các yếu tố tác động đến sự thực hiện điều chế thích nghi

MỤC LỤC
Lời cảm ơn
Lời cảm ơn
Qua thời gian học tập tại lớp Cao học S09 của
Học viện công nghệ bưu chính viễn thông, tôi đã
được học và tiếp thu nhiều kiến thức mới từ sự chỉ
bảo tận tình của thầy, cô và sự giúp đỡ của bạn bè.
Tiểu luận môn học là nền tảng quan trọng và hỗ
trợ tôi trong tương lai khi thiết kế Luận văn tốt
nghiệp.
Tôi xin gửi lời cảm ơn sâu sắc và chân thành đến
thầy, TS Hồ Văn Cừu, người định hướng cho tôi
nghiên cứu, tìm hiểu và phát triển chuyên đề, cung
cấp cho chúng tôi những kinh nghiệm quý báu.
Tôi xin chân thành cảm ơn những người thân,
đồng nghiệp và bạn bè đã tạo mọi điều kiện để tôi
hoàn thành luận văn này.

TỪ VIẾT TẮT 3
MỞ ĐẦU 1
CHƯƠNG I: MỘT SỐ KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ 3
1.1. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ PSK (phase shift keying) 3
1.2. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ CẦU PHƯƠNG (QAM) 7
1.3. NHẬN XÉT 15
CHƯƠNG II: kỸ THUẬT điỀu chẾ thích nghi 16
2.1. NGUYÊN LÝ ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 16
2.2. HỆ THỐNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 17
2.3. SƠ ĐỒ KHỐI CỦA HỆ THÔNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 17
2.4. ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI CHO KÊNH FADING BĂNG HẸP 20
2.5. ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI TRONG MÔI TRƯỜNG BĂNG RỘNG 28
2.6. ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI 29

CHƯƠNG III: mô phỎng 46
KẾT LUẬN 52
TÀI LIỆU THAM KHẢO 53
TỪ VIẾT TẮT
A
ABER: Adaptive Bit-Error-Rate
AMPS: Advanced Mobile Phone Service
AWGN: Additive White Gaussian Noise
B
BER: Bit-Error-Rate
BPS: Bit per Symbol
BPSK: Binary Phase Shift Keying
C
CCI: Co-Channel - Interference
CCITT: International Telgraph and Telephone Consultative Committee
CDF : Cumulative Distribution Function
CDMA: Code Division Multiple Access
CDMA-2000: Code Division Multiple Access - 2000
D
DMT:
E
ETSI: European Telecommunications Standard Institute
F
FDMA: Frequency Division Multiple Access
FEC: Forward Error Correction
FFT: Fast Fourier Transform
G
GSM: Global System for Mobile Communication
I
IEEE: Institute of Electrical and Electronics Engineers

IFFT: Invert Fast Fourier Transform
ITU: International Telecommunication Union
ISI: Inter_ Symbol_ Interference
L
LOS: Line-of-sight
LMDS: local-to-multipoin-distribution-services
M
MAM: M-ary Amplitude Modulation
MEM: Maximum Entropy Method
MPSK: M-ary Phase Shift Keying
M-QAM: M-ary Quadrature Amplitude Modulation
N
NMT: Nordic Mobile Telephone
O
OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing
P
PCZ: Power Control Zone
PDF: Probability Density Function
PSAM: Pilot Symbol Assisted Modulation
PSD: Power Spectral Density
PSK: Phase Shift Keying
Q
QAM: Quadrature Amplitude Modulation
QPSK: Quadrature Phase Shift Keying
R
RF: Radio Frequency
S
SNR: Signal-to-Noise Ratio
T
TDD: Time Division Duplex

TDMA: Time Division Multiple Access
W
WCDMA: Wide Code Division Multiple Access
DANH SÁCH HÌNH
MỞ ĐẦU
1. LÝ DO CHỌN ĐỀ TÀI
1.1. Cơ sở lý luận
Trong truyền thông vô tuyến, phổ là một yếu tố quan trọng. Nó cùng với tỷ số
tín hiệu trên nhiễu (SNR) xác định tốc độ mà chúng ta có thể truyền thông tin. Ảnh
hưởng nhiễu trong hệ thống thông tin là nhiễu từ môi trường truyền. Chúng ta nghiên
cứu các cách truyền trong môi trường nhiễu bằng điều chế thích nghi. Bằng các
phương pháp này, chúng ta sẽ thay đổi điều chế tại bộ phát dựa vào các đáp ứng phản
hồi theo các điều kiện thay đổi của kênh. Đây là một cách tối ưu để truyền đúng sơ đồ
cho các trạng thái của kênh với độ chính xác được yêu cầu. Ví dụ, kênh ở trạng thái
kém (như SNR thấp) chúng ta có thể giảm kích cỡ chòm sao tín hiệu để cải thiện chất
lượng. Ngược lại khi kênh ở trạng thái tốt (SNR cao) chúng ta có thể tăng kích cỡ
chòm sao tín hiệu để tăng tốc độ dữ liệu một cách khả thi. Vì vậy,để nâng cao tốc độ
kênh truyền dẫn số mà vẫn bảo đảm BER theo những giá trị nhất định chúng ta sử
dụng điều chế thích nghi. Điều đó làm hệ thống linh hoạt và có thể sử dụng hiệu quả
của phổ tần hơn. Lúc đó thì lưu lượng có thể đạt được ở mức cao và chất lượng truyền
tốt hơn.
1.2. Cơ sở thực tiễn
Trong quá trình truyền tin, việc sử dụng hiệu quả phổ và nâng cao chất lượng
kênh truyền là vấn đề hết sức quan trọng. Vì vậy đã có nhiều tác giả nghiên cứu, đề
cập đến vấn đề điều chế thích nghi (ở phạm vi tài liệu mà chúng tôi có được), có thể
thấy rằng: có rất nhiều bài viết trực tiếp hoặc gián tiếp liên quan đến đề tài. Tuy vậy,
những bài viết, nghiên cứu đánh giá cụ thể, sát thực với đặc điểm, tình hình của từng
đường truyền thông tin số phù hợp lại chưa nhiều và chưa thực sâu sát. Vì thế, tôi thấy
cần có được những nghiên cứu, đánh giá cụ thể hơn, sát thực hơn để giải quyết vấn đề
triệt để hơn, hiệu quả hơn. Đó chính là những lí do để chúng tôi thực hiện đề tài này.

