h
= 507KHz cho mỗi tầng khuếch đại thay vì 590KHz.
Từ bảng trên cho n = 3 suy ra tần số 3dB cho tầng 3 là: f

h
= 0.51×507×103 = 258KHz, thỏa
mãn băng thông theo yêu. Ta có ước lượng điện trở cần thiết giữa các tầng và ngõ vào, ngõ ra
bằng cách chú ý: R
b’e
= 210Ω và r
b’e
= 1200Ω. Điện trở tải bên mỗi collector là R
b’e
= R
b
//
R
c
// 1200Ω = 210Ω hay R
c
// R
b
= 260Ω.
Các giá trị ở trên chưa kể đến hiệu ứng Miller, tuy nhiên với độ dự trữ trên cũng đủ để thỏa
yêu cầu của đề bài.

Trang 37