BÁO CÁO THỰC TẬP-Nghiên cứu hệ thống thông tin quang CO-OFDM

CHƯƠNG I: Khái quát về hệ thống thông tin quang Coherent
1.1 Khái niệm hệ thống thông tin quang Coherent
Do nhu cầu truyền tải dữ liệu tốc độ cao của con người công nghệ truyền tải quang
Coherent được nghiên cứu phát triển từ những năm 1980 dựa trên độ lợi lớn cũng như
độ nhạy thu cao của máy thu. Trong các bộ thu quang, việc tách sóng mang quang để
thu lại tín hiệu điện bên phía phát dựa vào 2 kĩ thuật chính đó là kỹ thuật tách sóng
trực tiếp (DD- Direct Detector) và tách sóng kết hợp (CD – Coherent Detector ).
Tách sóng trực tiếp tín hiệu quang đã điều chế cường độ cơ bản là quá trình đếm
số lượng hạt photon đến bộ thu. Quá trình này bỏ qua pha và sự phân cực của sóng
mang được tạo ra từ linh kiện quang. Tất cả các quá trình này được khảo sát đã được
khảo sát trong hệ thống thông tin quang IM/DD. Các hệ thống như vậy có nhược điểm
là nhiễu tạo ra từ bộ tách sóng quang và bộ tiền khuếch đại cao, độ nhạy của tách sóng
trực tiếp thấp, độ nhạy của hệ thống tách sóng theo quy luật bình phương nhỏ hơn độ
nhạy của hệ thống sử dụng tách sóng theo giới hạn nhiễu lượn tử từ 10dB – 20dB. Do
đó, khi sử dụng kỹ thuật tách sóng trực tiếp thì công suất phóng vào sợi quang phải
lớn, điều này dẫn đến ảnh hưởng của các hiệu ứng phi tuyến càng trầm trọng hơn.
Để tăng độ nhạy của bộ thu quang ta có thể sử dụng kỹ thuật tách quang coherent
(bao gồm tách sóng heterodyne và homodyne).Trong kỹ thuật tách sóng coherent,
trước tiên bộ thu quang sẽ cộng tín hiệu quang tới với tín hiệu quang được tạo ra tại
chỗ, sau đó tách tín hiệu quang tổng này thành tín hiệu điện. Như vậy, dòng điện kết
quả này là sự dịch tần từ miền quang sang miền vô tuyến, và ta có thể áp dụng các kỹ
thuật xử lý tín hiệu và giải điều chế lên tín hiệu này ngay trong miền điện. Bộ thu
coherent lý tưởng hoạt động trong vùng bước sóng 1,3μm đến 1,6μm cần năng lượng
của tín hiệu chỉ từ 10 đến 20 photon/bit cũng có thể đạt BER = 10
-9
. Tuy nhiên, so với
các bộ tách sóng trực tiếp thì tách sóng kết hợp phức tạp hơn và nhạy với độ lệch pha .
Do độ nhạy của bộ thu quang Coherent hơn bộ thu tách sóng trực tiếp từ 10dB –
20dB nên khi sử dụng hệ thống Coherent sẽ cho ta những ưu điểm như:
- Tăng khoảng cách giữa các trạm lặp trên biển cũng như đất liền  tiết kiệm

chi phí và hạ tầng lắp đặt.
- Tăng tốc độ truyền dẫn mà không làm tăng số lượng trạm lặp.
- Tăng quỹ công suất để bù suy hao tại các coupler và các thiết bị tách ghép
bước sóng.
- Cải thiện độ nhạy cho thiết bị đo quang như máy OTDR
Các dạng điều chế trong hệ thống thông tin quang coherent cũng giống như trong
hệ thống vô tuyến. Chẳng hạn trong truyền dẫn số có thể áp dụng kỹ thuật điều chế
ASK, FSK hay PSK.
Quá trình phát triển hệ thống tryền tải quang:
Hình 1.1 Quá trình phát triển dung lượng truyền dẫn trong hệ thống thông tin quang
1.2 Cấu trúc cơ bản của hệ thống thông tin quang Coherent
1.2.1 Sơ đồ khối hệ thống thông tin quang Coherent tổng quát
Hình 1.2 Sơ đồ khối hệ thống thông tin quang Coherent tổng quát
Trong sơ đồ này, khối được đặt trong hình chữ nhật đường nét đứt là những phần tử
chính để phân biệt hệ thống quang Coherent với hệ thống IM/DD sử dụng bộ tách
sóng trực tiếp.
* Chức năng các khối:
DE(Drive Electronic): khối này thực hiện khuếch đại tín hiệu ngõ vào nhằm tạo tín
hiệu có mức phù hợp với các khối phía sau.
CWL (Continous Wave Laser): đây là bộ dao động quang sử dụng laser bán dẫn có
độ rộng phổ hẹp phát ra ánh sáng liên tục có bước sóng λ
1
.
LC (laser control): khối này nhằm ổn định bước sóng phát ra của bộ dao động quang.
MOD (Modulator): đây là khối điều chế quang, sử dụng kĩ thuật điều chế ngoài để tạo
ra tín hiệu điều chế dạng ASK (Amplitude Shitf Keying), FSK (Frequency Shitf
Keying), PSK (Phase Shitf Keying) hay PolSK (Polarization Shitf Keying ).
LLO(Laser Local Oscillator): đây là bộ dao động nội tại bộ thu sử dụng laser bán dẫn
tạo ra tín hiệu quang có bước sóng λ2.
DEC(Detector): khối này thực hiện hai tính năng, đầu tiên sử dụng coupler FBT cộng