Tuy nhiên, do những giới hạn nhất định về thời gian nghiên cứu và bản thân người
nghiên cứu nên đề tài không thể tránh khỏi những thiếu sót, chúng tôi rất mong được
nhiều sự đánh giá, góp ý, bổ sung cho đề tài để đề tài dần được hoàn thiện hơn.
2. BỐ CỤC ĐỀ TÀI
Chương I. Một số kỹ thuật điều chế
Chương II. Kỹ thuật điều chế thích nghi
Chương III. Mô phỏng
3. Ý NGHĨA KHOA HỌC
Trong hệ thống cổ điển nguồn tài nguyên được cấp cố định cho người dùng,
còn trong phương pháp thích ứng thì sau khi nhận dạng yêu cầu của người dùng mới
cấp tài nguyên , vì thế việc sử dụng tài nguyên hệ thống hiệu quả hơn, nâng cao công
suất hoạt động của hệ thống.
1
Kỹ thuật thích ứng cho chất lượng tín hiệu tốt hơn đến người dùng, làm giảm
nhiễu xuyên kênh, chỉ phát vừa đủ công suất tín hiệu, vì thế chất lượng tín hiệu nhận
được tốt hơn sau khi truyền tín hiệu qua một vùng phủ rộng lớn
Giải thuật thích ứng thay đổi giá trị thông số điều chế linh động hơn. Theo
những luồng kênh thích hợp , khi kênh tốt thì giá trị đó sẽ gán cho thông số điều chế
để lưu lượng đạt được ở mức cao; khi kênh xấu thì giá trị đó sẽ gán cho thông số điều
chế để chất lượng truyền tốt ở những mức truyền thấp có thể được bảo đảm. Điều đó
làm hệ thống linh hoạt và có thể sử dụng hiệu quả của phổ tần hơn. Lúc đó thì lưu
lượng có thể đạt được ở mức cao và chất lượng truyền tốt hơn. .
Điều chế thích ứng và mã hóa (AMC-Adaptation Modulation and Coding) để
tối ưu hóa băng thông tùy thuộc vào điều kiện của kênh truyền. Đối với kênh truyền
tốt (có nghĩa là tỷ số tín hiệu trên nhiễu tạp âm SNR cao) có thể điều chế ở 64-QAM.
Đối với kênh ở chất lượng thấp thì giảm dần mức điều chế xuống đến QPSK.
Học viên thực hiện
2
CHƯƠNG I: MỘT SỐ KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ
Điều chế là quá trình xử lý thông tin vào sóng mang vô tuyến. Ðiều chế số

cũng có thể cải thiện hiệu suất phổ, bởi vì các tín hiệu số tốt hơn cho việc hạn
chế sự suy giảm kênh. Hiệu suất phổ là một thuộc tính quan trọng cho các hệ
thống không dây.
Để đạt được hiệu suất phổ cao, các sơ đồ điều chế phải được lựa chọn để có
hiệu suất băng thông cao. Nhiều hệ thống không dây, như điện thoại tế bào, hoạt
động theo nguyên tác là tái sử dụng tần số, ở đây các tần số sóng mang được tái
sử dụng ở các vị trí địa lý đã được chia. Chất lượng hệ thống được giới hạn bởi
nhiễu đồng kênh. Các sơ đồ điều chế phải xác định được hiệu suất băng thông
và có khả năng chịu được nhiễu đồng kênh ở các mức cao. Các kỹ thuật điều chế
số được chọn lựa cho các hệ thống không dây nhờ đáp ứng các thuộc tính sau:
 Mật độ công suất: làm giảm hiệu ứng của nhiễu kênh kề, công suất bức
xạ kênh kề từ 60 đến 80 dB. Các kỹ thuật điều chế có búp chính hẹp và
rolloff nhanh của các búp biên.
 BER tốt: xác suất lỗi bít thấp phải đạt được khi có nhiễu đồng kênh,
nhiễu kênh kề, nhiễu nhiệt và sự suy giảm các kênh khác như fading
và nhiễu xuyên ký tự (ISI).
 Đặc tính đường bao: khuyếch đại phi tuyến có thể giảm tỷ số bít lỗi
cho các sơ đồ điều chế, các thông tin phát được khuyếch đại biên độ
sóng mang. Để làm giảm các phổ búp biên trong suốt thời gian
khuyếch đại phi tuyến, tín hiệu ngõ vào phải có đường bao cố định
1.1. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ PSK (phase shift keying)
PSK là một trường lớn của các sơ đồ điều chế số. PSK được sử dụng rộng
rải trong nghành công nghiệp viễn thông. BPSK và QPSK được sử dụng hầu hết
trong các sơ đồ điều chế PSK, do hệ thống của chúng đơn giản và có hiệu suất
công suất và độ rộng băng thông rất tốt. Các sơ đồ MPSK mức cao hơn được sử
dụng nếu yêu cầu về hiệu suất băng thông cao hơn với tỷ số SNR cho phép.
1.1.1. Binary PSK.
Dữ liệu nhị phân được đặc trưng bởi hai tín hiệu với pha khác nhau, hai pha
đó là 0 và
π

, hai tín hiệu đó là :
( )
1
cos 2
c
s t A f t
π
=
, với
0 t T
≤ ≤
, cho
1
( )
2
cos 2
c
s t A f t
π
= −
, với
0 t T
≤ ≤
, cho
0
3
(1.1)
Các tín hiệu này được gọi là đối cực (antipodal). Lý do chọn lựa điều chế
BPSK vì điều chế này có hệ số tương quan bằng -1, chúng cho xác suất lỗi tối
thiểu khi cùng giá trị

/
b o
E N
, hai tín hiệu trên có cùng tần số và năng lượng.
Chúng ta thấy tất cả các tín hiệu PSK có thể được đặc trưng bằng đồ thị bởi một
chòm sao tín hiệu trong một hệ toạ độ hai chiều với :
tf
T
t
c
π
2cos
2
)(
1
=Φ
, với
0 t T
≤ ≤
Và
( )
2
2
sin 2
c
t f t
T
π
Φ = −
, với

0 t T
≤ ≤
Tương ứng với trục thẳng đứng và trục nằm ngang của nó.

Hình 1. 1: Chòm sao tín hiệu BPSK
Dấu “-” trong
( )
2
t
Φ
có nghĩa là các biểu thức tín hiệu PSK là một tổng thay
vì là một tín hiệu khác. Nhiều tín hiệu khác, đặc biệt là tín hiệu QAM cũng được
mô tả như vậy. Do đó chúng ta mô tả chòm sao tín hiệu BPSK với
( )
1
s t
và
( )
2
s t

được biễu diễn bằng hai điểm trên trục nằm ngang.
Ở đây :
2
2
A T
E =
Giả sử luồng dữ liệu nhị phân là 10110 thì dạng sóng của tín hiệu BPSK điều
chế có dạng như sau:

(a) f
c
= 2T
Dạng sóng có đường bao là hằng số, có pha không liên tục tại ranh giới của
các bít, nếu
/
c b
f mR m T
= =
, với
m
là một số nguyên và
b
R
là tốc độ bít dữ liệu,
và thời bít đồng bộ với sóng mang, khi đó pha ban đầu tại ranh giới bít là
0
hoặc
4
( )
2
t
Φ
( )
2
s t
E
( )
1
t

Φ
( )
1
s t
E
−
0
Da ta 1 0 1 1
0
(1.2)
(1.3)
(1.4)
π
tương ứng với bít với 1 hoặc 0. Tuy nhiên, nếu
c
f
không phải là một bội số
nguyên của
b
R
, pha ban đầu tại một ranh giới của bít khác 0 hoặc
π
Điều chế tín hiệu BPSK thật sự đơn giản. Đầu tiên một luồng dữ liệu
( )
a t
được hình thành từ luồng dữ liệu nhị phân.
( ) ( )
k
k
a t a p t kT

∞
=−∞
= −
∑

(a)
(b)
Hình 1. 2 : Điều chế BPSK (a) và giải điều chế BPSK (b) kết hợp
1.1.2. Quadrature PSK
Trong tất cả các sơ đồ MPSK, QPSK là sơ đồ thường được sử dụng khi nó
không giảm BER trong khi yêu cầu hiệu suất băng thông tăng.
QPSK là một trường hợp đặc biệt của MPSK, tín hiệu này có dạng như sau:
( )
cos 2
i c i
s A f t
π θ
= +
, với
0 t T
≤ ≤
,
1,2,3,4i
=
Ơ đây:
( )
2 1
4
i
i

π
θ
−
=
5
( )
Aa t cos2
c
f t
π
c
Acos2 f t
π
(-
1,+1)
Nguồn NRZ
Osc
(1.5)
(1.6)
Pha ban đầu của tín hiệu là
3 5 7
, , ,
4 4 4 4
π π π π
. Tần số sóng mang được chọn là
bội số nguyên của tốc độ symbol, vì vậy trong bất kỳ khoảng symbol
( )
, 1kT k T
+ 
 

, pha ban đầu của tín hiệu là một trong bốn pha trên.
Từ biểu thức trên ta có thể viết:
( )
cos cos 2 sin sin 2
i i c i c
s t A f t A f t
θ π θ π
= −
( ) ( )
1 1 2 2i i
s t s t
φ φ
= +
1
2
cos
sin
i i
i i
s E
s E
θ
θ
=
=
Và
1
2
1
tan

i
i
i
s
s
θ
−
=
Dibit Phase
i
θ
1
cos
i i
s E
θ
=
2
sin
i i
s E
θ
=
11
/ 4
π
/ 2E
+
/ 2E
+

01
3 / 4
π
/ 2E
−
/ 2E
+
00
3 / 4
π
−
/ 2E
−
/ 2E
−
10
/ 4
π
−
/ 2E
+
/ 2E
−
Bảng 1: Tọa độ tín hiệu QPSK
Dạng sóng QPSK sử dụng điểm tín hiệu trong hình sau:
Hình 1. 3: Chòm sao tín hiệu QPSK
S
1
S
2