tín hiệu thu được (λ1) và tín hiệu tại chỗ (λ2). Sau đó đưa tín hiệu tổng tới photodiode
để thực tách sóng trực triếp theo quy luật bình phương. Để thực hiện đúng với nghĩa
tách sóng coherent thì coupler quang phải tổ hợp các tín hiệu quang có phân cực giống
nhau.
Khi tần số của tín hiệu tới và tín hiệu từ bộ dao động nội giống nhau thì bộ thu
hoạt động ở chế độ Homodyne, và tín hiệu điện tái tạo được là tín hiệu dải nền. Còn
khi tần số của tín hiệu tới và tín hiệu từ bộ dao động nội lệch nhau thì bộ thu hoạt
động ở chế độ Heterodyne, và phổ của tín hiệu điện ở ngõ ra của khối DEC là dạng
trung tần IF (intermediate frequency). IF này là dạng tín hiệu khác có chứa tín hiệu
thông tin mà chúng ta muốn truyền đi (tức tín hiệu dải nền), và tín hiệu thông tin này
chúng ta có thể thu được bằng cách sử dụng kỹ thuật giải điều chế điện.
LOC(Local Oscillator control): khối này nhằm điều khiển pha và tần số của tín hiệu
dao động nội ổn định.
AMP(Amplifier): khối này khuếch đại tín hiệu điện sau khi tách sóng quang.
DEMOD(Demodulator): khối này chỉ cần thiết khi bộcthu hoạt động ở chế độ
heterodyne.
• Dạng sóng của tín hiệu ASK, FSK và PSK
Hình 1.3 Dạng sóng của các dạng điều chế với chuỗi bit nhị phân là 10110
1.2.2 Các dạng điều chế quang Coherent
a) ASK
Có nhiều kỹ thuật được sử dụng để điều chế biên độ tín hiệu quang. Điều chế
cường độ đã sử dụng trong hệ thống IM/DD là dạng điều chế ASK và tín hiệu thu
được tách sóng theo qui luật bình phương. Do đó tín hiệu ASK có thể tạo ra bằng cách
điều chế trực tiếp dòng kích cho laser. Tuy nhiên kỹ thuật này có vấn đề là không duy
trì được sự ổn định tần số ngõ ra khi thay đổi dòng kích, sự thay đổi này khoảng
200MHz/mA. (với hệ thống coherent không sử dụng điều chế trực tiếp mà phải dùng
điều chế ngoài)
Ngoài kỹ thuật điều chế trực tiếp, chúng ta có thể sử dụng kỹ thuật điều chế
ngoài để tạo tín hiệu ASK bằng cách sử dụng coupler định hướng DC ??? hoặc bộ
giao thoa Mach-Zehnder MZI. Nhược điểm của điều chế ngoài là chúng ta chỉ sử

dụng hiệu quả 50% công suất của bộ phát. Dưới đây xin trình bày chi tiết về điều chế
ASK. Nếu gọi tín hiệu số được điều chế là b(t) và tín hiệu trường phát ra từ laser bán
dẫn là e
S
(t) có tần số góc ω
S
, ta có:
e
S
(t) = b(t)E
m
cos(ω
S
t) 1.1
với
1.2
Dạng sóng của biểu thức 1.1 như ở hình 1.3
Dạng phổ công suất tín hiệu ASK :
Hình 1.4 Dạng phổ công suất của tín hiệu ASK
Với là tần số sóng mang.
B là băng thông của tín hiệu được điều chế b(t)
Tín hiệu e
S
(t) sau khi lan truyền trên sợi quang và tới đầu thu sẽ lệch pha với tín hiệu
phát là φ
S
(giả sử bỏ qua suy hao về biên độ của tín hiệu e
S
(t), biểu thức (1.1) có thể
viết lại dưới dạng sau:

e
S
(t) = b(t)E
m
cos(ω
S
t + φ
S
) 1.3
• Để khôi phục tín hiệu dải nền, chúng ta có hai cách sau.
Cách thứ nhất là ta nhân tín hiệu e
S
(t) với cos(ω
S
t + φ
S
) là tín hiệu được tạo ra từ bộ
dao động nội, ta được:
b(t)E
m
[cos(ω
S
t + φ
S
)]
2
= b(t)E
m
[1+cos(2ω
S

t + 2φ
S
)]
= b(t)E
m
+ b(t)E
m
cos(2ω
S
t + 2φ
S
) 1.4
Như vậy tín hiệu dải nền b(t) đã xuất hiện. Với cách này đòi hỏi chúng ta phải
tạo được tín hiệu dao động nội ở bộ thu có cùng tần số và cùng pha với tín hiệu tới.
Còn cách thứ hai là ta bình phương tín hiệu e
S
(t), biểu thức (1.3) trở thành:
[b(t)E
m
cos(ω
S
t + φ
S
)] 2 = [b(t)E
m
]
2
[1+cos(2ω
S
t + 2φ

S
)]
= [b(t)E
m
]
2
+ [b(t)E
m
]
2
cos(2ω
S
t + 2φ
S
)] 1.5
Sau đó cho tín hiệu này qua bộ lọc loại bỏthành phần tần số2ω
S
ta sẽ thu được tín hiệu
dải nền b(t).
b) FSK
Các kiểu điều chế FSK
Hình 1.5 Cấu hình bộ phát sử dụng điều chế FSK
Đặc tính thay đổi tần số của điều chế trực tiếp trên laser có thểáp dụng cho hệ
thống thông tin quang coherent FSK băng rộng. Cụ thể là đối với tần số điều chế trên
1MHz thì sự thay đổi tần số là từ100 đến 500MHz/mA.
Kỹ thuật điều chế ngoài cũng có thể áp dụng cho FSK bằng cách sử dụng cách
tử Bragg hoặc bộ giao thoa Mach-Zehnder MZI
Trong dạng điều chế FSK, thông tin được truyền trên sóng mang có tần số ω
S
theo biểu thức (1.1). Với dạng điều chế này, đường bao sóng mang không thay đổi,