S
3
S
4
E
1101
00 10
0
1
θ
( )
1
t
Φ
( )
2
t
Φ
6
(1.7)
(1.8)
Hình 1. 4: Dạng sóng QPSK
Giống như BPSK, dạng sóng có đường bao hằng và pha không liên tục tại
ranh giới symbol. Nhưng khác BPSK, chu kỳ symbol là 2T
b
. Nếu tốc độ truyền
dẫn của các symbol giống trong QPSK và BPSK, rõ ràng bằng trực giác dữ liệu
truyền QPSK gấp đôi BPSK. Khoảng cách các điểm kề nhau trong chòm sao
QPSK ngắn hơn BPSK. Điều này làm cho giải điều chế khó khăn hơn so với
BPSK để phân biệt các symbol. Tuy nhiên mặc dù xác suất lỗi symbol tăng

nhưng xác suất lỗi bít không thay đổi.
1.2. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ CẦU PHƯƠNG (QAM).
Các sơ đồ điều chế passband mà chúng ta đã nghiên cứu như BPSK, QPSK.
Tất cả các sơ đồ này đều có đường bao là hằng số. Đặc tính đường bao hằng của
{a
k
} 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1
{I
k
} 1 1 -1 -1
1
{Q
k
} -1 1 -1 1 1
0
( )
cos 2
c
I t f t
π
( )
sin 2
c
Q t f t
π
( ) ( ) ( )
cos2 sin 2
c c
s t I t f t Q t f t
π π

= −
I(t)
Q(t)
t
t
t
t
t
7
các sơ đồ này đặc biệt quan trọng cho các hệ thống với bộ khuyếch đại công suất
phải hoạt động trong các vùng không tuyến tính của đặc tính ngõ vào và ngõ ra
cho hiệu suất công suất cực đại, giống như các bộ thu phát vệ tinh. Trong một
vài hệ thống viễn thông, đường bao hằng có thể không là một yêu cầu cần thiết.
Nhưng trái lại hiệu suất băng thông là rất quan trọng. Điều chế biên độ cầu
phương (QAM) là một lớp của các sơ đồ đường bao không hằng, nó có thể đạt
được hiệu suất băng thông cao hơn MPSK khi cùng công suất tín hiệu trung
bình. Trong các sơ đồ điều chế nhiều mức biên độ (MAM: M-ary Amplitude
Modulation) tín hiệu cùng pha nhưng biên độ khác nhau. Trong các sơ đồ
MPSK, tín hiệu có cùng biên độ nhưng pha khác nhau. Và đương nhiên bước
phát triển kế tiếp là sử dụng cả hai kiểu điều chế biên độ và pha trong một sơ đồ
(QAM). Tín hiệu đó có dạng như sau:
( ) ( )
cos 2
i i c i
s t A f t
π θ
= +
, với
1,2, i M
=

(1.9)
Ơ đây
i
A
là biên độ và
i
θ
là pha của tín hiệu thứ
i
trong tín hiệu M mức.
Dạng xung thường được sử dụng để cải tiến phổ và hạn chế ISI hỗ trợ trong
QAM. Với dạng xung đó tín hiệu QAM có dạng như sau:
( ) ( ) ( )
cos 2
i i c i
s t A p t f t
π θ
= +
, với
1,2, i M
=
(1.10)
Với
( )
p t
là xung trơn xác định trên
[ ]
0,T
. Biểu thức trên có thể viết lại như
sau:

( ) ( ) ( )
1 2
cos2 sin 2
i i c i c
s t A p t f t A p t f t
π π
= −
(1.11)
Với :
1
2
cos
sin
i i i
i i i
A A
A A
θ
θ
=
=
(1.12)
Và
2 2
1 2i i i
A A A
= +
(1.13)
Tương tự MPSK, tín hiệu QAM có thể được biểu diễn một tổ hợp tuyến tính
của hại hàm trực giao. Biểu thức tín hiệu có dạng như sau:

( ) ( ) ( )
1 1 2 2i i i
s t s t s t
φ φ
= +
(1.14)
Ở đây:
tftp
E
t
c
p
πφ
2cos)(
2
)(
1
=
, 0≤ t ≤ T
tftp
E
t
c
p
πφ
2sin)(
2
)(
2
=

, 0≤ t ≤ T (1.15)
Và
8
1 1
2 2
cos
2 2
sin
2 2
p p
i i i i
p p
i i i i
E E
s A A
E E
s A A
θ
θ
= =
= =
(1.16)
Với
p
E
là năng lượng của
( )
p t
trong
[ ]

0,T
.
( )
2
0
T
p
E p t dt
=
∫
. Hệ số
2/
p
E
để
chuẩn hoá những hàm cơ bản
( )
1
t
φ
và
( )
2
t
φ
. Khi
T
f
c
1

=
,
( )
p t
là một đường bao
biến đổi chậm.
Đầu tiên chúng thực sự được chuẩn hoá khi:
( ) ( )
2 2 2
1
0 0
2
cos 2
T T
c
p
t dt p t f tdt
E
φ π
=
∫ ∫
( )
[ ]
2
0
1
1 cos4
T
c
p

p t f t dt
E
π
= +
∫
1
≅
, với
T
f
c
1
=
Cũng giống như vậy cho
( )
2
t
φ
. Thứ hai chúng thực sự trực giao khi:
( ) ( ) ( )
2
1 2
0 0
2
cos2 sin 2
T T
c c
p
t t dt p t f t f tdt
E

φ φ π π
= −
∫ ∫
( )
2
0
2
sin 4
T
c
p
p t f tdt
E
π
= −
∫
0
≅
, với
T
f
c
1
=
Như vậy cho tất cả các trường hợp thực tế,
( )
1
t
φ
và