còn tần số ω
S
có hai giá trị là (ω
S
- Δω) và (ω
S
+ Δω) tùy thuộc tín hiệu phát đi là bit 0
hay bit 1. Do đó biểu thức toán học biểu diễn dạng điều chế FSK có dạng:
e
S
(t) = E
m
cos[ω
S
t + b(t)2πΔf] 1.6
với
1.7
Δf = gọi là độ lệch tần.
Nếu gọi 2Δf là độ lệch tần đỉnh - đỉnh thì đại lượng β = được gọi là hệ số điều chế tần
số.
Khi β= 0,5 thì khi này điều chế FSK được gọi là MSK (Minimum Shift-
Keying). Dạng phổ công suất có dạng như hình 1.6, phổ bị nén chặt nên dạng điều chế
này rất hấp dẫn cho các hệ thống tốc độ cao.
Hình 1.6 Phổ công suất tín hiệu điều chế MSK
Khi β= (0,5 ÷0,7) thì dạng điều chế này được gọi là CPFSK (Continuous Phase
Frequency Shift-Keying) hay còn gọi là điều chế lệch tần hẹp. Dạng phổ công suất
của nó bị nén rất chặt.
Khi β>> 1 thì được coi là điều chế FSK lệch tần rộng. Dạng phổ công suất có dạng
như hình 1.7, phổ của nó được chia làm hai thành phần tập trung xung quanh (f
S

- Δf)
và (f
S
+ Δf)
Hình 1.7 Phổ của tín hiệu FSK
Như vậy độ rộng băng tần tổng rất rộng, do đó kiểu này không phù hợp với hệ thống
tốc độ cao. Thực tế chỉ áp dụng cho hệ thống đơn giản, rẻ tiền. Còn trường hợp β ≈1
thực tế không quan tâm vì tần số của tín hiệu không là hằng số trong khi điều chế.
c) PSK
Điều chế dịch pha tín hiệu quang cũng được áp dụng cho hệ thống thông tin
quang coherent. Khi tần số của laser được điều chỉnh chính xác với tần số tín hiệu
điều chế, lúc này quan hệ pha giữa tín hiệu ngõ ra với tín hiệu điều chế là 0. Để có
được sự thay đổi quan hệ pha là π/2 thì ta phải điều chỉnh lại tần số của laser. Trong
dạng điều chế PSK, các bit tin 0 và 1 được truyền tải đi thông qua sự thay đổi pha của
tín hiệu quang trong khi biên độ và tần số không thay đổi. Biểu thức toán học biểu
diễn dạng điều chế PSK như sau:
e
S
(t) = E
m
cos[ω
S
t + b(t)π] 1.8
với
1.9
Với giá trị của b(t) ta nhận thấy pha của tín hiệu điều chế nhận hai giá trị đó là 0 và π.
Dạng phổ của tín hiệu PSK cũng giống như ASK nhưng có vạch phổ sóng mang. Có
thể sử dụng phương pháp tách sóng homodyne và heterodyne. Tuy vậy giải điều chế
của nó rất phức tạp nên thực tế ít dùng.
Hình 1.8 Phổ của tín hiệu PSK

Đối với dạng điều chế PSK, tách sóng coherent cần duy trì cường độq uang
không đổi vì toàn bộ thông tin có thể bị mất nếu như tín hiệu quang được tách sóng
trực tiếp mà không trộn nó với tín hiệu dao động nội.
Điều chế DPSK (Differential PSK) là dạng điều chế mà thông tin được mã hoá
theo sự chênh lệch về pha giữa hai bit kế cận. Chẳng hạn, nếu φ
k
biểu diễn cho pha của
bit thứ k thì độ lệch pha Δφ= φ
k
- φ
k-1
sẽ thay đổi là π hoặc 0 phụ thuộc vào bit thứ k là
bit 1 hay bit 0. Ưu điểm của điều chế DPSK là tín hiệu phát có thể được giải điều chế
thành công cho cho đến khi pha của sóng mang duy trì ổn định trong khoảng thời gian
hai bit.
d) PolSK
Đây là dạng điều chế phân cực. Trong thông tin quang coherent PolSK, bộ phát
sử dụng bộ điều chế ngoài, còn bộ thu áp dụng kỹ thuật tách sóng Heterodyne. Bộ
điều chế ngoài LiNi tạo ra sự dịch pha π (rad) giữa các mod sóng TE và TM, tức là
quay phân cực tín hiệu một góc 90°. Trạng thái phân cực trực giao này được duy trì
trong suốt quá trình lan truyền trong sợi đơn mode.
1.3 Máy thu và phát quang Coherent em xem lại bố cục của mục 1.3 này
1.3.1 Bộ thu phát Coherent số
1.3.1.1 Bộ thu phát số trong miền RF
Trong quá trình phát triển công nghệ Coherent đã xuất hiện kèm theo sự phát
triển của xử lí tín hiệu số (DSP) tốc độ cao như một nhu cầu tất yếu. Trong vùng
truyền thông vô tuyến, các kĩ thuật điều chế số được đưa vào trong cấu trúc của các
máy phát và máy thu.
Hình 1.9 Cấu trúc của máy phát (a) và máy thu (b) RF sử dụng bộ DSP gốc
Ở máy phát, dữ liệu vào qua khối DSP được chuyển thành 2 kênh dữ liệu dạng