( )
2
t
φ
là trực giao. Khi
( )
1p t
=
trong
[ ]
0,T
,
p
E T=
.
Năng lượng của tín hiệu thứ I là:
( )
2 2
0
1
2
T
i i i p
E s t dt A E
= ≅
∫
(1.17)
Và năng lượng tín hiệu trung bình là:
{ }
2

1
.
2
avg p i
E E E A=
(1.18)
Công suất trung bình là:
avg
avg
E
P
T
=
(1.19)
Biên độ trung bình là:
2
avg avg
A P
=
(1.20)
Tương tự MPSK, một đặc trưng hình học được gọi là chòm sao là một cách
rõ ràng để mô tả tín hiệu QAM. Trên trục nằm ngang của mặt phẳng chòm sao
9
là
( )
1
t
φ
và trục thẳng đứng là
( )

2
t
φ
. Một tín hiệu QAM được đặc trưng bởi một
điểm (hoặc vector hay pha) với toạ độ
( )
1 2
,
i i
s s
. Trên hai trục có thể lựa chọn
( )
cos 2
c
p t f t
π
và
( )
sin 2
c
p t f t
π
−
. Vì vậy toạ độ tín hiệu là
( )
1 2
,
i i
A A
. Đôi khi hai

trục này được gọi là trục I và trục Q.
Tín hiệu QAM dạng I Tín hiệu QAM dạng II
Tín hiệu QAM dạng III
Hình 1. 5: Các loại chòm sao tín hiệu QPSK
Chúng ta có thể nghiên cứu các đặc tính của chòm sao QAM. Giả sử trục là
( )
1
t
φ
và
( )
2
t
φ
, mỗi tín hiệu được đặc trưng bởi phasor (hoặc điểm tín hiệu).
( )
1 2
,
i i i
s s s
=
Độ lớn của phasor là :
2 2
1 2i i i i
s s s E
= + =
(1.21)
Cái này quan hệ với biên độ tín hiệu như sau:
2
i i

p
A s
E
=
(1.22)
Năng lượng trung bình là:
{ }
{ }
2
avg i i
E E E E s
= =
(1.23)
Pha
i
θ
là góc của đáp ứng phasor
1
2
1
tan
i
i
i
s
s
θ
−
=
(1.24)

Q Q
I I
Q
I
10
Khoảng cách bất kỳ của một cặp phasor là:
2
ij i j
d s s
= −
( ) ( )
2 2
1 1 2 2i j i j
s s s s
= − + −
, với
, 1,2, i j M
=
(1.25)
Phụ thuộc các giá trị
( )
1 2
,
i i
s s
hoặc
( )
,
i i
A

θ
ứng với một chòm sao QAM khác
nhau được thực hiện.
1.2.1. Chòm sao QAM
Chòm sao loại III (là Square-QAM) đã được sử dụng rộng rãi trong hầu hết
các hệ thống.
Khi thiết kế một chòm sao, phải quan tâm đến các điểm sau:
1. Khoảng cách Euclidean tối thiểu
min
d
trong số các phasor, càng lớn
càng tốt, khi xác định xác suất lỗi symbol của sơ đồ điều chế.
2. sự khác nhau về pha giữa các phasor, càng lớn càng tốt, khi nó xác định
sai pha và chống lại sự biến dạng của sơ đồ thu lại sóng mang và clock
không hoàn hảo và xoay pha của kênh
3. công suất trung bình của phasor phải càng nhỏ thì càng tốt.
4. tỷ số công suất đỉnh trên trung bình của phasor, tỷ số này là thông số đo
đạc chống lại sự biến dạng không tuyến tính bị gây ra do bộ khuyếch đại
công suất. Nó càng đồng nhất càng tốt.
5. các đặc tính khác như chống lại ảnh hưởng của fading.
1.2.2. Square QAM
Cho tín hiệu square QAM M mức, dạng tín hiệu của nó như sau:
( ) ( ) ( )
cos2 sin 2
o o
i i c i c
p p
E E
s t I p t f t Q p t f t
E E

π π
= −
( ) ( )
1 2
2 2
o o
i i
E E
I t Q t
φ φ
= +
(1.26)
Ơ đây
o
E
là năng lượng của tín hiệu với biên độ thấp nhất, và
( )
,
i i
I Q
là một
cặp số nguyên độc lập cái này xác định điểm tín hiệu trong chòm sao. Giá trị tối
thiểu của
( )
,
i i
I Q
là
( )
1, 1

± ±
. Cặp
( )
,
i i
I Q
là một phần tử của ma trận
L L
×
[ ]
( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( )
1, 1 3, 1 1, 1
1, 3 3, 3 1, 3
,
1, 1 3, 1 1, 1
i i
L L L L L L
L L L L L L
I Q
L L L L L L
− + − − + − − −
 
 
− + − − + − − −
 
=
 
 

− + − + − + − + − − +
 
 
M M M M
(1.27)
Với
L M
=
,
4
n
M
=
,
1,2,3, n
=
Ví dụ: cho 16-QAM,
4L
=
, ta có ma trận như sau:
11
[ ]
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( )
3,3 1,3 1,3 3,3
3,1 1,1 1,1 3,1
,
3, 1 1, 1 1, 1 3, 1

3, 3 1, 3 1, 3 3, 3
i i
I Q
− −
 
 
− −
 
=
 
− − − − − −
 
− − − − − −
 
 
(1.28)
(1.29)
1.2.3. Điều chế QAM
Chúng ta có thể viết tín hiệu QAM như sau:
( ) ( ) ( )
1 2
cos2 sin 2
c c
s t s t f t s t f t
π π
= −
, với
t
−∞ < < ∞
(1.30)