tương tự thông qua bộ chuyển đổi DAC ( Digital to Analog Converters) , sau đó tín
hiệu được trộn với các thành phần điều chế IQ của sóng mang RF trở thành tín hiệu
RF được điều chế IQ để truyền đi. Mặt khác, ở máy thu, tín hiệu RF thu được được
trọn với tín hiệu điều chế IQ của bộ dao động nội LO để giải điều chế. Sau đó tín hiệu
được chuyển đổi sang dạng số nhờ bộ chuyển đổi ADC ( analog to digital converters),
các kí tự được giải mã thông qua bộ xử lí tín hiệu số DSP. Bộ DSP ở máy phát và máy
thu cho phép “truyền dẫn vô tuyến dẫn vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm”.
1.3.1.2 Máy thu phát quang trong miền RF
Sự phát triển của mạch tích hợp tín hiệu số tốc độ cao đặt ra yêu cầu về khả
năng xử lí tín hiệu điện trong khối DSP mạng lõi và đưa các thành phần IQ có biên độ
phức tạp vào trong các sóng mang quang từ tín hiệu tách sóng homodyne. Để giải
quyết vấn đề này chúng ta thay đổi một chút về cấu trúc ở bộ phận điều chế IQ của cả
máy phát và máy thu. Tín hiệu QPSK tốc độ 20Gb/s (là tín hiệu truyền đến máy thu)
được giải điều chế qua máy thu homodnyne phân tập pha
Hình 1.10 Cấu trúc máy phát và máy thu quang DSP gốc
Trong đó: PD: Photodiode, LO: local oscillator
Từ khi pha sóng mang được khôi phục sau khi tách sóng homodyne bởi các
phương pháp của điều chế tín hiệu số, loại máy thu này thường được gọi là “máy thu
Coherent số”. Sử dụng vòng lặp khóa pha quang (OPLL :optical phase-locked loop)
khóa pha tín hiệu dao động nội LO để pha của tín hiệu không gặp phải vấn đề về trễ
vòng lặp. Lúc đó bộ DSP làm việc nhanh hơn và hiệu quả hơn với pha sóng mang do
vậy cái thiện được chất lượng của hệ thống.
Hình 1.11 Sơ đồ chòm sao cho các định dạng điều chế BPSK, QPSK, 8PSK và
16QAM
Bất cứ một loại nào trong các định dạng điều chế đa cấp mức đều phải sử dụng
được cho máy thu coherent.??? Hiệu suất phổ của các định dạng điều chế nhị phân
được giới hạn là 1 bit/s/Hz/Độ trạng thái phân cực, như thế được gọi là giới hạn
Nyquist, định dạng điều chế với M bit thông tin trên kí hiệu có thể đạt được hiệu năng
phổ lên tới M bit/s/Hz/độ phân cực. Hình 1.11 biểu diễn chòm sao các định dạng điều
chế BPSK, QPSK, 8PSK, 16QAM. Những định dạng điều chế này có thể truyền 1 bit,

2bit, 3bit, 4bit trên một kí hiệu và các kí hiệu này sẽ được mã hóa theo mã Gray.
Bước phát triển tiếp theo của Coherent số là việc nghiên cứu vi mạch hợp nhất
ứng dụng đặc trưng ASIC (application-specific integrated circuit), nó được thiết kế
phục vụ cho việc truyền dẫn với tốc độ cao vào khoảng 11.5 Gsymbol/s với việc sử
dụng tín hiệu điều chế QPSK phân cực ghép và thời gian thực hoạt động của máy thu
Coherent số ở tốc độ 46 Gbit/s đã được thực hiện bằng ASIC. Đó thực sự là một cột
mốc của truyền dẫn quang coherent, là sự kết hợp của coherent cơ bản và điều chế tín
hiệu số, sự kết hợp này được mong chờ sẽ mang lại một tương lai mới cho những thế
hệ truyền dẫn quang tiếp theo.
1.3.2 Máy thu quang Coherent
1.3.2.1 Tách sóng Homodyne và tách sóng Heterodyne
Mô hình bộ thu coherent ASK đơn giản được minh họa ở hình 1.12
Hình 1.12 Mô hình bộ thu coherent cơ bản
Trong đó:
e
S
= E
S
.cos(ω
S
t + φ
S
) 1.10
đặc trưng cho trường tín hiệu vào có biên độ nhỏ E
S
, pha φ
S
và tần số góc ω
S
. Và

e
L
= E
L
.cos(ω
L
t + φ
L
) 1.11
đặc trưng cho trường tín hiệu của bộ dao động nội có biên độ lớn E
L
, pha φ
L
và tần số
góc ω
L
.
Giả sử cả hai trường điện từ này được tạo ra từ laser bán dẫn có độ lệch pha là
φ = φ
S
- φ
L
.
Tổng quát φ = φ(t) thể hiện mối quan hệ pha giữa hai trường chứa thông tin truyền
trong trường hợp FSK hay PSK. Nếu φ(t) là một hằng số thì lúc này thông tin truyền
chứa trong E
S
đối với ASK.
Đối với tách sóng Heterodyne, tần số của tín hiệu dao động nội ω
L

chênh lệch với tần
số của tín hiệu vào ω
S
một khoảng ω
IF
, tức là:
ω
S
= ω
L
+ ω
IF
1.12
ω
IF
được gọi là tần số góc của tín hiệu trung tần. Tín hiệu IF có tần số thường nằm
trong vùng vô tuyến và có giá trị từ vài chục MHz đến hàng trăm MHz. Ngược lại, với
tách sóng Homodyne không có sự chênh lệch giữa ω
S
và ω
L
nên ω
IF
= 0. Trong trường
hợp này, tín hiệu khôi phục được là tín hiệu dải nền.
Trong cả hai trường hợp tách sóng Heterodyne và Homodyne, bộ tách sóng quang
(photodiode) tạo ra tín hiệu có giá trị dòng là I
p
, gọi là dòng photon I
p

. Dòng I
p
này tỉ
lệ với cường độ ánh sáng theo qui luật bình phương cường độ trường tới photodiode:
I
p
∼(e
S
+ e
L
)
2
1.13
Thế biểu thức (1.10) và (1.11) vào biểu thức (1.13) có thể được viết lại như sau:
I
p
∼[E
S
.cos(ω
S
t + φ
S
) + E
L
.cos(ω
L
t + φ
L
)]
2