Ơ đây:
( ) ( )
( ) ( )
1 1
2 2
k
k
k
k
s t A p t kT
s t A p t kT
∞
=−∞
∞
=−∞
= −
= −
∑
∑
Chuỗi bit dữ liệu được đưa vào n bộ dữ liệu n bit. Có
2
n
M
=
bộ được phân
biệt rõ ràng. Mỗi n bộ của các bit ngõ vào để điều khiển tạo ra các mức. Bộ tạo
các mức cung cấp cho kênh I và kênh Q, đặc biệt dấu và mức cho một đường
nằm ngang và đường thẳng đứng kết hợp với trục tung của tín hiệu
( )
1 2

,
k k
A A
.
Ánh xạ cho n bộ vào các điểm QAM thường sử dụng mã Gray để lỗi bit tối
thiểu.
Hình 1. 6 : Điều chế QAM
12
Hình 1. 7 : Chòm sao 16-QAM được mã hoá Gray
Mỗi tín hiệu trong chòm sao có thể lưu giữ trong tập các mẫu và dữ liệu n bộ
được sử dụng như địa chỉ để thu được các mẫu.
1.2.4. Giải điều chế QAM
Giải điều chế kết hợp QAM có thể được thực hiện tách sóng kết hợp cho tín
hiệu M mức. Khi tín hiệu QAM chỉ có hai hàm cơ bản, bộ thu đơn giản nhất là
sử dụng hai bộ tương quan.
Tín hiệu thu là:
( ) ( ) ( )
i
r t s t n t
= +
Tách sóng tín hiệu QAM thống kê đầy đủ về khoảng cách:
( ) ( )
2 2
1 1 2 2i i i
l r s r s
= − + −
(1.31)
Ơ đây:
11
0

11
)()( nsdtttrr
i
T
+==
∫
φ
22
0
22
)()( nsdtttrr
i
T
+==
∫
φ
Độc lập biến ngẫu nhiên Gaussian với giá trị mean
1i
s
và
2i
s
. Phương sai là
/ 2
o
N
. Cặp
( )
1 2
,r r

xác định một điểm trong mặt phẳng chòm sao QAM, đặc trưng
cho tín hiệu nhiễu thu được. Bộ tách sóng so sánh khoảng cách từ
( )
1 2
,r r
đến tất
cả các đôi của
( )
1 2
,
i i
s s
và lựa chọn một đôi gần nhất. Việc giải điều chế dựa trên
kết quả quyết định. Chỉ số k mô tả chu kỳ symbol thứ k. chú ý rằng biên độ của
tín hiệu nhiễu có thể có bất kỳ giá trị. Cho square QAM,
1k
r
và
2k
r
có thể được
tách nhờ hai máy dò tìm nhiều ngưỡng từ
1i
s
và
2i
s
, do vậy tín hiệu
( )
i

s t
có thể
được tách ra.
13
Hình 1. 8: Giải điều chế QAM
1.2.5. Xác suất lỗi QAM
Các chòm sao square QAM với
2
k
M
=
với k chẵn, chòm sao QAM tương
đương với hai tín hiệu MAM trên sóng mang cầu phương, mỗi tín hiệu có
L M
=
điểm tín hiệu. Mỗi tín hiệu MAM có thể được giải điều chế riêng. Một
symbol QAM được tách đúng chỉ khi hai symbol MAM được tách đúng. Vì vậy
xác suất đúng của sự tách sóng của một symbol QAM là:
( )
2
1
c
M
P P
= −
Ơ đây
M
P
là xác suất lỗi symbol của AM
M

mức với một nữa công suất
trung bình của tín hiệu QAM. Chúng ta có:
( )
( )
2 1
3
1
avg
M
o
M
E
P Q
M N
M
−
 
=
 ÷
 ÷
−
 
(1.32)
Với
/
avg o
E N
là SNR trung bình trên symbol. Xác suất lỗi symbol của square
QAM là:
( )

2
2
1 1 2
s
M M M
P P P P
= − − = −
(1.33)
Tại SNR cao:
( )
( )
4 1
3
2
1
avg
s
M
o
M
E
P P Q
M N
M
−
 
≅ =
 ÷
 ÷
−

 
(1.34)
Để thu được xác suất lỗi bit từ xác suất lỗi symbol, chúng ta nhận xét rằng
square QAM có thể được mã hoá Gray. Do vậy chỉ có một bit khác nhau giữa
các symbol kề nhau. Mỗi symbol lỗi hầu hết là nguyên nhân giống với một bit
lỗi tại SNR lớn. Vậy
( )
ˆ
i
s t
( )
p t
( )
p t
2
2
sin
f t
c
E
p
π
−
2
cos 2 f t
c
E
p
π
( )

r t
2k
r
1k
r
( 1)k T
kT
dt
+
∫
Tính
toán
và
chọn
giá trị
nhỏ
nhất
Khôi
phục sóng
mang
( 1)k T
kT
dt
+
∫
14
2
log
s
b