1.14
Triển khai vế phải của biểu thức 1.14 loại bỏ các thành phần tần số cao như 2ω
S
và
2ω
L
cuối cùng chúng ta có:
1.15
Nếu biểu diễn theo công suất quang, công suất quang tỉ lệ với bình phương cường độ
trường, ta có biểu thức (1.16):
1.16
với P
S
là công suất ánh sáng của tín hiệu vào và P
L
là công suất ánh sáng của tín hiệu
dao động nội.
Lại có, nếu tín hiệu quang tới photodiode có công suất P
0
thì dòng photon I
p

được ra sẽ bằng
1.17
trong đó η là hiệu suất lượng tử của photodiode,
e là điện tích của điện tử,
h là hằng số Planck
f là tần số ánh sáng;
P
0

là công suất tới photodiode.
Do đó, biểu thức (1.16) trở thành:
1.18
Khi tín hiệu dao động nội lớn hơn tín hiệu vào thì thành phần AC trong biểu thức
(1.18) là quan trọng hơn cả, vì tín hiệu cần khôi phục tập trung năng lượng ở đây. Như
vậy chúng ta không quan tâm thành phần DC. Và ta thay I
p
thành I
S
với:
1.19
Với tách sóng Heterodyne ω
S
≠ ω
L
và thế ω
IF
= ω
S
- ω
L
vào phương trình (1.19), ta
được:
1.20
Như vậy ở ngõ ra của bộ tách sóng quang tín hiệu I
S
là tín hiệu trung tần có tần
số ω
IF
. Tần số IF này được ổn định nhờ vòng điều khiển tần số cho laser dao động

nội. Thành phần DC của dòng I
S
được lọc trước khi đưa qua bộ giải điều chế tín hiệu
trung tần này.
Đối với tách sóng Homodyne, ω
S
= ω
L
nên phương trình (4.19) trở thành:
1.21
Hay
1.22
với là đáp ứng của photodiode.
Từ phương trình (1.20) và (1.21) chúng ta thấy rằng dòng điện tín hiệu I
S
tỉ lệ với
chứ không tỉ lệ với P
S
như trong tách sóng trực tiếp. Hơn nữa dòng photon này còn
được khuếch đại với hệ số , hệ số độ lợi này phụ thuộc vào cường độ trường của bộ
dao dộng nội. Với hệ số khuếch đại tạo ra từ bộ dao động nội làm tăng mức tín hiệu
thu được mà không cần bộ tiền khuếch đại, do đó không bị ảnh hưởng bởi nhiễu nhiệt
hay nhiễu dòng tối của photodiode. Đó là lý do tại sao tách sóng coherent cho độ nhạy
của bộ thu cao hơn so với tách sóng trực tiếp.
1.3.2.2 Sơ đồ khối tổng quát của bộ thu quang coherent
Sơ đồ khối tổng quát của bộ thu quang sử dụng tách sóng Heterodyne và
Homodyne được minh họa ở hình 1.13. Đối với tách sóng Hetorodyne, tín hiệu tổng
giữa tín hiệu vào và tín hiệu dao động nội đi qua bộ tách sóng quang (PIN hoặc APD)
sẽ tạo ra tín hiệu trung tần IF. Tín hiệu IF sau đó được giải điều chế thành tín hiệu dải
nền bằng cách sử dụng kỹ thuật tách sóng đồng bộ (synchronous) hoặc không đồng bộ

(nonsynchronous). Băng thông cần thiết của bộ thu quang Heterodyne lớn hơn nhiều
lần so với tách sóng trực tiếp ở tốc độ truyền xác định trước.
Ngoài ra chất lượng của bộ thu quang Heterodyne sẽ giảm khi tần số của tín
hiệu trung tần dao động, cho nên cần bộ điều khiển tần số tự động AFC để ổn định tần
số này thông qua lấy tín hiệu hồi tiếp từ ngõ ra của bộ giải điều chế để điều khiển
dòng kích của laser dao động nội.
Trong trường hợp tách sóng Homodyne, pha của tín hiệu dao động nội được khoá với
tín hiệu vào nên phải sử dụng tách sóng đồng bộ. Hơn nữa, kết quả của quá trình cộng
hai tín hiệu và đưa đến bộ tách sóng quang tạo ra tín hiệu thông tin là tín hiệu dải nền
nên không cần bộ giải điều chế. Vòng hồi tiếp AFC có chức năng ổn định tần số giữa
hai tín hiệu
a) Bộ thu quang Heterodyne
b) Bộ thu quang Heterodyne có khóa pha giữa tín hiệu dao động nội và tín hiệu
vào
Hình 1.13 Cấu hình bộ thu quang Coherent cơ bản
1.3.2.3 Tách sóng Heterodyne đồng bộ
Tách sóng Heterodyne đồng bộ được sử dụng cho giải điều chế PSK. Do đó với
tách sóng này cần phải đánh giá được pha của tín hiệu IF để chuyển tín hiệu này thành
tín hiệu dải nền. Do đó kỹ thuật khoá pha được sử dụng ở bộ thu để dò sự dao động
pha giữa tín hiệu vào và tín hiệu của bộ dao động nội. Vì tín hiệu thông tin sẽ được xử
lý trên sóng mang IF nên chúng ta chỉ cần xác định pha của tín hiệu trong miền điện.
Do đó có thể sử dụng các kỹ thuật và các cấu hình vòng khoá pha PLL mà đã áp dụng
trong thông tin cao tần và viba. Các kỹ thuật đã nghiên cứu cho giải điều chế PSK chủ
yếu là xác định pha của tín hiệu vào. Hơn nữa giải điều chế PSK đồng bộ rất nhạy
cảm với kỹ thuật tách sóng Heterodyne. Để đo được pha của tín hiệu PSK thì cần phải
có pha tham khảo dựa trên pha trung bình của tín hiệu quang ngõ vào trong khoảng
thời gian xác định. Do đó mục đích của việc sử dụng vòng khóa pha PLL là cung cấp
giá trị tham khảo này với thời gian trung bình được xác định trong băng thông của
vòng này.
Kỹ thuật vòng khoá pha theo qui luật bình phương (gọi là vòng bình phương)

được minh họa ở hình 1.14a
(a) Vòng bình phương
(b) Vòng Costas
Hình 1.14 Các kỹ thuật khôi phục sóng mang được sử dụng trong bộ thu quang
coherent PSK: (a) Vòng bình phương; (b) Vòng Costas
1.3.2.4 Tách sóng Heterodyne không đồng bộ
Kỹ thuật tách sóng không đồng bộ có thể áp dụng cho ASK và FSK với yêu
cầu tối thiểu về sự ổn định độ rộng phổ và pha của laser. Tách sóng đường bao
Heterodyne của tín hiệu ASK có thể thực hiện bằng cách sử dụng bộ lọc thông dải để
nhận được tín hiệu trung tần, sau đó cho tín hiệu này qua bộ tách sóng đỉnh để khôi
phục tín hiệu dải nền. Sơ đồ khối được minh hoạ ở hình 1.15a
(a) Bộ thu sử dụng bộ tách sóng đường bao đơn ASK
(b) Bộ thu sử dụng bộ lọc đôi FSK
Hình 1.15 Tách sóng Heterodyne không đồng bộ: (a) Bộ thu sử dụng bộ tách sóng
đường bao đơn ASK; (b) Bộ thu sử dụng bộ lọc đôi FSK
Bằng cách sử dụng hai bộ lọc có tần số trung tâm của các kênh như tần số đã
phát mắc song song nhau có thể sử dụng để tách đường bao mỗi kênh cho tín hiệu
FSK nhị phân. Cấu hình này được minh hoạ ở hình 1.15b
1.3.2.5 Tách sóng Homodyne
Hình 1.16 So sánh phổ ngõ ra của bộ tách sóng Homodyne PSK và Heterodyne PSK
Tách sóng Homodyne không chỉ tăng được độ nhạy của bộ thu 3dB mà còn dễ
dàng đạt được yêu cầu về băng thông của bộ thu. Hình 1.16 so sánh phổ ngõ ra của bộ
tách sóng Homodyne PSK và Heterodyne PSK. Có thể thấy rằng tách sóng Homodyne
chỉ yêu cầu băng thông của bộ thu tách sóng trực tiếp trong khi đó tách sóng
Heterodyne yêu cầu ít nhất hai lần băng thông này và thường là ba hoặc bốn lần.
Nhưng tách sóng quang Homodyne sử dụng nguồn phát và laser dao động nội độc lập
nhau nên gặp phải một điều cực kỳ khó khăn để điều khiển sự khoá pha của hai tín
hiệu này. Tức là độ lệch pha φ trong công thức (1.22) phải luôn giữ gần bằng 0 cho
các bộ thu độ nhạy cao. Hơn nữa, nếu φ trôi đến giá trị π/2 thì dòng tín hiệu I
S

ở ngõ
ra sẽ bằng 0 và quá trình tách sóng sẽ kết thúc.
1.3.2.6 Vòng khoá pha trong máy thu quang coherent
Hình 1.17 Bộ thu vòng khoá pha quang sóng mang dẫn đường (Pilot carrier)
Cấu trúc vòng khoá pha quang minh họa ở hình 1.17 áp dụng kỹ thuật sóng
mang dẫn đường (pilot carrier) sử dụng cho tách sóng quang homodyne PSK. Sóng
mang dẫn đường này được tạo ra từ điều chế pha không hoàn toàn ( pha nhỏ hơn
180°). Sóng mang dẫn đường cùng với tín hiệu vào được tổ hợp ở coupler định hướng
DC (directional coupler) 3dB và sau đó được tách sóng bằng bộ thu cân bằng. Tín
hiệu ngõ ra của bộ khuếch đại vi sai sẽ là hàm chênh lệch pha được sử dụng để khoá
pha bộ dao động nội dưới sự điều khiển của bộ VCO sau khi đi qua bộ lọc vòng. Lưu
ý rằng công suất của bất kỳ sóng mang nào được sử dụng cho quá trình khoá pha đều
trực tiếp làm giảm độ nhạy của bộ thu một lượng tương đương. Hơn nữa công suất
của tín hiệu cần thiết để dò pha của sóng mang vào được xác định chính xác phụ thuộc
vào nhiễu pha của laser nguồn và laser của bộ dao động nội được tổ hợp cũng như
băng thông của PLL. Do đó, băng thông của vòng tối ưu sẽ cho lỗi pha nhỏ nhất và có
thể làm tăng chất lượng của bộ thu quang homodyne.
Bộ thu Homodyne sử dụng vòng khóa pha Costas áp dụng cho tín hiệu điều chế
PSK được minh họa ở hình 1.18. Tín hiệu tới bộ thu và tín hiệu dao động nội được tổ
hợp ở bộ Optical Hybrid sao cho hai tín hiệu này sẽ lệch pha 90° ởchai ngõ ra của bộ
tách sóng quang.
Hình 1.18 Bộ thu vòng khoá pha quang Costas
Hai tín hiệu ở ngõ ra của hai bộ tách sóng quang sẽ được khuếch đại, rồi nhân
với nhau ở bộ Mixer. Pha của sóng mang sau đó sẽ được xác định ởbộ lọc thông thấp.
Hơn nữa, tín hiệu điều khiển cũng được lọc và được sử dụng để điều chỉnh tần số của
bộ dao động nội theo cách giống như đã áp dụng cho vòng khóa pha quang sóng mang
dẫn đường. Tuy nhiên, sửdụng PLL quang Costas có ưu điểm là tất cảcác mạch tín
hiệu bé trước khi trộn (mixer) có thể được ghép AC và do đó không không bị tiêu tốn
công suất truyền như trong linh kiện sóng mang dẫn đường.
Em bổ sung kết luận chương