P
P
M
≅
(1.35)
Đường cong
b
P
cho
4,8,16,32,64,128,256M
=
được cho như hình sau:
Hình 1. 9: Xác suất lỗi bit của QAM
1.3. NHẬN XÉT
Các sơ đồ điều chế M mức thường được ưa dùng hơn các sơ đồ điều chế hai
mức để truyền dẫn số liệu ở các kênh truyền dẫn đòi hỏi tiết kiệm băng tần bằng
cách tăng công suất. Bởi vì trong thực tế ít khi nào tìm thấy một kênh thông tin
có độ rộng băng tần đúng bằng độ rộng cần thiết để truyền thông tin sử dụng sơ
đồ điều chế hai mức.
♦ Đối với M-QAM và M-PSK, khi M tăng khoảng cách Euclide tối thiểu giữa các
điểm trong không gian tín hiệu giảm, suy ra xác suất lỗi tăng. Do vậy muốn duy trì xác suất
lỗi cũ (khoảng cách Euclide tối thiểu cũ) thì phải tăng công suất phát (tăng kích thước không
gian tín hiệu). Khi M tăng cũng có nghĩa là số bit trên một symbol tăng nên hiệu quả sử dụng
băng tần cũng tăng. Hiệu quả sử dụng băng tần luôn lớn hơn hoặc bằng 1.
♦ Tỷ lệ lỗi giảm đơn điệu đối với các kiểu điều chế khi giá trị Eb/No tăng.
Tuy nhiên không phải lúc nào M lớn là tốt. Cần phải có sự cân đối giữa hiệu quả sử
dụng phổ và hiệu quả sử dụng năng lượng. Trong số các tín hiệu M-PSK thì QPSK đảm bảo
sự dung hòa tốt nhất giữa hai yêu cầu về công suất và độ rộng băng tần.
15
CHƯƠNG II: KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI

Trong truyền thông vô tuyến, phổ là một yếu tố quan trọng. Nó cùng với tỷ
số tín hiệu trên nhiễu (SNR) xác định tốc độ mà chúng ta có thể truyền thông tin.
Trong nhiều năm, các nhà nghiên cứu tìm nhiều cách để sử dụng phổ hiệu quả
nhất. Vào đầu những năm 90, TDMA đã cho chúng ta cải thiện hiệu quả phổ
dựa trên FDMA. Những thập niên sau, CDMA đã cung cấp hiệu quả phổ còn tốt
hơn nữa.
Ảnh hưởng nhiễu trong hệ thống thông tin di động là nhiễu từ môi trường
truyền. Chúng ta nghiên cứu các cách truyền trong môi trường nhiễu bằng điều
chế thích nghi. Bằng các phương pháp này, chúng ta sẽ thay đổi điều chế tại bộ
phát dựa vào các đáp ứng phản hồi theo các điều kiện thay đổi của kênh. Đây là
một cách tối ưu để truyền đúng sơ đồ cho các trạng thái của kênh với độ chính
xác được yêu cầu. Ví dụ, khi trạng thái của kênh kém (như SNR thấp) chúng ta
có thể giảm kích cỡ chòm sao tín hiệu để cải thiện chất lượng. Ngược lại khi
kênh ở trạng thái tốt (như SNR cao) chúng ta có thể tăng kích cỡ chòm sao tín
hiệu để tăng tốc độ dữ liệu một cách khả thi.
Điều chế thích nghi trong truyền thông vô tuyến thật sự đóng vai trò quan
trọng, điều chế thích nghi cung cấp hiệu quả sử dụng hơn các sơ đồ điều chế cố
định. Điều chế thích nghi được sử dụng trong các modem (DMT). Điều chế
thích nghi cũng phát triển mạnh trong các hệ thống vô tuyến. Các hình thức điều
chế thich nghi hiện thời được sử dụng trong CDMA và trong các chuẩn LAN
không dây như IEEE 802.11. Các yếu tố liên quan đến điều chế thích nghi là
kênh di động thay đổi theo thời gian. Do vậy phản hồi của kênh thông tin trở
thành yếu tố giới hạn trong điều chế thích nghi.
2.1. NGUYÊN LÝ ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI
Mô hình điều chế thích nghi là sự hoạt động của bộ phát tương ứng theo các
điều kiện của kênh biến thiên theo thời gian. Để đáp ứng hiệu quả với các thay
đổi của đặc tính kênh truyền, các bước sau đây được thực hiện:
- Đánh giá đặc tính kênh: để lựa chọn phù hợp các thông số được sử dụng
cho sự truyền dẫn tiếp theo, một sự đánh giá tin cậy của hàm truyền của
kênh trong suốt khe thời gian phát tích cực tiếp theo là rất cần thiết.

- Lựa chọn các thông số phù hợp cho truyền dẫn tiếp theo: dựa trên sự dự
đoán các điều kiện kênh cho khe thời gian tiếp theo, bộ phát lựa chọn
kiểu điều chế và các kiểu mã hoá kênh cho phù hợp.
16
2.2. HỆ THỐNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI
Một cách tiếp cận hiệu quả để làm giảm những tác động xấu là điều chỉnh
một cách thích hợp các sơ đồ điều chế hoặc mã hoá kênh giống như một phạm
vi của các thông số hệ thống dựa vào chất lượng kênh thông tin gần như tức thời
ở máy thu, được phản hồi về lại máy phát với sự tham gia một kênh phản hồi.
2.3. SƠ ĐỒ KHỐI CỦA HỆ THÔNG ĐIỀU CHẾ THÍCH NGHI
Hình 2. 1: Sơ đồ khối hệ thống điều chế thích nghi
2.3.1.Chức năng các khối:
o Nguồn (Source): đây là các bit thông tin được tạo ra.
o Mã hoá (Encoder): các bit thông tin từ nguồn đến được mã hoá qua
một bộ FEC.
o Chuyển mạch điều chế (Modulator Switch): đây là khối quyết định
logic sơ đồ điều chế các bít từ khối mã hoá hoặc nguồn, nó yêu cầu thông
tin từ khối đo đạc kênh.
o Điều chế (Modulator): chuyển đổi dữ liệu nhị phân từ nguồn hoặc các
symbol từ khối mã hoá thành dạng sóng sin phức để truyền.
o Chèn pilot (pilot insert): ở đây các symbol pilot được chèn vào luồng
thông tin để sử dụng PSAM.
o Kênh (Channel): fading Rayleigh và AWGN được áp dụng để phát tín
hiệu qua.
o Xoá pilot (Pilot remove): tại đây, các symbol pilot được tách ra khỏi
luồng thông tin và được lưu giữ dùng cho khối đo đạc kênh.
Nguồn Mã hoá
NgưỡngChuyển
mạch điều chế
Điều chế Chèn Pilot

Kênh
truyền
Xoá PilotGiải điều
chế
Giải mã Đo đạc kênhSink
17
o Giải điều chế (Modulator): chuyển đổi tín hiệu thu thành các bit thông
tin hoặc các symbol.
o Đo đạc kênh (Channel Measures): xác định chất lượng kênh, dự đoán
sự thích nghi, thông tin được gỡi trở về bộ ngưỡng chuyển mạch kênh cho
các quyết định thích nghi.
o Giải mã (Decoder): FEC được xoá bỏ từ các symbol, thông tin bit thu
được gởi về Sink.
o Sink: BER và hiệu suất phổ được tính toán ở đây khi frame hoặc block
thu được và giải điều chế /giải mã.
Điều chế thích nghi là một phương pháp để cải thiện hiệu quả phổ và tỷ số lỗi
bít. Chúng ta có thể tối ưu hoá nó trong một kênh Rayleigh. Để cải thiện SNR
tức thời của chúng ta. Cho phép các sơ đồ điều chế với tốc độ cao hơn được sử
dụng với xác suất lỗi thấp. Chúng ta sẽ phân tích bốn sơ đồ điều chế trong các
điều kiện lý tưởng: BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM.
2.3.2. Giới hạn thích nghi
Chúng ta cần một cách để hệ thống quyết định sơ đồ điều chế nào tốt nhất
cho điều kiện hiện tại, BER tại bộ thu sẽ tốt hơn để quyết định chuyển mạch.
Tuy nhiên, chúng ta quyết định các phạm vi nào của SNR sẽ được sử dụng cho
sơ đồ điều chế nào, vấn đề này được thực hiện trong kênh AWGN cho mỗi sơ
đồ điều chế.
Điều này đòi hỏi rằng tín hiệu của chúng ta là
( ) ( ) ( ) ( )
.r t c t s t n t
= +

, với
( )
c t
là
kênh fading,
( )
s t
là tín hiệu phát đi và
( )
n t
là tín hiệu nhiễu. SNR là tỷ số công
suất tín hiệu trên công suất nhiễu. Trong hệ thống, chúng ta xem công suất tín
hiệu là công suất của tín hiệu phát nhân với kênh Rayleigh. Kết quả công suất
tín hiệu là công suất tín hiệu thu tức thời và được so sánh trực tiếp với công suất
nhiễu. Điều này cho phép chúng ta xem BER trong một kênh AWGN. Chúng ta
có các công thức xác suất lỗi bít [1] của bốn sơ đồ điều chế như sau:
( )
2
bpsk
P Q
γ
=
(2.1)
( )
qpsk
P Q
γ
=
(2.2)
16

1 1
3
4 5 5 2 5
qam
P Q Q Q
γ γ γ
 
     
= + +
 
 ÷  ÷  ÷
 ÷  ÷  ÷
 
     
 
(2.3)
18
1
3 5 7 5 7 11 13
12 21 21 21 21 21 21 21 21
1
3 7 9
64
6 21 21 21 21
1 1
3
3 21 4 21
Q Q Q Q Q Q Q Q
P Q Q Q Q
qam

Q Q
γ γ γ γ γ γ γ γ
γ γ γ γ
γ γ
+ + + + + + +
= + + − +
+ +
 
               
 
 ÷  ÷  ÷  ÷  ÷  ÷  ÷  ÷
               
 
 
       
 
 ÷  ÷  ÷  ÷
       
 
 
   
 
 ÷  ÷
   
 
5
21
Q
γ
−









 
 

 
 ÷

 
 

(2.4)
với tỷ số tín hiệu trên nhiễu là
γ
.
( )
2
2
1
2
x
x
Q x e dx
π

∞
−
=
∫
Tính toán BER trên lý thuyết cho mỗi sơ đồ điều chế chúng ta có đồ thị như
sau:
Hình 2. 2: Thực hiện BER trong AWGN
Trên hình 2.2, đường cong từ trái sang phải đặc trưng cho BER của BPSK,
QPSK, 16QAM và 64QAM trong kênh AWGN. Để quyết định các mức chuyển
mạch chính xác từ đồ thị này, chúng ta có các điểm hoạt động của hệ thống
chúng ta, hoặc thực hiện BER. Chúng ta chọn
4
10
−
như là điểm hoạt động của
chúng ta. Điều này có nghĩa là hệ thống của chúng ta sẽ giữ sao cho BER thấp
hơn
4
10
−
với sơ đồ điều chế hiệu suất phổ lớn nhất bất cứ lúc nào có thể. Tại
điểm này chúng ta sẽ xác định hiệu suất phổ là số bít thông tin được mã hoá trên
một symbol truyền được điều chế. Ví dụ, BPSK có hiệu suất phổ là 1 bit trên
symbol, QPSK có một hiệu suất phổ là 2 bit trên symbol, 16QAM có 4 bít trên
symbol, và 64QAM có 6 bit trên symbol.
19