CHƯƠNG II: Nghiên cứu hệ thống thông tin quang CO-OFDM
2.1 Sơ lược về kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM
2.1.1 Khái niệm về OFDM
Kỹ thuật OFDM (viết tắt của Orthogonal frequency-division multiplexing) là
một trường hợp đặc biệt của phương pháp điều chế đa sóng mang, trong đó các sóng
mang phụ trực giao với nhau, nhờ vậy phổ tính hiệu ở các sóng mang phụ cho phép
chồng lấn lên nhau mà phía thu vẫn có thể khôi phục lại tín hiệu ban đầu. Sự chồng
lấn phổ tín hiệu làm cho hệ thống OFDM có hiệu suất sử dụng phổ lớn hơn nhiều so
với kỹ thuật điều chế thông thường.
Kỹ thuật điều chế OFDM do R.W Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ . Trong
những thập kỷ vừa qua, nhiều công trình khoa học về kỹ thuật này đã được thực hiện
ở khắp nơi trên thế giới. Đặc biệt là công trình khoa học của Weistein và Ebert đã
chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể thực hiện được thông qua phép biến đổi
IDFT và phép giải điều chế OFDM có thể thực hiện được bằng phép biến đổi DFT.
Phát minh này cùng với sự phát triển của kỹ thuật số làm cho kỹ thuật điều chế
OFDM được ứng dụng trở nên rộng rãi. Thay vì sử dụng IDFT người ta có thể sử
dụng phép biến đổi nhan IFFT cho bộ điều chế OFDM, sử dụng FFT cho bộ giải điều
chế OFDM.
Ngày nay kỹ thuật OFDM còn kết hợp với phương pháp mã kênh sử dụng
trong thông tin vô tuyến. Các hệ thống này còn được gọi COFDM (code OFDM).
Trong hệ thống này tín hiệu trước khi được điều chế OFDM sẽ được mã kênh với các
loại mã khác nhau nhằm mục đích chống lại các lỗi đường truyền. Do chất lượng kênh
(fading và SNR) của mỗi sóng mang phụ là khác nhau, người ta điều chế tín hiệu trên
mỗi sóng mang với các mức điều chế khác nhau. Hệ thống này mở ra khái niệm về hệ
thống truyền dẫn sử dụng kỹ thuật OFDM với bộ điều chế tín hiệu thích ứng. Kỹ thuật
này đã được sử dụng trong hệ thống thông tin máy tính băng rộng HiperLAN/2 ở
Châu Âu. Trên thế giới hệ thống này được chuẩn hóa theo tiêu chuẩn IEEE.802.11a.
2.1.2 Ưu điểm và nhược điểm kỹ thuật OFDM
2.1.2.1 Ưu điểm kỹ thuật OFDM
* Hệ thống OFDM có thể loại bỏ hoàn toàn hiện tượng giao thoa giữa các kí

hiệu(ISI) nếu độ dài chuỗi bảo vệ (guard interval leght) lớn hơn trễ truyền dẫn lớn
nhất của kênh.
* Phù hợp cho việc thiết kế hệ thống truyền dẫn băng rộng, do ảnh hưởng của
sự phân tập về tần số đối với chất lượng của hệ thống được giảm nhiều so với hệ
thống truyền dẫn đơn sóng mang.
* Hệ thống có cấu trúc bộ thu đơn giản
2.1.2.2 Nhược điểm của hệ thống OFDM
* Đường bao biên độ của tín hiệu phát không bằng phẳng. Điều này gây ra méo
phi tuyến ở các bộ khuyếch đại công suất ở máy phát và máy thu.
* Sử dụng chuỗi bảo vệ tránh được nhiễu phân tập đa đường nhưng làm giảm
đi một phần hiệu suất sử dụng đường truyền, do bản thân chuỗi bảo vệ không mang
thông tin có ích.
* Do yêu cầu về điều kiện trực giao giữa các sóng mang phụ, hệ thống OFDM
rất nhạy cảm với hiệu ứng Doopler cũng như sự dịch tần (frequency offset) và dịch
thời gian (time offset) do sai số đồng bộ.
* Nhược điểm chính của kỹ thuật OFDM là tỷ số công suất đỉnh trên công suất
trung bình PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) lớn. Tín hiệu OFDM là tổng hợp tín
hiệu từ các sóng mang phụ, nên khi các sóng mang phụ đồng pha, tín hiệu OFDM sẽ
xuất hiện đỉnh rất lớn khiến cho PAPR lớn. Đây là yếu tố gây khó khăn trong việc bảo
đảm tính tuyến tính của các mạch khuếch đại, các bộ chuyển đổi ADC, DAC. Một
nhược điểm khác của kỹ thuật này là rất nhạy với lệch tần số, khi hiệu ứng dịch tần
Doppler xảy ra tần số sóng mang trung tâm sẽ bị lệch, dẫn đến bộ FFT không lấy
mẫu đúng tại đỉnh các sóng mang, dẫn tới sai lỗi khi giải điều chế các symbol. Đồng
thời hệ thống OFDM đòi hỏi đồng bộ tần số và thời gian một cách chính xác.
2.1.3 Cơ sở kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM
2.1.3.1 Mô hình hệ thống
Hình 2.1 Sơ đồ tiêu biểu của một hệ thống OFDM trong miền RF
* Chức năng các khối
• Serial to Parallel Converter: Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song
Hình 2.2 Bộ chuyển đổi nối tiếp – song song

Bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song Serial/Parallel chia luồng dữ liệu tốc độ
cao thành từng frame nhỏ có chiều dài k × b bit, k≤N, với b là số bit trong mô hình
điều chế số, N là số sóng mang. k, N sẽ được chọn sao cho các luồng dữ liệu song
song có tốc độ đủ thấp, để băng thông sóng mang con tương ứng đủ hẹp, sao cho
hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng.
• Parallel to Serial Converter: Bộ chuyển đổi song song - nối tiếp
Hình 2.3 Bộ chuyển đổi song song – nối tiếp
Phía thu sẽ dùng bộ chuyển đổi song song-nối tiếp Parallel/Serial để ghép N
luồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất.
• Bộ mapper và demapper
Hình 2.4 Bộ mapper và demapper
Từng symbol b bit sẽ được đưa vào bộ mapper mục đích là nâng cao dung lượng
kênh truyền. Một symbol b bit sẽ tương ứng một trong M = 2b trạng thái hay một vị
trí trong giản đồ chòm sao (constellation). Bên phía thu, bộ demaper chuyển các vị trí
trong giản đồ chòm sao thành symbol b bit tương ứng. Các phép điều chế có thể có
như:
- BPSK sử dụng symbol 1 bit, bit 0 hoặc bit 1 sẽ xác định trạng thái pha 0
0
hoặc
180
0
, tốc độ baud hay tốc độ chuỗi sẽ bằng tốc độ bit Baud = Rb.
- QPSK sử dụng symbol 2 bit (Dibit), Baud = Rb/ 2.
- 8-PSK hay 8-QAM sử dụng symbol 3 bit (Tribit), Baud = Rb/ 3.
- 16-PSK hay 16-QAM sử dụng symbol 4 bit (Quabit), Baud = Rb/ 4
• Bộ IFFT và FFT : Điều chế Fourier nhanh ngược và Fourier nhanh
Hình 2.5 Bộ IFFT và FFT
OFDM là kỹ thuật điều chế đa sóng mang, trong đó dữ liệu được truyền song song
nhờ rất nhiều sóng mang phụ. Để làm được điều này, cứ mỗi kênh phụ, ta cần một
máy phát sóng sine, một bộ điều chế và một bộ giải điều chế. Trong trường hợp số

kênh phụ là khá lớn thì cách làm trên không hiệu quả, nhiều khi là không thể thực hiện
được. Nhằm giải quyết vấn đề này, khối thực hiện chức năng biến đổi DFT/IDFT
được dùng để thay thế toàn bộ các bộ tạo dao động sóng sine, bộ điều chế, giải điều
chế dùng trong mỗi kênh phụ. FFT/IFFT được xem là một thuật toán giúp cho việc
thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT nhanh và gọn hơn bằng cách giảm số phép nhân
phức khi thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT và giúp tiết kiệm bộ nhớ.
Ta gọi: Chuỗi tín hiệu vào X(k), 0≤ k ≤ N-1. Khoảng cách tần số giữa các sóng mang
là ∆f. Chu kỳ của một Symbol OFDM là T
s
. Tần số trên sóng mang thứ k là f
k
=f
0
+k∆f.
Khi đó, tín hiệu phát đi có thể biểu diễn dưới dạng :
2.1
Trong đó là tín hiệu băng gốc. 2.2
Nếu lấy mẫu tín hiệu băng gốc với một chu kỳ T
S
/N tức là chọn N mẫu trong
một chu kỳ tín hiệu, phương trình 2.2 được viết lại:
2.3
Nếu thỏa mãn điều kiện trực giao =1 tức là thì các sóng mang sẽ trực giao với
nhau, lúc này công thức 2.3 trở thành:
2.4
Phương trình 2.4 chứng tỏ tín hiệu ra của bộ IDFT là một tín hiệu rời rạc cũng
có chiều dài là N nhưng trong miền thời gian.
Ở đầu thu, ký hiệu vào chính là các mẫu rời rạc của tín hiệu OFDM x(t) trong
miền thời gian. Phía thu làm ngược lại so với phía phát, phép biến đổi FFT được áp
dụng cho các tín hiệu vào của máy thu để thu được ký hiệu như đầu ra trên hình vẽ.

Tại bộ thu, bộ DFT được sử dụng để lấy lại tín hiệu X(k) ban đầu
Trong trường hợp lí tưởng (tín hiệu không suy hao trên đường truyền quang):
2.5
Ở đây, hàm là hàm delta, được định nghĩa là: (n)=
• Guard Interval Insertion và Guard interval Removal: Chèn và loại bỏ
khoảng bảo vệ
Hình 2.6 Bộ Guard Interval Insertion và Guard interval Removal
Hai nguồn nhiễu giao thoa (interference) thường thấy trong các hệ thống
truyền thông, cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI.
- ISI (Inter-Symbol Interference): nhiễu giao thoa liên ký tự, được định nghĩa là
xuyên nhiễu giữa các symbol trong khoảng thời gian Symbol t
s
của các frame FFT
liên tiếp (trong miền thời gian) .
- ICI (Inter-Carrier Interference): nhiễu giao thao liên sóng mang, được định nghĩa là
xuyên nhiễu giữa các kênh sóng mang phụ (subchannels) của cùng một frame FFT
(trong miền tấn số)
Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang trực giao làm tập tần số
của các kênh phụ. Nhiễu ISI sẽ gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu ta sử dụng số
lượng sóng mang N đủ lớn, khi đó băng thông của mỗi kênh đủ nhỏ so với coherence
bandwith, tức là độ rộng của một symbol có ích t
s
sẽ lớn hơn trải trễ của kênh truyền.
Tuy nhiên do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng, nên N phải được
chọn tối ưu, bộ Guard interval Insertion (Hình 2.6) được sử dụng nhằm kéo dài độ
rộng symbol có ích t
s
mà vẫn giữ nguyên số sóng mang. Bộ Guard Interval Insertion
sẽ chèn thêm một khoảng bảo vệ 
G

gồm q mẫu vào mỗi symbol, khi này độ rộng
một symbol tổng cộng sẽ là: